JP2006337260A - 衛星測位方法及び衛星測位システム - Google Patents
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Abstract
【課題】 衛星からの雑音にうずもれた超微弱な信号であっても、高精度でかつ処理速度が極めて早い衛星測位方法を提供することを目的とする。
【解決手段】 内部発振部を有する受信機端末が衛星からの信号を受信し、受信した信号により受信機端末が衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、受信信号から衛星のドップラ効果による周波数誤差値を除去された信号の所定時間Ｔぶんのデータから微小時間ｉずつ遅らせて多数個のデータを取得する。次に、その多数個のデータを複数のブロックＢに分割して、そのブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行う。そして、ブロックＢ毎に演算したデータを同期加算して内部発振部の周波数誤差値を検出する。衛星のドップラ効果による周波数誤差値と内部発振部の周波数誤差値とを除去した受信信号から擬似距離を求める。
【選択図】 図６
【解決手段】 内部発振部を有する受信機端末が衛星からの信号を受信し、受信した信号により受信機端末が衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、受信信号から衛星のドップラ効果による周波数誤差値を除去された信号の所定時間Ｔぶんのデータから微小時間ｉずつ遅らせて多数個のデータを取得する。次に、その多数個のデータを複数のブロックＢに分割して、そのブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行う。そして、ブロックＢ毎に演算したデータを同期加算して内部発振部の周波数誤差値を検出する。衛星のドップラ効果による周波数誤差値と内部発振部の周波数誤差値とを除去した受信信号から擬似距離を求める。
【選択図】 図６
Description
本発明は、衛星測位方法及び衛星測位システムに関するものである。
測位用衛星（例えばＧＰＳ）受信機等に於ては、受信した衛星からの電波のコードに受信機内部で発生する同一コードを同期させて、コードを復調している。
しかし、測位用衛星は動いているために、ドップラ効果が生じ、そのため受信電波の周波数が衛星から送信したものとは異なっている。そこで、ＧＰＳ受信機などにてドップラ補正を行って、この周波数を衛星から送信した時点と同一にすることを行っている。
しかし、測位用衛星は動いているために、ドップラ効果が生じ、そのため受信電波の周波数が衛星から送信したものとは異なっている。そこで、ＧＰＳ受信機などにてドップラ補正を行って、この周波数を衛星から送信した時点と同一にすることを行っている。
また、受信機内の局部発振器（内部発振部）の周波数誤差があると、周波数変換後の周波数は衛星自身のドップラ効果による周波数誤差のほかに局部発振器の誤差が重畳される。
この際に受信機自身のみでドップラ補正を行おうとすれば、周波数誤差を自力で推定して考えられる周波数領域を総当りで試みる必要があり、コード復調が出来るまで繰り返す必要が生じるため、非常に長い処理時間が必要であるという欠点があった。つまり、コード復調するまで相当の時間がかかるという致命的な欠点を持っていた。
この際に受信機自身のみでドップラ補正を行おうとすれば、周波数誤差を自力で推定して考えられる周波数領域を総当りで試みる必要があり、コード復調が出来るまで繰り返す必要が生じるため、非常に長い処理時間が必要であるという欠点があった。つまり、コード復調するまで相当の時間がかかるという致命的な欠点を持っていた。
また、外部より正確な衛星の周波数誤差をもらっても、局部発振器の誤差が不明ならばドップラ補正は上記の場合と同様に、周波数誤差を自力で推定して考えられる周波数領域を総当りで試みる必要があり、コード復調が出来るまで計算を繰り返す必要が生じるという欠点があった。
局部発振器の誤差を完全に排除するためには、超高安定の発振器が要求されることになる。例えば高価なルビジウム発振器などが必要になり、システムが高価になるという欠点があった。
局部発振器の誤差を完全に排除するためには、超高安定の発振器が要求されることになる。例えば高価なルビジウム発振器などが必要になり、システムが高価になるという欠点があった。
また、この欠点を解決するために、外部から正確な周波数の信号を取り入れ、この信号に受信機内部の発振周波数の誤差を位相検出回路により検出することが従来から広く行われている。つまり、位相同期ループ回路により受信機内部の発振周波数を外部から正確な周波数の信号にロックさせて同一周波数にする手段（電波時計、ＪＪＹ等）が、一般に広く用いられている。この手段は、一般にＰＬＬ（Phase Lock Loop ）回路として広く知られている（例えば、特許文献１参照。）。
特開平７−３２１６４４号公報
解決しようとする問題点は、外部から取り入れる信号は、周波数安定度が受信機内部の周波数安定度より十分に正確で、かつ、信号電界強度が相応の強さ以上必要であるという制約があった。また、この手段では、外部から取り入れる受信信号が外部からドップラ効果を受けていたり、雑音にうずもれた信号であるなど、外部からとりいれる受信信号を基準にし、受信機内部の発振周波数の誤差を正確に検知することは、きわめて困難であるという欠点をもっている。
本発明の衛星測位方法は、内部発振部を有する受信機端末が衛星からの信号を受信し、受信した信号により該受信機端末が上記衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、上記受信信号から上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値を除去された信号の所定時間ぶんのデータから微小時間ずつ遅らせて多数個のデータを取得し、その多数個のデータを複数のブロックに分割して、そのブロック毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行い、ブロック毎に演算したデータを同期加算して上記内部発振部の周波数誤差値を検出し、上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部の周波数誤差値とを除去した受信信号から上記擬似距離を求める。
また、内部発振部を有する受信機端末が衛星からの信号を受信し、受信した信号により該受信機端末が上記衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、上記受信信号から上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値を除去された信号の所定時間ぶんのデータから微小時間ずつ遅らせて多数個のデータを取得し、その多数個のデータを複数のブロックに分割して、そのブロック毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行い、ブロック毎に演算したデータを同期加算して上記内部発振部の周波数誤差値を検出する第１段検出工程を行い、次に、内部発振部の周波数誤差の真値が存在する周波数領域を特定し、該周波数領域内で上記第１段検出工程で示すことのできる最小の周波数単位よりも小さい周波数単位毎に分けた周波数を内部発振部の周波数誤差の複数の候補値とし、上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号を相関計算し、その相関計算結果の中から最大のピーク値を示す相関計算結果を選んで内部発振部の高精度の周波数誤差値を検出する第２段検出工程を行い、高精度の周波数誤差値が示された上記第２段検出工程の相関計算結果から遅延値を検出し、該遅延値から上記擬似距離を求める。
また、本発明の衛星測位システムは、衛星からの衛星信号を受信機端末が受信し、受信した受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位システムに於て、上記受信機端末が、周波数信号を発振させる内部発振部と、上記受信信号から周波数誤差を補正するドップラ補正部と、該ドップラ補正部にて上記受信信号から上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値が除去された信号の所定時間ぶんのデータから微小時間ずつ遅らせて多数個のデータを取得しその多数個のデータを複数のブロックに分割して該ブロック毎に相関計算とＦＦＴと同期加算とを順次行って上記内部発振部の周波数誤差値を検出する周波数誤差検出部と、上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部の周波数誤差値とを除去した受信信号から上記擬似距離を求める擬似距離検出部と、を備えるものである。
また、衛星からの衛星信号を受信機端末が受信し、受信した受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位システムに於て、上記受信機端末が、周波数信号を発振させる内部発振部と、上記受信信号から周波数誤差を補正するドップラ補正部と、該ドップラ補正部にて上記受信信号から上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値が除去された信号の所定時間ぶんのデータから微小時間ずつ遅らせて多数個のデータを取得しその多数個のデータを複数のブロックに分割して該ブロック毎に相関計算とＦＦＴと同期加算とを順次行って上記内部発振部の周波数誤差値を検出する第１段検出部と、上記第１段検出部で検出した周波数誤差値より高精度の内部発振部の周波数誤差値を含むように複数の候補値を設定して上記ドップラ補正部にて上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号から上記内部発振部の高精度の周波数誤差値を検出する第２段検出部と、上記衛星のドップラ効果による周波数誤差値と上記第２段検出部で検出した高精度の周波数誤差値とを除去した受信信号から上記擬似距離を求める擬似距離検出部と、を備えたものである。
また、上記第２段検出部が、内部発振部の周波数誤差の真値が存在する周波数領域を特定し、該周波数領域内で上記第１段検出部で示すことのできる最小の周波数単位よりも小さい周波数単位毎に分けた周波数を内部発振部の周波数誤差の複数の候補値とし、上記ドップラ補正部にて衛星のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号を相関計算し、その相関計算結果の中で最大のピーク値を示す相関計算結果から上記内部発振部の高精度の周波数誤差値を検出するもである。
本発明は、雑音にうずもれた超微弱な信号であっても、信号対雑音比を著しく向上させた状態にすると共に、内部発振部の周波数誤差を自己検出させることができ、しかも、その処理時間を短くすることができる。つまり、高精度でかつ処理速度の早いものとすることができる。
従って本発明の衛星測位方法及び衛星測位システムでは、衛星からの信号を建物の中などに於て受信した場合であっても、つまり、雑音にうずもれドップラ変動を受けた超微弱な衛星からの信号であっても、超高感度でかつ応答性よく、受信機端末が有する内部発振器の発振周波数誤差を検出することができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
また、雑音にうずもれた超微弱な信号から内部発振部の周波数誤差を自己検出させることについては、特願２００３−２９７５７２号に記載された発明も提案しているが、本発明の衛星測位方法及び衛星測位システムは、内部発振部の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる点で優れている。
図１は、本発明の衛星測位方法及び衛星測位システムの実施の一形態の概略を示す全体ブロック図であり、図３は、衛星信号を受信してから擬似距離を求めるまでの本発明のフローチャート図である。
図１に於て、Ａ1 ，Ａ2 ，Ａ3 ，Ａ4 は衛星（測位衛星）を示し、１は基地局である。基地局１は、受信機端末11に各測位衛星Ａのドップラ情報を送るために設けられたものである。
基地局１は、見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ２を備え、ＧＰＳ基準信号をサーバ受信機３にて受信し、演算部４にてＧＰＳ信号からの衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値（ドップラ情報）を抽出する。
図１に於て、Ａ1 ，Ａ2 ，Ａ3 ，Ａ4 は衛星（測位衛星）を示し、１は基地局である。基地局１は、受信機端末11に各測位衛星Ａのドップラ情報を送るために設けられたものである。
基地局１は、見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ２を備え、ＧＰＳ基準信号をサーバ受信機３にて受信し、演算部４にてＧＰＳ信号からの衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値（ドップラ情報）を抽出する。
そして、送信部（送信機）５により演算部４での情報を、受信機端末11側に送信する。Ｌは通信回線であり、演算部４の情報は通信回線Ｌにて受信機端末11に送信する。通信回線Ｌは、受信機端末11側に演算部４の情報を送る通信路であり、通信回線Ｌは、考えられる通信回線はすべて対象としており、電磁的通信手段等でもよく、例えば、地上放送、携帯電話通信、通信衛星を介して情報を垂れ流しで放送する通信、インターネット回線でも良い。
受信機端末11は、基地局１からの演算部４の情報を放送などで受信する。演算部４の情報はＧＰＳ受信機端末11が備える受信部12にて受信される。
ＧＰＳ受信機端末11は、放送などの情報（携帯電話、インターネットなど）に対して、多くの端末11が同時に受信できることを想定している。なお、図１は説明を容易とするために、受信機端末11が１台の場合を示している。
ＧＰＳ受信機端末11は、放送などの情報（携帯電話、インターネットなど）に対して、多くの端末11が同時に受信できることを想定している。なお、図１は説明を容易とするために、受信機端末11が１台の場合を示している。
14は受信機端末11のアンテナ部である。受信機端末11（アンテナ部14）の場所は、衛星Ａが直接見えるところのみならず、通常の開けた野外以外に、木の陰や、建物の中などＧＰＳ電波の強さがかなり弱い場所なども想定している。
13はＧＰＳ信号をダウンコンバートし（搬送波を除去し）たＰＮ信号（Ｃ／Ａコード）をＡ／Ｄ変換するＧＰＳ受信部であり、15はその信号を蓄積する部分（メモリ：ＲＡＭ）である。16はＰＮ信号（信受信号）から周波数誤差を補正するドップラ補正部である。そして、ドップラ補正部16は、蓄積されたＧＰＳ信号のＰＮ信号（Ｉ成分、Ｑ成分）について、基地局１からの搬送波のドップラ情報から、搬送波のドップラ補正を行なう。つまり、ドップラ補正部16にて、受信信号から衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値を除去する。なお、ドップラ補正部16は、複数個備えられており、例えば、地球を回る衛星Ａの数に対応する個数を備えていてもよい。
13はＧＰＳ信号をダウンコンバートし（搬送波を除去し）たＰＮ信号（Ｃ／Ａコード）をＡ／Ｄ変換するＧＰＳ受信部であり、15はその信号を蓄積する部分（メモリ：ＲＡＭ）である。16はＰＮ信号（信受信号）から周波数誤差を補正するドップラ補正部である。そして、ドップラ補正部16は、蓄積されたＧＰＳ信号のＰＮ信号（Ｉ成分、Ｑ成分）について、基地局１からの搬送波のドップラ情報から、搬送波のドップラ補正を行なう。つまり、ドップラ補正部16にて、受信信号から衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値を除去する。なお、ドップラ補正部16は、複数個備えられており、例えば、地球を回る衛星Ａの数に対応する個数を備えていてもよい。
このドップラ補正部16で補正された受信信号は、（図２に示す）内部発振部（局部発振器）34の周波数誤差によるドップラ成分を含んだＰＮ信号（Ｉ成分、Ｑ成分）である。
このドップラ成分を含んだＰＮ信号、すなわち内部発振部34の周波数誤差により生じているドップラ成分を含んだＰＮ信号（Ｉ成分、Ｑ成分）について、周波数誤差検出部６にて内部発振部34の周波数誤差検出を行なう。
このドップラ成分を含んだＰＮ信号、すなわち内部発振部34の周波数誤差により生じているドップラ成分を含んだＰＮ信号（Ｉ成分、Ｑ成分）について、周波数誤差検出部６にて内部発振部34の周波数誤差検出を行なう。
そして、この局部周波数誤差値が求まれば、検出された周波数誤差から、容易にＰＮ信号のドップラ補正を行なうことが出来る。つまり、周波数誤差検出部６にて検出された局部周波数誤差値をドップラ補正部16に入力し、ドップラ補正部16で受信信号から局部周波数誤差値を除去する。
そして、周波数誤差（衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と局部周波数誤差値）がキャンセルされた信号により、擬似距離検出部19にて、受信機端末11と衛星Ａとの擬似距離を求める。ここで得られた擬似距離と、受信部12からの基地局位置、各衛星位置、基地局１と各衛星Ａとの擬似距離の情報により位置計算部20で受信機端末11の自己位置を知ることができる。
そして、周波数誤差（衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と局部周波数誤差値）がキャンセルされた信号により、擬似距離検出部19にて、受信機端末11と衛星Ａとの擬似距離を求める。ここで得られた擬似距離と、受信部12からの基地局位置、各衛星位置、基地局１と各衛星Ａとの擬似距離の情報により位置計算部20で受信機端末11の自己位置を知ることができる。
また、受信機端末11は、周波数誤差検出部６で検出された局部周波数誤差値より高精度の周波数誤差値を得るために第２段検出部７を有している。周波数誤差検出部６にて局部周波数誤差値を検出した後、第２段検出部７にて高精度の周波数誤差値を検出し、第２段検出部７にて検出された局部周波数誤差値をドップラ補正部16に入力し、ドップラ補正部16で受信信号から局部周波数誤差値を除去する。そして、周波数誤差（衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と局部周波数誤差値）がキャンセルされた信号により、擬似距離検出部19にて、受信機端末11と衛星Ａとの擬似距離を求める。
即ち、周波数誤差検出部６を第１段検出部66とし、第１段検出部66で粗めの局部周波数誤差値を求めた後（第１段検出工程）、第２段検出部７にて高精度の局部周波数誤差値を検出する（第２段検出工程）。
即ち、周波数誤差検出部６を第１段検出部66とし、第１段検出部66で粗めの局部周波数誤差値を求めた後（第１段検出工程）、第２段検出部７にて高精度の局部周波数誤差値を検出する（第２段検出工程）。
以下、各処理ブロックに於ける動作を詳細に説明する。図２は、受信機端末11の構成を示すブロック図である。
14は受信アンテナ部であり、32は受信アンテナ部14によるＰＮ信号を受信する高周波増幅部であり、33は周波数をダウンコンバートする周波数変換部である。
内部発振部34は、局部発振部（周波数シンセサイザ）等であり、35はＩ信号変換部（Ｉ信号変換搬送波除去部）、36はＱ信号変換部（Ｑ信号変換搬送波除去部）、37は90度移相器、38と39はＡ／Ｄコンバータ部、15は信号を一時記憶するためのメモリ部（ＲＡＭ）、41はＤＳＰ部、42はＣＰＵ部、22はパターン演算部、44はＤＳＰ部41用のＲＯＭ、45はＲＡＭ、46はＣＰＵ部42と接続されたＲＯＭである。
また、12は図１の基地局１からの情報を、放送等の通信回線Ｌを通じて得るための受信部である。
なお、図１のドップラ補正部16と周波数誤差検出部６（第１段検出部66）と第２段検出部７と擬似距離検出部19と位置計算部20とは、図２の信号処理部21に対応する。
14は受信アンテナ部であり、32は受信アンテナ部14によるＰＮ信号を受信する高周波増幅部であり、33は周波数をダウンコンバートする周波数変換部である。
内部発振部34は、局部発振部（周波数シンセサイザ）等であり、35はＩ信号変換部（Ｉ信号変換搬送波除去部）、36はＱ信号変換部（Ｑ信号変換搬送波除去部）、37は90度移相器、38と39はＡ／Ｄコンバータ部、15は信号を一時記憶するためのメモリ部（ＲＡＭ）、41はＤＳＰ部、42はＣＰＵ部、22はパターン演算部、44はＤＳＰ部41用のＲＯＭ、45はＲＡＭ、46はＣＰＵ部42と接続されたＲＯＭである。
また、12は図１の基地局１からの情報を、放送等の通信回線Ｌを通じて得るための受信部である。
なお、図１のドップラ補正部16と周波数誤差検出部６（第１段検出部66）と第２段検出部７と擬似距離検出部19と位置計算部20とは、図２の信号処理部21に対応する。
図４は、周波数変換部33にて処理した信号からＩ信号とＱ信号とを得るＩ信号変換（搬送波除去）部35とＱ信号変換（搬送波除去）部36に於ける動作概要を示す図である。図４に於て、47と48は乗算器であり、49と50は低域フィルタである。
図２と図４とにより、動作について説明すると、受信アンテナ部14からＰＮ信号でスペクトラム拡散変調された 1.5ＧＨｚ帯のＧＰＳ信号を高周波増幅部32にて受信する。内部発振部（周波数シンセサイザ）34と周波数変換部33によりＰＮ信号がダウンコンバートされ、例えば70ＭＨｚ帯の周波数領域に変換する。
これに内部発振部34と90度移相器37にて互いに90度位相の異なる70ＭＨｚの搬送波で掛け算する部分───すなわちＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36の部分───で互いに搬送波70ＭＨｚが除去され互いに直交するＩ成分とＱ成分のＰＮ符号（Ｃ／Ａコード符号）がそれぞれ取り出される。
内部発振部34は、局部発振器（周波数シンセサイザ）であり、一般に使用される安価な水晶発振器を用いることができる。なお、内部発振部34は周波数誤差を持っている。
これに内部発振部34と90度移相器37にて互いに90度位相の異なる70ＭＨｚの搬送波で掛け算する部分───すなわちＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36の部分───で互いに搬送波70ＭＨｚが除去され互いに直交するＩ成分とＱ成分のＰＮ符号（Ｃ／Ａコード符号）がそれぞれ取り出される。
内部発振部34は、局部発振器（周波数シンセサイザ）であり、一般に使用される安価な水晶発振器を用いることができる。なお、内部発振部34は周波数誤差を持っている。
搬送波を除去する動作を図４にて説明すると、70ＭＨｚ帯にダウンコンバートされたＧＰＳ信号はPN.cos((W+ΔW)ｔ＋Φ) で表される。ΔW はドップラ周波数であり、ΔW はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分と内部発振部34（周波数シンセサイザ）の周波数変動分とが合成されたものである。ここで衛星信号のドップラ周波数変動分（衛星Ａのドップラ周波数誤差）をΔ WC とし、内部発振部34の周波数変動分（局部周波数誤差値）をΔ WL とすると、ΔW=Δ WC + Δ WL となる。
そして、図２の内部発振部34からの信号および90度移相器37にて、90度位相の異なる信号が、互いに直交する搬送波cos(Wt) とsin(Wt) として表される。これら直交する信号と周波数変換部33からの信号PN.cos((W+ΔW)ｔ＋Φ) とを乗算器47，48にて乗算し、低域フィルタ49，50を通すと、PN.cos (ΔWt+ Φ) ，−PN.sin (Δwt+ Φ) が得られる。これらの変換はＩ，Ｑ変換器として汎用的に使われているものである。
図４では、Ｉ，Ｑ信号変換部35，36それぞれに於て、入力信号PN.cos((W+ΔW)ｔ＋Φ) に対して、互いに直交する搬送波cos(Wt) ，sin(Wt) を乗算することで、搬送波周波数W が両者とも同一であるため、両者とも搬送波成分が除去されている。
図４では、Ｉ，Ｑ信号変換部35，36それぞれに於て、入力信号PN.cos((W+ΔW)ｔ＋Φ) に対して、互いに直交する搬送波cos(Wt) ，sin(Wt) を乗算することで、搬送波周波数W が両者とも同一であるため、両者とも搬送波成分が除去されている。
次に、これら搬送波成分が除去された互いに直交する信号（アナログ信号）は、それぞれＡ／Ｄコンバータ部38，39にてアナログ信号からデジタル化された離散化信号に変換される。そして、これら２つの信号を一定時間、メモリ部（ＲＡＭ）15に蓄積する。
以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、内部発振部34、Ｉ信号変換部35、Ｑ信号変換部36、90度移相器37、Ａ／Ｄコンバータ部38，39は、汎用的な部分であり一般に広く使われているものであり、具体的構成の説明は省略する。
また、本発明の実施例に於ては、ＰＮ信号を搬送波成分が除去されたＰＮ信号として説明しているが、ＰＮ信号を搬送波成分が含まれたＰＮ信号として構成してもよい。
つまり、図２に於てＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36で、搬送波を除去しない回路として構成してもよい。
さらにこの場合、図４に於けるＩ信号変換部35の中の低域フィルタ49，Ｑ信号変換部36の中の低域フィルタ50はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）でも構成できる。
以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、内部発振部34、Ｉ信号変換部35、Ｑ信号変換部36、90度移相器37、Ａ／Ｄコンバータ部38，39は、汎用的な部分であり一般に広く使われているものであり、具体的構成の説明は省略する。
また、本発明の実施例に於ては、ＰＮ信号を搬送波成分が除去されたＰＮ信号として説明しているが、ＰＮ信号を搬送波成分が含まれたＰＮ信号として構成してもよい。
つまり、図２に於てＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36で、搬送波を除去しない回路として構成してもよい。
さらにこの場合、図４に於けるＩ信号変換部35の中の低域フィルタ49，Ｑ信号変換部36の中の低域フィルタ50はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）でも構成できる。
図２に於て、デジタル信号処理部21は、受信部12を介して得られるデータを処理するために受信部12に接続されたＣＰＵ部42、ＣＰＵ部42と接続されたＲＡＭ（メモリ）45とＲＯＭ（メモリ）46、またメモリ部（ＲＡＭ）15に接続されたＤＳＰ部41、ＤＳＰ部41に接続されたＲＯＭ（メモリ）44、そしてパターン演算部22から構成されている。
パターン演算部22は、内部ＰＮ符号パターンを発生させ、予め記憶する演算記憶部分である。また、ＣＰＵ部42とＤＳＰ部41は互いに接続され、ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46とでマイクロプロセッサとして動作する。
また、パターン演算部22は、あらかじめ作成しておいた内部ＰＮ符号パターンをメモリに蓄積した部分で構成してもよい。
パターン演算部22は、内部ＰＮ符号パターンを発生させ、予め記憶する演算記憶部分である。また、ＣＰＵ部42とＤＳＰ部41は互いに接続され、ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46とでマイクロプロセッサとして動作する。
また、パターン演算部22は、あらかじめ作成しておいた内部ＰＮ符号パターンをメモリに蓄積した部分で構成してもよい。
なお、内部ＰＮ符号パターン（レプリカＰＮ信号）について簡単に説明する。
一般に測位用衛星（例えばＧＰＳ）は地球上を複数個回っており、各衛星からは、搬送波（ＧＰＳの場合1575.42 ＭＨｚ）を、それぞれ個別の衛星に対応したＰＮ信号（Ｃ／Ａコードとも呼ばれる）でスペクトラム拡散変調がなされ、地球上に送信している。
例えば、1575.42 ＭＨｚを衛星Ａ1 はＰＮ信号ａで、衛星Ａ2 はＰＮ信号ｂでスペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星Ａ1 の信号を受信機端末11にて取り出す（復調させる）ためには、受信機端末11であらかじめＰＮ信号ａと同一のＰＮ信号ａ′を記憶させておき、このＰＮ信号ａ′により衛星Ａ1 はＰＮ信号ａを受信機端末11にて復調させる。
そして衛星Ａ2 からのＰＮ信号ｂを受信するためには、あらかじめ受信機端末11に、ＰＮ信号ｂと同じＰＮ信号ｂ′を記憶しておかなければならない。
したがって、受信機端末11にはあらかじめ各衛星Ａから送信される各衛星Ａに対応するすべてのＰＮ信号を持っていなければ各衛星Ａの信号を受信できない。
そして、本発明に於てこのあらかじめ用意されているＰＮ信号を内部ＰＮ符号パターン（レプリカＰＮ信号）としている。
一般に測位用衛星（例えばＧＰＳ）は地球上を複数個回っており、各衛星からは、搬送波（ＧＰＳの場合1575.42 ＭＨｚ）を、それぞれ個別の衛星に対応したＰＮ信号（Ｃ／Ａコードとも呼ばれる）でスペクトラム拡散変調がなされ、地球上に送信している。
例えば、1575.42 ＭＨｚを衛星Ａ1 はＰＮ信号ａで、衛星Ａ2 はＰＮ信号ｂでスペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星Ａ1 の信号を受信機端末11にて取り出す（復調させる）ためには、受信機端末11であらかじめＰＮ信号ａと同一のＰＮ信号ａ′を記憶させておき、このＰＮ信号ａ′により衛星Ａ1 はＰＮ信号ａを受信機端末11にて復調させる。
そして衛星Ａ2 からのＰＮ信号ｂを受信するためには、あらかじめ受信機端末11に、ＰＮ信号ｂと同じＰＮ信号ｂ′を記憶しておかなければならない。
したがって、受信機端末11にはあらかじめ各衛星Ａから送信される各衛星Ａに対応するすべてのＰＮ信号を持っていなければ各衛星Ａの信号を受信できない。
そして、本発明に於てこのあらかじめ用意されているＰＮ信号を内部ＰＮ符号パターン（レプリカＰＮ信号）としている。
ＲＯＭ46は、主にデジタル信号処理の実行プログラムを記憶している部分であり、デジタル信号処理部21のハードウェア部が、ＤＳＰ部41、ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46、ＲＯＭ44の構成であり、また、これら構成は、従来からＣＰＵ、ＤＳＰとメモリ（ＲＡＭとＲＯＭ）を使った汎用的なデジタル信号処理構成として広く一般に使われたものであり、説明を省略する。
そして、デジタル信号処理部21のハードウェア部により、図１のドップラ補正部16と周波数誤差検出部６との機能ブロックを実行させる。この機能ブロックをソフトウェアによるデジタル信号処理にて実行する場合ついて説明する
Ｉ信号変換部35とＱ信号変換部36とにより得られた信号は、ドップラ成分を含んでいる。このドップラ周波数ΔW は基地局（サーバ）１からの情報であり、受信機端末11の受信部12より情報を得る。
Ｉ信号変換部35とＱ信号変換部36とにより得られた信号は、ドップラ成分を含んでいる。このドップラ周波数ΔW は基地局（サーバ）１からの情報であり、受信機端末11の受信部12より情報を得る。
なお、ドップラ補正部16にて行なう補正は、外部ドップラ情報により、若しくは、内部処理により行なうことができる。つまり、受信機端末11が基地局１から外部ドップラ情報を受信して行なってもよく、又は、受信機端末11が有する図示省略の演算部にて受信ＰＮ信号から演算を行なってドップラ補正を行なってもよい。
そして、図５では外部からのドップラ補正情報によりドップラ補正を行う動作を示す。 図５に於て、26，27，28，29は乗算器、30は加算器、31は減算器を示す。ここでの入力信号はそれぞれメモリ部15に蓄積された離散化されたデータである。また、ｔは離散化された値を示すものとする。
図５の入力信号Ｉ信号、Ｑ信号のデータはそれぞれPN.cos( ΔWt +Φ) 、―PN.sin( ΔWt +Φ) で表される。
図５の入力信号Ｉ信号、Ｑ信号のデータはそれぞれPN.cos( ΔWt +Φ) 、―PN.sin( ΔWt +Φ) で表される。
これらの信号に対して、受信部12より得られた受信信号のドップラ周波数変動成分ΔWcより得られる信号cos(ΔWct)、sin(ΔWct)を、図５に示すように、乗算器26，27，28，29にて乗算し、加算器30と減算器31を通すと、―PN.sin (Δ WL t+Φ) と、PN.cos (Δ WL t+Φ) が得られる。これらの信号は離散化されたデジタル信号である。なお、この出力されたＰＮ符号は内部発振部34の周波数誤差によるドップラがかかっている。
そして、このＰＮ符号を図１に示す周波数誤差検出部６への入力信号とする。
そして、このＰＮ符号を図１に示す周波数誤差検出部６への入力信号とする。
次に、図６に於て、周波数誤差検出部６（第１段検出部66）で局部周波数誤差値を検出する動作について説明する。
ドップラ補正部16にて衛星Ａのドップラ周波数誤差値が除去された信号が、周波数誤差検出部６（第１段検出部66）に送られる。周波数誤差検出部６では、送られた信号の所定時間Ｔぶんのデータから微小時間ｉずつ遅らせて多数個のデータを取得し、その多数個のデータを複数のブロックＢに分割する。
例えば、所定時間Ｔを１sec 、微小時間ｉを１msecとし、20msec毎にブロックＢに分割した場合について説明する。
所定時間Ｔぶんのデータを１sec ぶんのデータとし、微小時間ｉを１msecとして合計1000個のデータをサンプリングする。そして、このデータを20msec毎にブロックＢに分割し、１sec ぶんのデータは50個のブロックＢに分けられる。
ドップラ補正部16にて衛星Ａのドップラ周波数誤差値が除去された信号が、周波数誤差検出部６（第１段検出部66）に送られる。周波数誤差検出部６では、送られた信号の所定時間Ｔぶんのデータから微小時間ｉずつ遅らせて多数個のデータを取得し、その多数個のデータを複数のブロックＢに分割する。
例えば、所定時間Ｔを１sec 、微小時間ｉを１msecとし、20msec毎にブロックＢに分割した場合について説明する。
所定時間Ｔぶんのデータを１sec ぶんのデータとし、微小時間ｉを１msecとして合計1000個のデータをサンプリングする。そして、このデータを20msec毎にブロックＢに分割し、１sec ぶんのデータは50個のブロックＢに分けられる。
次に、周波数誤差検出部６でブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行っていく。
信号処理部21が有する相関計算部９にて、ブロックＢ毎（20msec毎）に受信機端末11が予め有しているレプリカＰＮ符号（Ｃ／Ａコード信号）とで相関計算を行う。相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。
信号処理部21が有する相関計算部９にて、ブロックＢ毎（20msec毎）に受信機端末11が予め有しているレプリカＰＮ符号（Ｃ／Ａコード信号）とで相関計算を行う。相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。
一般にＧＰＳ衛星Ａは地球上を複数個回っており、各衛星Ａからは、1575.42 MHz の搬送波を、それぞれ個別の衛星Ａに対応したＰＮ信号信号でスペクトラム拡散変調がなされ地球上に送信している。例えば1575.42 MHz を、衛星Ａ1 はＰＮ信号ａで、衛星Ａ2 はＰＮ信号ｂで、スペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星Ａ1 の信号を受信機端末11にて取り出す（復調させる）ためには受信機端末11側であらかじめＰＮ信号ａと同一のＰＮ信号ａ′を記憶させておき、このＰＮ信号ａ′により衛星Ａ1 はＰＮ信号ａを受信機端末11にて復調させる。
そして、衛星Ａ2 を受信するためには、あらかじめ受信機端末11側にＰＮ信号ｂと同じＰＮ信号ｂ′を記憶しておかなければならない。したがって受信機端末11側には、あらかじめ各衛星Ａから発射される各衛星Ａに対応するすべてのＰＮ信号をもっていなければ、各衛星Ａの信号を受信できない。そして本発明において、このあらかじめ用意されているＰＮ信号をレプリカＰＮ符号としている。
そして、各ＧＰＳ衛星Ａに対応する（衛星受信信号を復調させる）各レプリカＰＮ符号は、あらかじめＧＰＳ受信機端末11が備える信号処理部21のＲＯＭ46に記憶させている。
そして、各ＧＰＳ衛星Ａに対応する（衛星受信信号を復調させる）各レプリカＰＮ符号は、あらかじめＧＰＳ受信機端末11が備える信号処理部21のＲＯＭ46に記憶させている。
また、一般にデータＸをx(n)（ただし n＝0:N ）、データＹをh(n)（ただし n＝0:N ）、ｋを整数として０≦ｋ≦Ｎとしたとき、数１の式のように表現する。
そして、ｙ(1),ｙ(2),ｙ(3) …ｙ(N) を計算する。ここでｙ (ｋ) の計算においてデータの加算回数はＮ個である。従って、このとき信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、Ｎ回の加算により雑音の成分は１／√Ｎに減少することが知られている。このためこの計算による雑音低減は１／√Ｎである。そして、この計算を相関計算という。（等価な相関計算は高速演算としてＦＦＴを用いて一般によく知られて用いられる方法があるが、ここでは原理説明のために一般的な計算法を示した。）
図７（ａ）に示すように、１個のブロックＢについての相関計算結果は、１msecのデータであるx 0 〜 19毎にピーク値がＰ0 〜Ｐ19まで検知される。また、図７（ｂ）は、このＰ0 〜Ｐ19のピーク値を時間（ｔ）軸上に並べたものである。図７（ｂ）に於て、Ｚは、Ｐ0 〜Ｐ19のピーク値のそれぞれの頂点を通るうなり線であり、このうなり線Ｚは局部周波数誤差値を表したものである。つまり、ピーク値Ｐ0 〜Ｐ19は局部周波数誤差値を表す波形の振幅を示している。
図７（ｂ）の離散化データは１ブロックＢぶんのデータ（ピーク値Ｐ0 〜Ｐ19）であるが、１sec ぶんのデータでは１msecのデータが1000個ある。次に、1000個のデータのピーク値Ｐ0 〜Ｐ999 を数２の式に入力して、信号処理部21が有するフーリエ変換部８にてＦＦＴする。つまり、Ｐn （ｎ＝０〜999 ）の値をｘ(n) として数２の式に入力する。
ｘ(n) にピーク値Ｐ0 〜Ｐ999 を入力してＦＦＴすると局部周波数誤差値Ｘm を算出できる。なお、数２の式のｎ及びｍは、０，１，…，Ｎ−１の整数であり、この実施例ではＮ＝1000である。
そして、それぞれのブロックＢ毎にＦＦＴして得た周波数成分を、信号処理部21が有する同期加算部10で同期加算し、雑音にうずもれた信号であっても局部周波数誤差値Δ WL を検出することができる。
一般に同期加算はデジタル信号処理回路で周期信号における雑音軽減の方法として広く知られている。この計算について述べると、一般に周期信号に対して１周期の信号をｓ個のサンプリングパルスでサンプリングしてｍ周期分データを取ると、D(1:ｍ，1:ｓ) のデータを取得できる（ｓは標本個数、ｍは加算回数）。このときＭ行目の同期加算平均結果は数３に示す式となる。
一般に同期加算はデジタル信号処理回路で周期信号における雑音軽減の方法として広く知られている。この計算について述べると、一般に周期信号に対して１周期の信号をｓ個のサンプリングパルスでサンプリングしてｍ周期分データを取ると、D(1:ｍ，1:ｓ) のデータを取得できる（ｓは標本個数、ｍは加算回数）。このときＭ行目の同期加算平均結果は数３に示す式となる。
信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、ｍ回の加算により雑音の成分は１／√ｍに減少することが知られている。本発明の実施例ではｍ＝1000である。そのため本発明の同期加算による雑音軽減は１／√1000である。
周波数誤差検出部６で局部周波数誤差値Δ WL が検出されると、その局部周波数誤差値Δ WL のデータをドップラ補正部16に送り、ドップラ補正部16にて受信信号から衛星Ａのドップラ周波数誤差値Δ WC と、局部周波数誤差値Δ WL とを除去する。
具体的には、図５に示す入力信号Ｉ信号PN.cos( ΔWt +Φ) と、Ｑ信号―PN.sin( ΔWt +Φ) に対して、衛星Ａのドップラ周波数誤差値Δ WC より得られる信号cos(ΔWct)とsin(ΔWct)以外に、局部周波数誤差値Δ WL より得られる信号cos(Δ WL t ）とsin(Δ WL t ）を乗算器26，27，28，29にて乗算し、加算器30と減算器31を通す（図示省略）。そして、受信信号から衛星Ａのドップラ周波数誤差値と局部周波数誤差値を除去した信号である―PN.sinΦとPN.cosΦが得られる。―PN.sinΦとPN.cosΦの各信号はＲＡＭ45に記憶される（図２参照）。
具体的には、図５に示す入力信号Ｉ信号PN.cos( ΔWt +Φ) と、Ｑ信号―PN.sin( ΔWt +Φ) に対して、衛星Ａのドップラ周波数誤差値Δ WC より得られる信号cos(ΔWct)とsin(ΔWct)以外に、局部周波数誤差値Δ WL より得られる信号cos(Δ WL t ）とsin(Δ WL t ）を乗算器26，27，28，29にて乗算し、加算器30と減算器31を通す（図示省略）。そして、受信信号から衛星Ａのドップラ周波数誤差値と局部周波数誤差値を除去した信号である―PN.sinΦとPN.cosΦが得られる。―PN.sinΦとPN.cosΦの各信号はＲＡＭ45に記憶される（図２参照）。
このＲＡＭ45に記憶された信号（―PN.sinΦとPN.cosΦを）同期加算部10にて同期加算し、同期加算された信号を相関計算部９にてレプリカＰＮ符号とで相関計算する。そして、Ｉ信号とＱ信号の合成を行い、これをＲＡＭ45に記憶させる。
次に、擬似距離検出部19の動作について説明する。擬似距離検出部19は、相関計算部９で相関計算されかつＲＡＭ45に記憶されているデータに於て、絶対値が最大となるデータを検索する。そして、絶対値が最大となる相関ピーク値の絶対値と、遅延値τが検出結果である。
この遅延値τが求まれば、この遅延値τから擬似距離（衛星ＳとＧＰＳ受信機端末11との間の距離）を求めることができる。なお、相関計算部９にて行う相関計算、Ｉ信号・Ｑ信号の合成、遅延値τから擬似距離を求める手段は、一般に広く知られており説明を省略する。
その後、図１の位置計算部20のブロックにて、基地局１からの基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離の情報を受信機端末11の受信部12で取得して自己位置が決定される。なお、位置計算部20もここで求めた擬似距離と、基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離から自己位置を決定する方法は一般に広く知られており容易に実現できる。
その後、図１の位置計算部20のブロックにて、基地局１からの基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離の情報を受信機端末11の受信部12で取得して自己位置が決定される。なお、位置計算部20もここで求めた擬似距離と、基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離から自己位置を決定する方法は一般に広く知られており容易に実現できる。
また、周波数誤差検出部６で検出した局部周波数誤差値より高精度の周波数誤差値を得るには、周波数誤差検出部６（第１段検出部66）にて局部周波数誤差値を検出した後（第１段検出工程後）、第２段検出部７にて高精度の周波数誤差値を検出する（第２段検出工程を行う）。
具体的には、まず、内部発振部34の周波数誤差の真値が存在する周波数領域を特定する。上述した実施例で説明すると、20msec毎のブロックＢに分割しているので、50Ｈｚより小さい周波数単位は測定できない。この場合、例えば、第１段検出部66で局部周波数誤差値が 150Ｈｚと検出されたとすると、50Ｈｚ毎にしか測定できないので、周波数誤差の真値は 150Ｈｚより一段階上と一段階下の測定可能値である 100Ｈｚと 200Ｈｚの間にある。 100Ｈｚより大きく 200Ｈｚ未満の領域が、特定する周波数領域となる。
具体的には、まず、内部発振部34の周波数誤差の真値が存在する周波数領域を特定する。上述した実施例で説明すると、20msec毎のブロックＢに分割しているので、50Ｈｚより小さい周波数単位は測定できない。この場合、例えば、第１段検出部66で局部周波数誤差値が 150Ｈｚと検出されたとすると、50Ｈｚ毎にしか測定できないので、周波数誤差の真値は 150Ｈｚより一段階上と一段階下の測定可能値である 100Ｈｚと 200Ｈｚの間にある。 100Ｈｚより大きく 200Ｈｚ未満の領域が、特定する周波数領域となる。
次に、特定した周波数領域（ 100Ｈｚより大きく 200Ｈｚ未満）内で第１段検出部66で示すことのできる最小の周波数単位（50Ｈｚ）よりも小さい周波数単位毎に分けた周波数を内部発振部34の高精度の周波数誤差の複数の候補値とする。例えば、50Ｈｚよりも小さい10Ｈｚ毎に分けると、候補値は 110Ｈｚ、 120Ｈｚ、…、 180Ｈｚ、 190Ｈｚと設定する。
そして、衛星Ａのドップラ周波数誤差値Δ WC より得られる信号cos(ΔWct)とsin(ΔWct)と、それぞれの候補値Δ WL ′より得られる信号cos(Δ WL t ）′とsin(Δ WL t ）′とを合わせて、入力信号Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｘとする。図８に示すように、この入力信号（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｘ）を複数のドップラ補正部16に入力して（図５参照）、受信信号から衛星Ａのドップラ周波数誤差値と各候補値とを除去する。それぞれのドップラ補正部16で処理された受信信号を相関計算部９にて相関計算し、その相関計算結果の中から最大のピーク値を示す相関計算結果を選んで内部発振部34の高精度の周波数誤差値を検出する。
そして、衛星Ａのドップラ周波数誤差値Δ WC より得られる信号cos(ΔWct)とsin(ΔWct)と、それぞれの候補値Δ WL ′より得られる信号cos(Δ WL t ）′とsin(Δ WL t ）′とを合わせて、入力信号Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｘとする。図８に示すように、この入力信号（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｘ）を複数のドップラ補正部16に入力して（図５参照）、受信信号から衛星Ａのドップラ周波数誤差値と各候補値とを除去する。それぞれのドップラ補正部16で処理された受信信号を相関計算部９にて相関計算し、その相関計算結果の中から最大のピーク値を示す相関計算結果を選んで内部発振部34の高精度の周波数誤差値を検出する。
衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と第２段検出部７で検出した高精度の周波数誤差値とを除去した受信信号データを擬似距離検出部19に入力し、擬似距離検出部19にて遅延値τを検出し、その遅延値τから擬似距離を求める。
なお、第１段検出工程で受信したデータを分割するブロックＢは、20msec毎以外に、例えば40msec毎に分割してもよく、受信機端末11の性能等に応じた分割の仕方であればよい。さらに、第２段検出工程を行わず、第１段検出工程のみ行っても実用的な局部周波数誤差値を検出可能である。
なお、第１段検出工程で受信したデータを分割するブロックＢは、20msec毎以外に、例えば40msec毎に分割してもよく、受信機端末11の性能等に応じた分割の仕方であればよい。さらに、第２段検出工程を行わず、第１段検出工程のみ行っても実用的な局部周波数誤差値を検出可能である。
また、本発明の衛星測位方法及び衛星測位システムは設計変更自由であり、周波数誤差検出部６（第１段検出部66）及び第２段検出部７にて検出した内部発振部34の周波数誤差値、高精度の周波数誤差値又は候補値を、図５に示すドップラ補正部16に衛星Ａのドップラ周波数誤差値と共に入力して処理を行っているが、衛星Ａのドップラ周波数誤差値のみを除去した信号から、ドップラ補正部16にて上記内部発振部34の周波数誤差値等を除去するようにしてもよい。つまり、ドップラ補正部16にて、衛星Ａのドップラ周波数誤差と内部発振部34の周波数誤差の補正をそれぞれ独立して行ってもよい。
また、図６に示すブロックＢ毎の相関計算とＦＦＴの演算処理は、それぞれ複数の処理装置を用いて並行させて処理してもよく、また、単数の処理装置でブロックＢ毎に演算処理を繰り返し行うようにしてもよい。
また、図６に示すブロックＢ毎の相関計算とＦＦＴの演算処理は、それぞれ複数の処理装置を用いて並行させて処理してもよく、また、単数の処理装置でブロックＢ毎に演算処理を繰り返し行うようにしてもよい。
以上のように、本発明の衛星測位方法によれば、内部発振部34を有する受信機端末11が衛星Ａからの信号を受信し、受信した信号により受信機端末11が衛星Ａとの間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、受信信号から衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値を除去された信号の所定時間Ｔぶんのデータから微小時間ｉずつ遅らせて多数個のデータを取得し、その多数個のデータを複数のブロックＢに分割して、そのブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行い、ブロックＢ毎に演算したデータを同期加算して内部発振部34の周波数誤差値を検出し、衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と内部発振部34の周波数誤差値とを除去した受信信号から擬似距離を求めるので、衛星Ａからの信号を建物の中などにおいて受信した場合であっても、つまり、雑音にうずもれたドップラ変動を受けた超微弱な衛星Ａからの信号であっても、超高感度でかつ応答性よく、受信機端末11が有する内部発振部34の発振周波数誤差を自己検知することができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
さらに、ブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算を行うので、内部発振部34の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
さらに、ブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算を行うので、内部発振部34の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる。
また、内部発振部34を有する受信機端末11が衛星Ａからの信号を受信し、受信した信号により受信機端末11が衛星Ａとの間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、受信信号から衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値を除去された信号の所定時間Ｔぶんのデータから微小時間ｉずつ遅らせて多数個のデータを取得し、その多数個のデータを複数のブロックＢに分割して、そのブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行い、ブロックＢ毎に演算したデータを同期加算して内部発振部34の周波数誤差値を検出する第１段検出工程を行い、次に、内部発振部34の周波数誤差の真値が存在する周波数領域を特定し、周波数領域内で第１段検出工程で示すことのできる最小の周波数単位よりも小さい周波数単位毎に分けた周波数を内部発振部34の周波数誤差の複数の候補値とし、衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と内部発振部34の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号を相関計算し、その相関計算結果の中から最大のピーク値を示す相関計算結果を選んで内部発振部34の高精度の周波数誤差値を検出する第２段検出工程を行い、高精度の周波数誤差値が示された第２段検出工程の相関計算結果から遅延値τを検出し、遅延値τから擬似距離を求めるので、衛星Ａからの信号を建物の中などにおいて受信した場合であっても、つまり、雑音にうずもれたドップラ変動を受けた超微弱な衛星Ａからの信号であっても、超高感度でかつ応答性よく、受信機端末11が有する内部発振部34の発振周波数誤差を自己検知することができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
さらに、ブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算を行うので、内部発振部34の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる。
また、第２段検出工程では、第１段検出工程で示すことのできる最小の周波数単位よりも小さい内部発振部34の周波数単位で周波数誤差値を検出できるので、内部発振部34の周波数誤差値検出の精度を一層向上させることができ、正確な擬似距離を測定できる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
さらに、ブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算を行うので、内部発振部34の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる。
また、第２段検出工程では、第１段検出工程で示すことのできる最小の周波数単位よりも小さい内部発振部34の周波数単位で周波数誤差値を検出できるので、内部発振部34の周波数誤差値検出の精度を一層向上させることができ、正確な擬似距離を測定できる。
また、本発明である衛星測位システムは、衛星Ａからの衛星信号を受信機端末11が受信し、受信した受信信号により受信機端末11が衛星Ａとの間の擬似距離を求める衛星測位システムに於て、受信機端末11が、周波数信号を発振させる内部発振部34と、受信信号から周波数誤差を補正するドップラ補正部16と、ドップラ補正部16にて受信信号から衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値が除去された信号の所定時間Ｔぶんのデータから微小時間ｉずつ遅らせて多数個のデータを取得しその多数個のデータを複数のブロックＢに分割してブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴと同期加算とを順次行って内部発振部34の周波数誤差値を検出する周波数誤差検出部６と、衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と内部発振部34の周波数誤差値とを除去した受信信号から擬似距離を求める擬似距離検出部19と、を備えるので、衛星Ａからの信号を建物の中などにおいて受信した場合であっても、つまり、雑音にうずもれたドップラ変動を受けた超微弱な衛星Ａからの信号であっても、超高感度でかつ応答性よく、受信機端末11が有する内部発振部34の発振周波数誤差を自己検知することができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
さらに、ブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算を行うので、内部発振部34の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
さらに、ブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算を行うので、内部発振部34の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる。
また、衛星Ａからの衛星信号を受信機端末11が受信し、受信した受信信号により受信機端末11が衛星Ａとの間の擬似距離を求める衛星測位システムに於て、受信機端末11が、周波数信号を発振させる内部発振部34と、受信信号から周波数誤差を補正するドップラ補正部16と、ドップラ補正部16にて受信信号から衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値が除去された信号の所定時間Ｔぶんのデータから微小時間ｉずつ遅らせて多数個のデータを取得しその多数個のデータを複数のブロックＢに分割してブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴと同期加算とを順次行って内部発振部34の周波数誤差値を検出する第１段検出部66と、第１段検出部66で検出した周波数誤差値より高精度の内部発振部34の周波数誤差値を含むように複数の候補値を設定してドップラ補正部16にて衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と内部発振部34の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号から内部発振部34の高精度の周波数誤差値を検出する第２段検出部７と、衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と第２段検出部７で検出した高精度の周波数誤差値とを除去した受信信号から擬似距離を求める擬似距離検出部19と、を備えるので、衛星Ａからの信号を建物の中などにおいて受信した場合であっても、つまり、雑音にうずもれたドップラ変動を受けた超微弱な衛星Ａからの信号であっても、超高感度でかつ応答性よく、受信機端末11が有する内部発振部34の発振周波数誤差を自己検知することができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
さらに、ブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算を行うので、内部発振部34の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる。
また、第２段検出部７が、高精度の内部発振部34の周波数誤差値を検出できるので、正確な擬似距離を測定できる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
さらに、ブロックＢ毎に相関計算とＦＦＴの演算を行うので、内部発振部34の周波数誤差を検出するための演算処理時間を著しく短くでき、かつ、その演算処理を小規模の回路（メモリ）で行うことができる。
また、第２段検出部７が、高精度の内部発振部34の周波数誤差値を検出できるので、正確な擬似距離を測定できる。
また、第２段検出部７が、内部発振部34の周波数誤差の真値が存在する周波数領域を特定し、周波数領域内で第１段検出部66で示すことのできる最小の周波数単位よりも小さい周波数単位毎に分けた周波数を内部発振部34の周波数誤差の複数の候補値とし、ドップラ補正部16にて衛星Ａのドップラ効果による周波数誤差値と内部発振部34の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号を相関計算し、その相関計算結果の中で最大のピーク値を示す相関計算結果から内部発振部34の高精度の周波数誤差値を検出するので、内部発振部34の周波数誤差値検出の精度を一層向上させることができ、正確な擬似距離を測定できる。
６ 周波数誤差検出部
７ 第２段検出部
11 受信機端末
16 ドップラ補正部
19 擬似距離検出部
34 内部発振部
66 第１段検出部
Ａ 衛星
Ｂ ブロック
ｉ 微小時間
Ｔ 所定時間
τ 遅延値
７ 第２段検出部
11 受信機端末
16 ドップラ補正部
19 擬似距離検出部
34 内部発振部
66 第１段検出部
Ａ 衛星
Ｂ ブロック
ｉ 微小時間
Ｔ 所定時間
τ 遅延値
Claims (5)
- 内部発振部（34）を有する受信機端末（11）が衛星（Ａ）からの信号を受信し、受信した信号により該受信機端末（11）が上記衛星（Ａ）との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、
上記受信信号から上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値を除去された信号の所定時間（Ｔ）ぶんのデータから微小時間（ｉ）ずつ遅らせて多数個のデータを取得し、その多数個のデータを複数のブロック（Ｂ）に分割して、そのブロック（Ｂ）毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行い、ブロック（Ｂ）毎に演算したデータを同期加算して上記内部発振部（34）の周波数誤差値を検出し、上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部（34）の周波数誤差値とを除去した受信信号から上記擬似距離を求めることを特徴とする衛星測位方法。 - 内部発振部（34）を有する受信機端末（11）が衛星（Ａ）からの信号を受信し、受信した信号により該受信機端末（11）が上記衛星（Ａ）との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、
上記受信信号から上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値を除去された信号の所定時間（Ｔ）ぶんのデータから微小時間（ｉ）ずつ遅らせて多数個のデータを取得し、その多数個のデータを複数のブロック（Ｂ）に分割して、そのブロック（Ｂ）毎に相関計算とＦＦＴの演算処理を順次行い、ブロック（Ｂ）毎に演算したデータを同期加算して上記内部発振部（34）の周波数誤差値を検出する第１段検出工程を行い、次に、内部発振部（34）の周波数誤差の真値が存在する周波数領域を特定し、該周波数領域内で上記第１段検出工程で示すことのできる最小の周波数単位よりも小さい周波数単位毎に分けた周波数を内部発振部（34）の周波数誤差の複数の候補値とし、上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部（34）の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号を相関計算し、その相関計算結果の中から最大のピーク値を示す相関計算結果を選んで内部発振部（34）の高精度の周波数誤差値を検出する第２段検出工程を行い、高精度の周波数誤差値が示された上記第２段検出工程の相関計算結果から遅延値（τ）を検出し、該遅延値（τ）から上記擬似距離を求めることを特徴とする衛星測位方法。 - 衛星（Ａ）からの衛星信号を受信機端末（11）が受信し、受信した受信信号により該受信機端末（11）が該衛星（Ａ）との間の擬似距離を求める衛星測位システムに於て、
上記受信機端末（11）が、周波数信号を発振させる内部発振部（34）と、上記受信信号から周波数誤差を補正するドップラ補正部（16）と、該ドップラ補正部（16）にて上記受信信号から上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値が除去された信号の所定時間（Ｔ）ぶんのデータから微小時間（ｉ）ずつ遅らせて多数個のデータを取得しその多数個のデータを複数のブロック（Ｂ）に分割して該ブロック（Ｂ）毎に相関計算とＦＦＴと同期加算とを順次行って上記内部発振部（34）の周波数誤差値を検出する周波数誤差検出部（６）と、上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部（34）の周波数誤差値とを除去した受信信号から上記擬似距離を求める擬似距離検出部（19）と、を備えることを特徴とする衛星測位システム。 - 衛星（Ａ）からの衛星信号を受信機端末（11）が受信し、受信した受信信号により該受信機端末（11）が該衛星（Ａ）との間の擬似距離を求める衛星測位システムに於て、
上記受信機端末（11）が、周波数信号を発振させる内部発振部（34）と、上記受信信号から周波数誤差を補正するドップラ補正部（16）と、該ドップラ補正部（16）にて上記受信信号から上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値が除去された信号の所定時間（Ｔ）ぶんのデータから微小時間（ｉ）ずつ遅らせて多数個のデータを取得しその多数個のデータを複数のブロック（Ｂ）に分割して該ブロック（Ｂ）毎に相関計算とＦＦＴと同期加算とを順次行って上記内部発振部（34）の周波数誤差値を検出する第１段検出部（66）と、上記第１段検出部（66）で検出した周波数誤差値より高精度の内部発振部（34）の周波数誤差値を含むように複数の候補値を設定して上記ドップラ補正部（16）にて上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部（34）の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号から上記内部発振部（34）の高精度の周波数誤差値を検出する第２段検出部（７）と、上記衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値と上記第２段検出部（７）で検出した高精度の周波数誤差値とを除去した受信信号から上記擬似距離を求める擬似距離検出部（19）と、を備えることを特徴とする衛星測位システム。 - 上記第２段検出部（７）が、内部発振部（34）の周波数誤差の真値が存在する周波数領域を特定し、該周波数領域内で上記第１段検出部（66）で示すことのできる最小の周波数単位よりも小さい周波数単位毎に分けた周波数を内部発振部（34）の周波数誤差の複数の候補値とし、上記ドップラ補正部（16）にて衛星（Ａ）のドップラ効果による周波数誤差値と上記内部発振部（34）の周波数誤差の各候補値とを除去したそれぞれの受信信号を相関計算し、その相関計算結果の中で最大のピーク値を示す相関計算結果から上記内部発振部（34）の高精度の周波数誤差値を検出する請求項４記載の衛星測位システム。
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|---|---|---|---|---|
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| US8391341B2 (en) | 2007-12-14 | 2013-03-05 | Magellan Systems Japan, Inc. | Process for sub-microsecond time transfer using weak GPS/GNSS signals |
| WO2016027727A1 (ja) * | 2014-08-20 | 2016-02-25 | ソニー株式会社 | 全地球航法衛星システムの受信装置および受信方法、並びにプログラム |
| WO2019003950A1 (ja) * | 2017-06-30 | 2019-01-03 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 無線端末、情報処理装置、情報処理方法、およびプログラム |
-
2005
- 2005-06-03 JP JP2005164256A patent/JP4160969B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US8391341B2 (en) | 2007-12-14 | 2013-03-05 | Magellan Systems Japan, Inc. | Process for sub-microsecond time transfer using weak GPS/GNSS signals |
| US8615032B2 (en) | 2007-12-14 | 2013-12-24 | Magellan Systems Japan, Inc. | Process for sub-microsecond time transfer using weak GPS/GNSS signals |
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| WO2019003950A1 (ja) * | 2017-06-30 | 2019-01-03 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 無線端末、情報処理装置、情報処理方法、およびプログラム |
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