JP6772194B2 - オフセット搬送波変調測距信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、サテライト（衛星）無線ナビゲーション信号に関するものであり、特にオフセット搬送波変調（ＯＣＭ）測距信号を処理する方法及び受信機に関するものである。

サテライトナビゲーションは、ＧＰＳのようなシステムを使用することにより、社会及び経済上の重要な要素となってきている。グローバルナビゲーションサテライトシステム（ＧＮＳＳ：全地球測位サテライトシステム）は、無線ナビゲーション信号を（必ずしもそうではないが代表的に地上のものとした）受信機に送信してこれら受信機が測距目的のために又は位置、速度、時間の解（ＰＶＴの解）を計算するために処理されるとともに用いられるようにするものである。

多くの最新のグローバルナビゲーションサテライトシステム（ＧＮＳＳ）の信号は、オフセット搬送波変調（ＯＣＭ）を用いる複合符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号を送信するものである。これらの信号には、種々のベースバンド成分及びある範囲の副搬送波が含まれている。これらの例には、(ｉ)正弦波副搬送波により変調されてＯＣＭ信号となる二相偏移変調（ＢＰＳＫ）ベースバンド信号と、(ii)方形波副搬送波により変調されてバイナリオフセット搬送波（ＢＯＣ）信号となるＢＰＳＫベースバンド信号と、(iii)正弦波副搬送波を用いる直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号とが含まれる。一般的には、これらの信号は、中心周波数にある電力が少なく、この信号の中心周波数の両側に位置して信号電力の大部分を含む２つの主ローブを有する対称的な電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を呈する。

ベースバンドＣＤＭＡ成分の自己相関特性と結合されたこのスペクトル形状によれば、高精度の測距を達成しうる信号をもたすものである。このような信号の自己相関関数は代表的に急峻であり、多数のゼロ交差点を呈する。これらの信号により得られる測距精度は信号の自己相関関数に直接関連している為、これらの信号はしばしば、ゼロオフセット点を囲んでその付近で高い傾斜（high slope）を有するように同調される。しかし、このことは一般に、最初の信号取得（アクイジション）段階で且つ（反射信号が含まれる）強いマルチパス状態が優先している場合に受信機が受ける困難として現れる犠牲を伴うものである。

多くのＧＮＳＳの信号は各衛星から送信されるものである為、オフセット搬送波変調信号の中心周波数が、（ａ）低周波の副搬送波を用いずに、又は（ｂ）低周波の副搬送波を用いて変調した第２の信号と一致する場合がしばしば起こる。

オフセット搬送波変調信号を処理する課題を明らかにするために、一例のＯＣＭ信号形態を、図１〜５（従来技術）を参照して以下に説明する。

説明の目的のために選択した特定の信号は代表的に、一次符号レートを（２．５×１．０２３）Ｍcps （メガサイクル／秒）とし且つ余弦位相副搬送波レートを（１５×１．０２３）ＭHzとしたＢＯＣ変調と称する方形波副搬送波を用いるＯＣＭとする。ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）として示される複合変調は、図１及び図２にそれぞれ示す正規化ＰＳＤ及び自己相関関数を有する。

具体的には、関連する信号（受信機のアンテナで受信された無線航法信号を低周波変換し且つデジタル化した信号）は、以下の式（１）としてモデル化したｓ_Ａ(ｔ)として表される。
ここで、Ｐ_Ａは公称受信電力を示し、Ｆ_Ａは公称送信中心周波数であり、Ｃ_Ａ(ｔ)はＣＤＭＡ拡散シーケンスであり、ＳＣ_Ａ(ｔ)は方形波副搬送波である。例えば、Ｆ_Ａ及びθ_Ａを含む種々の信号パラメータの推定値は、一般に受信信号とローカルレプリカ信号との相関関係により取出され、代表的に相関器（コリレータ）値と称され且つＹ_Ａ(ｆ,τ,θ)として表される結果が次式（２）により計算される。
ここで、しばしば検出前（pre-detection）の積分期間と称されるＴ_Ｉは一般に短期間であり、おそらく数ミリ秒であり、一般的にｓＣＤＭＡ拡散シーケンスＣ_Ａの周期に応じて選択される。

受信機にとって課題となる上述した変調の１つの特徴は、自己相関関数に複数のピーク、すなわちサイドピークが存在し、これにより信号の取得を曖昧とすることである。受信機がこのような信号を取得しようとすると、この受信機は一般的に、コード遅延τに亘る検索を実行し、最大の自己相関ピークを検出することを追及するものである。理想的には、このことが受信信号とローカルレプリカ信号との間のアライメント（整合）に対応するものである。問題は、ＢＯＣ_Ｃ(１５，２．５)信号の自己相関関数の隣接ピーク、すなわち正及び負のピークの相対的な大きさが大きい為に、熱雑音干渉が存在することにより受信機が隣接する極大値（local-maxima）の１つを最大値として識別してしまうおそれがある。このことは、受信機の動作に関して、測定範囲におけるバイアスに相当し、これにより位置決め精度を低下させるおそれがある。

この特定の問題を証明する為には、信号の成分の各部分、すなわち上側サイドローブ及び下側サイドローブを別々に検出し且つ追跡することによりこの信号を取得することが考えられる。このことは、Ｆ_Ｃ±(１５×１．０２３)ＭHzを中心とするＢＰＳＫ信号の一方又は双方の個別的又は共同的な取得に対応する。この粗の取得推定値が与えられると、受信機はＢＰＳＫ信号を追跡し始めて、遅延及び周波数アライメントを絞り込み、次いで複合ＢＯＣ_Ｃ(１５，２．５)信号の密な取得を実行する。このようにすることにより、受信機は遅延不確実性に亘って信号取得検索スペースを満たすことができる。代表的には、この検索が有限の範囲及び有限の遅延分解能を有し、不確実なスペースが図２に示す自己相関関数のサンプルを占めるようになる。一例としては、受信機は信号をコヒーレント追跡せずに位相の不確実性を生ぜしめ、従って、非コヒーレント検出スキームを実行してしまうおそれがあるものと思われる。

受信信号と、完全な周波数同期、不整合位相及びコード遅延の範囲を有するローカルレプリカ信号との間の複素相関関係Ｙ_Ａの二乗値を検査することにより生ぜしめられる決定変数(｜Ｙ_Ａ｜^２)を図３に示す。ローカルレプリカ信号と受信したＧＮＳＳ信号とを整合させることを試みると、受信機は現在の最良な推定値付近のコード遅延の範囲を観測することができる。この範囲は、現在のコード遅延の推定値の不確実性に依存する。

この問題の一例として、受信したＣ／Ｎ_０値を選択するために±３０メートルだけ広がる範囲に亘って１メートルの間隔で位置する相関器値の範囲を検査する際の、正しいコー
ド遅延を選択する確率を図４に示してある。熱雑音が無い状態では、適切なコード遅延の選択はあまり問題とならないが、図４の検査状態から明らかなように、信号品質が低下すると性能が急激に劣化するおそれがある。特に、図３にも示すように、（中央の）全体の最大値にすぐ隣接する極大値がほぼ０．８の相対的な大きさを有していることは注目すべきことである。

図４に示す結果から明らかなように、受信機は弱い信号状態の下で適切なコード遅延を得るのに著しい困難を伴う。この図４に示す結果は、受信機がＴ_Ｉ＝１ms（ミリ秒）の期間に亘って積分する場合にのみ対応しているものであること勿論である。この積分期間を延長することにより性能を改善しうるが、この期間は最終的には信号設計及び受信機動作条件により制限される。

ＢＯＣ信号を処理する受信機が受ける更なる１つの課題は、コードトラッキングアーキテクチャで複数の安定なロックポイントがある場合に、誤ったロック（フォールスロック：false-lock）が行われることである。一般的に、受信機は、受信信号とローカルレプリカ信号との間の不均衡な拡散シーケンスＣ_Ａ及び二次コードＳＣ_Ａを推定するある種の弁別器を構成する。この推定は代表的に、コード遅延の最良な推定に対して早期に且つ後期に生じる等間隔の相関器値を発生させることにより行われる。それぞれＹ^Ｅ及びＹ^Ｌで表されるこれらの早期に且つ後期に生じる相関器値の差分によりコード遅延の誤差（エラー）の推定値を発生させることができる。

受信機の設計によっては、受信信号の位相をコヒーレント追跡しても追跡しなくてもかまわない。受信信号を追跡する場合には、コヒーレント推定を行うことができ、信号の位相を行わないか又は不整合状態となっているおそれがある場合には、非コヒーレント推定を行うことができる。例えば、基本的なコヒーレント及び非コヒーレント遅延推定は次式（３）及び（４）により行うことができる。
これらの式において、Ａ_coh 及びＡ_non-coh は正規化利得であり、一般的に双方の関数は、受信信号強度と、信号変調形式と、早期に且つ後期に生じる相関器値間の相対間隔とを示しており、
は複素数値ｘの実数部を示している。関数ｅ_coh 及びｅ_non-coh は一般に、ゼロを中心とする僅かな範囲の遅延値に対する真の遅延に比例する誤差推定値を生じる。この場合の問題は、この範囲の外側では、コード追跡スキームが安定なロック状態を受ける可能性がある正の勾配のゼロ交差点を誤差関数が呈するおそれがある。これらのいわゆる誤ったロックポイントは測定範囲内のバイアスにつながるおそれがある。ＢＯＣ変調の場合でも、非コヒーレントの場合がコヒーレントの場合よりも多くの誤ったロックポイントを呈する。

５ｍの早期から後期までの相関器間隔が与えられたＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号において、図５（ａ）はコヒーレントコード誤差推定値を示し、図５（ｂ）は非コヒーレントコード誤差推定値を示す。コヒーレントの場合には、変調の結果真の信号遅延に対応しない１２個の安定ロックポイントが得られるが、これらのうちおそらく１０個のみの安定ロックポイントが有効となる。より厄介なことに、非コヒーレントの場合には、この個数は２４個に増大し、誤差推定値が真の誤差に比例する範囲は２分の１に縮小する。このことは、受信機がフェージング及びハイダイナミックス状態のような非協定（non-deal）状態で動作する場合には、この受信機は正しい安定なロックポイントに集束するのに苦労し（struggle）、その結果バイアスされた測距状態となる。

米国特許公開ＵＳ２０１４１１９３９２Ａには、ナビゲーション衛星のような衛星から送信される複合信号（例えば、グローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）に対するＬＩＣ信号の多重化バイナリオフセット搬送波信号又はパイロット成分）を受信する受信機が開示されており、この受信機は、受信した複合信号を少なくとも部分的に復号化しうるものである。一例では、受信した複合信号はガリレオと互換性のあるナビゲーション衛星又はグローバル・ポジショニング・システム衛星から得られるものである。更なる一例では、受信した複合信号は、第１のバイナリオフセット搬送波信号と第２のバイナリオフセット搬送波信号とを多重化した、第１のバイナリオフセット搬送波信号を言及している。

欧州特許公開ＥＰ２４０２７８７Ａ１には、ＣＢＯＣ信号により位相変調された測位信号に関して相関処理を実行しうるＧＮＳＳ受信機が開示されている。相関処理モジュールは、ベースバンド信号とＢＯＣ（１，１）レプリカコードとの間で相関処理を実行してＢＯＣ（１，１）相関データを出力させるとともに、ベースバンド信号とＢＯＣ（６，１）レプリカコードとの間でも相関処理を実行してＢＯＣ（６，１）相関データをも出力させるものである。

本発明の一態様では、複数の衛星搭載送信機と、少なくとも１つの地上受信機とを具える無線航法システムでオフセット搬送波変調（ＯＣＭ）測距信号を処理する測距信号処理方法であって、この方法を前記受信機が実行するようになっている当該測距信号処理方法において、この測距信号処理方法が、前記複数の衛星搭載送信機のうちの少なくとも１つから第１の無線航法信号を受信し、この第１の無線航法信号から第１のＯＣＭ信号ＳＡを発生させるステップと、前記第１のＯＣＭ信号ＳＡと同期して送信され、この第１のＯＣＭ信号ＳＡと同じ又はその付近の中心周波数を有する第２の信号ＳＢを受信するステップと、前記第１のＯＣＭ信号ＳＡと前記第２の信号ＳＢとの前記受信機におけるコヒーレント合成から得られる合成信号ＳＣと、前記第１のＯＣＭ信号ＳＡのレプリカ信号との相関に対応する合成相関値ＹＣを発生させるステップと、前記合成相関値ＹＣに基づいて測距情報を取出すステップとを具える当該測距信号処理方法を提供する。

本発明の一例では、前記第２の信号Ｓ_Ｂの中心周波数は、この第２の信号Ｓ_Ｂの電力スペクトル密度（ＰＳＤ）が前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの２つのローブ間に含まれる帯域幅を占めるように選択する。前記第２の信号Ｓ_Ｂは、前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波ＳＣ_Ａよりも低い周波数である副搬送波ＳＣ_Ｂを（ｉ）有しないようにするか、（ii）有するようにすることができる。前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波ＳＣ_Ｂは方形波とすることができる。

本発明の一例では、前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂの中心周波数がこれらの第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波の合計よりも大きく相違しないようにする。

本発明の一例では、前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂが、
を満足し、ここで前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂが、それぞれ中心周波数
を有するとともに、それぞれ副搬送波周波数
を有するようにする。

本発明の一例では、前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂの中心周波数が、
を満足し、ここで前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂが、それぞれ中心周波数
を有するとともに、それぞれ副搬送波周波数
を有するようにする。

前記第２の信号Ｓ_Ｂは前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａと同期して送信することができる。

前記第２の信号Ｓ_Ｂは（ｉ）ＯＣＭ信号及び（ii）ＢＯＣ信号の一方を有するようにしうる。

本発明の一例では、前記合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップが、
に応じて前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａを前記第２の信号Ｓ_Ｂとコヒーレント合成するステップと、
合成積分ダンプ関数を用いて前記式ｓ_Ｃ(ｔ)及び前記レプリカ信号から合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップと
を有しているようにする。

本発明の一例では、前記合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップが、
第１の合成積分ダンプ関数を用い、Ｃ_Ａ（ｔ）を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_ＡのＣＤＭＡ拡散シーケンスとし、ＳＣ_Ａ（ｔ）を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波とした
に応じて、前記第１のＯＣＭ信号ｓ_Ａ(ｔ)及び前記レプリカ信号から第１の相関値Ｙ_Ａを発生させるステップと、
第２の合成積分ダンプ関数を用い、Ｃ_Ｂ（ｔ）を前記第２の信号Ｓ_ＢのＣＤＭＡ拡散シーケンスとし、ＳＣ_Ｂ（ｔ）を前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波とした
に応じて、ｓ_Ｂ（ｔ）及び前記レプリカ信号から第２の相関値Ｙ_Ｂを発生させるステップと、
前記第１の相関値Ｙ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂをコヒーレント合成して合成相関値Ｙ_Ｃを形成するステップと
を有するようにする。前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波ＳＣ_Ａと前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波ＳＣ_Ｂとの双方又は何れか一方を方形波とすることができる。

本発明の一例では、前記合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップが、
Ｙ_Ａ及びＹ_Ｂを前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び第２の信号Ｓ_Ｂからそれぞれ取出した相関値とし、ｋ_Ａ及びｋ_Ｂを重み付け係数とした重み付け加算値
Ｙ_Ｃ＝ｋ_ＡＹ_Ａ＋ｋ_ＢＹ_Ｂ
としてＹ_Ｃを発生させるステップ
を有しているようにする。

前記合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップが、
Ｃ_Ａ（ｔ）を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_ＡのＣＤＭＡ拡散シーケンスとし、ＳＣ_Ａ（ｔ）を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波とし、
Ｃ_Ｂ（ｔ）を前記第２の信号Ｓ_ＢのＣＤＭＡ拡散シーケンスとし、ＳＣ_Ｂ（ｔ）を前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波とし、
ｋ_Ａ及びｋ_Ｂを重み付け係数とし且つｋ_Ａ＋ｋ_Ｂ＝１とした
に応じて、Ｙ_Ｃを発生させるステップ
を有するようにしうる。本発明の一例では、ｋ_Ａ＝ｋ_Ｂとする。前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波ＳＣ_Ａと前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波ＳＣ_Ｂとの双方又は何れか一方を方形波とすることができる。

本発明の測距信号処理方法は更に、前記合成相関値Ｙ_Ｃに基づいて、コード遅延誤差関数を発生させるモジュールを設けるステップを具え、比ｋ_Ａ：ｋ_Ｂを、前記コード遅延誤差関数のプロットが１つのみの正の勾配のゼロ交差点を有するように選択するようにしうる。

本発明の測距信号処理方法は更に、前記合成相関値Ｙ_Ｃに基づいて決定されたコード遅延誤差関数のプロットが１つのみの正の勾配のゼロ交差点を有する状態が満足されるまで、比ｋ_Ａ：ｋ_Ｂが変化する第１の期間の間前記受信機を第１のモードで動作させるステップと、前記比ｋ_Ａ：ｋ_Ｂが予め決定した値を有する状態が満足された後に前記受信機を第２のモードで動作させるステップとを具えるようにしうる。前記予め決定した値は、ｋ_Ａ＝ｋ_Ｂからｋ_Ａ≫ｋ_Ｂまでで決定された範囲内にあるようにするのが好ましい。

本発明の一例では、環境要因と、信号強度要因と、ユーザの動態要因との何れか又は任意の組合せに応答して比ｋ_Ａ：ｋ_Ｂを連続的に変化させるようにする。

本発明の他の態様では、複数の衛星搭載送信機と、少なくとも１つの地上受信機とを具える無線航法システムにおいてオフセット搬送波変調（ＯＣＭ）測距信号を処理する受信機であって、この受信機が、前記複数の衛星搭載送信機のうちの少なくとも１つから第１の無線航法信号を受信するアンテナと、前記第１の無線航法信号を受信するように結合され、請求項１〜１６の何れかの方法を実行するように動作しうる処理回路とを具える当該受信機を提供する。

本発明の他の態様では、処理回路により実行するための命令を規定する又はこれら命令に変換しうるデータであって、少なくとも請求項１〜１７の何れかのステップに対応するデータを記録又は貯蔵する記録可能な、又は書換え可能な、又は貯蔵可能な媒体を提供する。

本発明の他の態様では、通信デバイス及びメモリデバイスを有し、処理回路により実行するための命令を規定する又はこれら命令に変換しうるデータであって、少なくとも請求項１〜１６の何れかのステップに対応するデータを命令又はその他に応じて送信するようにしたサーバコンピュータを提供する。

図１は、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号の正規化ＰＳＤを示す従来技術によるグラフ線図である。 図２は、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号の正規化した自己相関関数Ｙ_Ａを示す従来技術によるグラフ線図である。 図３は、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号の正規化した非コヒーレント決定変数(|Ｙ_Ａ|^２)を示す従来技術によるグラフ線図である。 図４は、±３０メートルの範囲において１メートルの間隔で且つ１msのコヒーレント積分期間でコード遅延値を与えたＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号に対する正しいコード遅延を選択する確率を示す従来技術によるグラフ線図である。 図５は、５ｍの早期から後期までの相関器間隔が与えられたＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号において、（ａ）コヒーレントコード誤差推定値と（ｂ）非コヒーレントコード誤差推定値とを示す従来技術によるグラフ線図である。 図６は、２つの信号ｓ_Ａ(ｔ)及びｓ_Ｂ(ｔ)を１つのコヒーレント信号ｓ_Ｃ（ｔ）として合成する処理を説明するための本発明の実施例による受信機を示すブロック線図である。 図７は、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号と同心円ＢＯＣ_Ｓ（１，１）信号とのコヒーレント合成により形成された合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の正規化ＰＳＤを示すグラフ線図である。 図８は、合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）に対する正規化自己相関関数Ｙ_Ｃを示すグラフ線図である。 図９は、２つの信号ｓ_Ａ(ｔ)及びｓ_Ｂ(ｔ)を、これらの対応する相関器値Ｙ_Ａ及びＹ_Ｂの重み付け線形加算を用いて合成する処理を説明するための本発明の他の実施例による受信機を示すブロック線図である。 図１０は、合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の正規化した非コヒーレント決定変数(|Ｙ_Ａ|^２)を示すグラフ線図である。 図１１は、±３０メートルの範囲において１メートルの間隔で且つ１msのコヒーレント積分期間でコード遅延値を与えた第１の信号ｓ_Ａ(ｔ)及び合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の各々に対する正しいコード遅延を選択する確率を示すグラフ線図である。 図１２は、５ｍの早期から後期までの相関器間隔が与えられた（ａ）ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号及び（ｂ）合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）のコヒーレントコード誤差推定値を示すグラフ線図である。 図１３は、５ｍの早期から後期までの相関器間隔が与えられた（ａ）ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号及び（ｂ）合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の非コヒーレントコード誤差推定値を示すグラフ線図である。 図１４は、５ｍの早期から後期までの相関器間隔と見通し線（line-of-sight）信号に対し-6dBの電力を有する信号鏡面反射とを仮定した、（ａ）ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号及び（ｂ）合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）のマルチパスエンベロープを示すグラフ線図である。 図１５は、信号重み付け比{ｋ_Ａ，ｋ_Ｂ}を１：１００、１：２０、１：１及び１００：１の各々にした合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の（ａ）相互相関、（ｂ）取得決定変数及び（ｃ）コード遅延推定値を示すグラフ線図である。

以下では、同様な数字符号を用いて同様な要素を示している。ここで用いられているような、２つの信号の“コヒーレント合成”とは、送信機により送信されるような信号の相対位相に関して、時間領域信号を複素数として線形加算したものである。

上述したように、多くのＧＮＳＳ信号はＧＮＳＳにおける各衛星から送信される為、オフセット搬送波変調信号の中心周波数が、低周波数の（ａ）非副搬送波又は（ｂ）副搬送波の何れかで変調された第２の信号と一致することは珍しくない。本発明は、これらの第２の信号が存在する状態でオフセット搬送波変調信号を処理する技術を開示する。この技術は、受信機が直面する幾つかの課題を解決し、サイドピークが取得される可能性を低減させるとともにマルチパス伝搬に対する感度を低減させるものである。従って、第２の信号Ｓ_Ｂを副搬送波により変調させる必要はない。その理由は、この第２の信号ｓ_Ｂを副搬送波により変調しない場合には、本発明は機能し且つ性能の点で著しく改善を行う為である。第２の信号Ｓ_Ｂが副搬送波により変調されている場合でも、本発明は機能するが、副搬送波が第１の信号Ｓ_Ａの副搬送波の周波数よりも低い周波数を有する場合のみ改善が達成される。

図６は、２つの信号ｓ_Ａ(ｔ)及びｓ_Ｂ(ｔ)を１つのコヒーレント信号ｓ_Ｃ（ｔ）として合成する処理を説明するための本発明の実施例による受信機６００を示すブロック線図である。

一実施例では、第２の信号ｓ_Ｂ(ｔ)を信号ｓ_Ａ(ｔ)と同じ中心周波数で送信する。本発明の実施例では、他のＢＯＣ変調を第２の信号ｓ_Ｂ(ｔ)として用いるが、原理的には第２の信号ｓ_Ｂ(ｔ)に対し如何なる種類の変調をも用いることができる。

従って、この本発明の実施例では、第２の信号ｓ_Ｂ(ｔ)は、以下の式（７）の信号形式を有するＢＯＣ_Ｓｃ（１，１）を具える。
この式における表記は式（１）の表記に類似している。この本発明の実施例では、S_Ａ及びS_Ｂは双方共Ｆ_Ａを中心周波数としている。この本発明の実施例は以下の式（８）に示す単一の合成信号を処理する受信機に基づくものである。

図６に示すように、アンテナ６０２は無線航法信号を受信し、この信号をダウンコンバート（周波数降下変換）兼デジタル化モジュール６０４に供給し、このモジュールがデジタル化した（サンプリングした）信号ｓ_Ａ（ｔ）を出力するようにする。線図的に示すように、信号ｓ_Ａ（ｔ）及びｓ_Ｂ（ｔ）は有効にコヒーレント合成され、これにより第２の信号ｓ_Ｂ（ｔ）の第１の成分Ｃ_Ｂ（ｔ）が第１のミクサ６０６において第１の信号ｓ_Ａ（ｔ）のＣＤＭＡ拡散シーケンス成分Ｃ_Ａ（ｔ）と合成されるとともに、第２の信号ｓ_Ｂ（ｔ）の第２の成分ＳＣ_Ｂ（ｔ）が第２のミクサ６０８において第１の信号ｓ_Ａ（ｔ）の方形波副搬送波ＳＣ_Ａ（ｔ）と合成される。その結果のコヒーレント合成信号６１０は第１の積分兼ダンプモジュール６１２に供給され、このモジュールにおいて、ローカルレプリカ信号との相関を実行して合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の相関器値Ｙ_Ｃを生ぜしめる。実施例では、信号Ｓ_Ａ及びＳ_Ｂを分離させ且つ異なるものとし、特にこれらの信号は異なるＣＤＭＡ拡散コードを用いてＣ_Ａ及びＣ_Ｂが異なるようにすることができる。本発明における実施例では、（存在する場合に）２つの搬送波を互いに異ならせることができるか、又は２つの拡散コードを互いに異ならせることができるか、又は２つのデータ変調を互いに異ならせることができるか、或いはこれらの任意の組合せを達成しうる２つの真に異なる信号を用いる。

式（２）に続いて、次式（９）、（１０）、（１１）を用いて上述した合成信号に対し計算した相関器値Ｙ_Ｃを生成する。
ここで、図６に示す場合、ｋ_Ａ及びｋ_Ｂは重み付け係数であり、ｋ_Ａ＋ｋ_Ｂ＝１であり且つ次式（１３）が成立つ。
従って、信号成分ｓ_Ａ（ｔ）は信号成分Ｃ_Ａ及びＳＣ_Ａと相関関係にあり、一方信号成分ｓ_Ｂ（ｔ）は信号成分Ｃ_Ｂ及びＳＣ_Ｂと相関関係にある。

説明の目的及び簡単化のために、本発明の実施例では、ｓ_Ａ（ｔ）及びｓ_Ｂ（ｔ）に対する公称受信電力、すなわちＰ_Ａ及びＰ_Ｂは互いに等しいが、必ずしもこのようにする必要はない。又、本発明の実施例では、ｋ_Ａ＝ｋ_Ｂとする。ｋ_Ａ≠ｋ_Ｂである場合は後に説明する。

本発明の発明者等は、受信ＯＣＭ信号をこれと同じ中心周波数又はその近くの中心周波数を有する他の信号と合成することにより、図１〜５に示す技術に対する受信機処理性能の改善を達成しうることを発見した。

一実施例では、第２の信号のＰＳＤがＯＣＭ信号の２つのローブ間に含まれる帯域幅を占めるようにする。このことは一般に、２つの信号の中心周波数がこれら２つの信号の副搬送波の合計よりも大きく相違しないようにする必要があることを意味する。例えば、信号Ａ及びＢ（のＰＳＤ）がそれぞれ中心周波数
を有し、これらの信号がそれぞれ副搬送波周波数
を有する場合には、次式（５）
の際に、最も顕著な改善が達成されるが、本発明の実施例による技術によれば、以下の式（６）のより一層制限の少ない条件が満足された場合に、大きな改善を達成する。

しかし、式（５）及び（６）に示す条件は、最適な又は最適に近い性能を生じる状態を表すが、絶対的な又は必須条件を表すものではないことを銘記すべきである。これらの潜在的な改善を証明する為に、以下に他の例を説明する。

図７は、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号（ｓ_Ａ）と、同心円ＢＯＣ_Ｓ（１，１）信号（ｓ_Ｂ）とを、信号ｓ_Ａに対するものと一緒にコヒーレント合成することにより形成された合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の正規化ＰＳＤを示している。第２の信号を追加することにより、かなりの量の電力を信号の中心周波数付近に集中させることを銘記すべきである。

図８は、合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）に対する正規化した自己相関関数Ｙ_Ｃを信号ｓ_Ａに対するものと一緒に示している。信号合成を用いる結果として、信号の自己相関関数Ｙ_Ｃは正のバイアスを有するとともに、大きさが信号ｓ_Ａよりも低くゼロよりも低いエクスカーションを有すること明らかである。

図９は、２つの信号ｓ_Ａ(ｔ)及びｓ_Ｂ(ｔ)を、これらの対応する相関器値Ｙ_Ａ及びＹ_Ｂの重み付け線形加算を用いて合成する処理を説明するための本発明の他の実施例による受信機を示すブロック線図である。相関処理は線形である為、これら２つの信号成分の合成は、図９に示す交互の合成方法に応じて、相関処理後に行うこともできることを銘記すべきである。

より詳細に説明するに、アンテナ６０２が無線航法信号を受信し、この信号をダウンコンバート兼デジタル化モジュール９０４に供給し、このモジュールがデジタル化した（サンプリングした）信号ｓ_Ａ（ｔ）を出力端９０５に且つ信号ｓ_Ｂ(ｔ)を出力端９０７に出力するようにする。線図的に示すように、信号ｓ_Ａ（ｔ）は第３のミクサ９０６において第１の信号ｓ_Ａ（ｔ）のＣＤＭＡ拡散シーケンス成分Ｃ_Ａ（ｔ）と合成されるとともに第４のミクサ９０８において第１の信号ｓ_Ａ（ｔ）の方形波副搬送波ＳＣ_Ａ（ｔ）と合成される。その結果の合成信号９１０は第２の積分兼ダンプモジュール９１２に供給され、このモジュールにおいて、ローカルレプリカ信号との相関を実行して第１の信号ｓ_Ａ（ｔ）の第１の相関器値Ｙ_Ａを生ぜしめる。

線図的に示すように、信号ｓ_Ｂ(ｔ)は第５のミクサ９１４において第１の信号ｓ_Ｂ（ｔ）の第１の成分Ｃ_Ｂ（ｔ）と合成されるとともに第６のミクサ９１６において第２の信号ｓ_Ｂ（ｔ）の方形波副搬送波ＳＣ_Ｂ（ｔ）と合成される。その結果の合成信号９１８は第３の積分兼ダンプモジュール９２０に供給され、このモジュールにおいて、ローカルレプリカ信号との相関を実行して第２の信号ｓ_Ｂ（ｔ）の相関器値Ｙ_Ｂを生ぜしめる。

次に、第１の増幅器９２２において第１の相関器値Ｙ_Ａに第１の重み付け係数ｋ_Ａを乗算し、第２の増幅器９２４において第２の相関器値Ｙ_Ｂに第２の重み付け係数ｋ_Ｂを乗算する。

最終的に、重み付けされた出力ｋ_ＡＹ_Ａ及びｋ_ＢＹ_Ｂが合成器９２６においてコヒーレント合成されて、合成相関器値Ｙ_Ｃを生ぜしめる。

図１０は、（ａ）第１の信号ｓ_Ａ（ｔ）（ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５））の正規化した非コヒーレント決定変数(|Ｙ_Ａ|^２)及び（ｂ）合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）（コヒーレント合成したＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）及び同心円ＢＯＣ_Ｓ（１，１）信号）の正規化した非コヒーレント決定変数(|Ｙ_Ｃ|^２)を示す。このことは、本発明の実施例により信号取得の曖昧性を効果的に低減させることを表している。

合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の自己相関関数Ｙ_Ｃの複雑性及び頂点数はＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号ｓ_Ａのものと類似するが、正のバイアス及び大きな負のエクスカーションは自己相関関数の二乗値が全く異なることを意味する。自己相関関数|Ｙ_Ａ|^２及び|Ｙ_Ｃ|^２の各々の二乗値を示す図１０から明らかなように、合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）は極大値がはるかに少ない関数となり、信号取得の曖昧性を低減させる。

上述した問題を再度参照するに、信号はその構成要素部分、すなわち上側、下側及び中央ローブを別々に検出及び追跡する。この粗い取得推定値が与えられると、受信機は個々の信号を追跡し始めて遅延及び周波数アライメントを改善し、次いで合成信号ｓ_Ｃの精密な取得を試みる。

図１１は、受信したＣ／Ｎ_０値を選択するために、±３０メートルの範囲において１メートルの間隔で且つ１msのコヒーレント積分期間でコード遅延値を与えた合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）に対する正しいコード遅延を選択する確率を示すプロットである。比較のために、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）のみの場合（ｓ_Ａ（ｔ））に対する結果も含めている。

２つの係数を含めること自体には何も意味がない。第一に、Ｐ_Ａ＝Ｐ_Ｂと仮定すると、第２の信号成分ｓ_Ｂを含めることにより受信信号の電力を２倍に増大させる。従って、検出確率曲線の形状は類似させる必要があるが、合成信号のそれはほぼ３dBだけシフトさせる必要があることを仮定するのが合理的である。第２の係数は、合成した場合の（Ｙ_Ｃにおける）極大値をかなり少なくし、本例では約半数にするものである。この理由で、受信機は、ある極大値を全体の最大値として誤って指定するおそれが著しく少なくなる。

図１１におけるプロットは双方の信号をコヒーレント結合させることにより達成しうる改善を示している。ある場合にはこの改善は実際に５dB程度である。有利なことに、極大値の位置は全体の最大値から著しく離れている為、事前誤差分布に基づく|Ｙ_Ｃ|^２の適切な重み付け（ｋ_Ａ及びｋ_Ｂの選択）により、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号のみの場合におけるよりも合成した場合においてより一層の改善をもたらす。

本発明の実施例によれば、追跡の曖昧性をも低減させる。本発明の実施例では、第１の信号ｓ_Ａ（ｔ）（ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５））を同心円の第２の信号ｓ_Ｂ（ｔ）ＢＯＣ_Ｓ（１，１）とコヒーレント合成することによるこの第１の信号の処理方法により、コード遅延追跡性能のある改善をも達成することができる。自己相関関数の二乗値の複雑性を低減させることは、取得の曖昧性と同様に上述した改善に寄与する。

図１２は、５ｍの早期から後期までの相関器間隔が与えられた（ａ）ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号及び（ｂ）合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）のコヒーレントコード誤差推定値を示す。図１３は、５ｍの早期から後期までの相関器間隔が与えられた（ａ）ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号及び（ｂ）合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の非コヒーレントコード誤差推定値を示す。図１２から明らかなように、コヒーレント弁別器は合成信号に適用した場合に、従来のＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）のみの場合の性能と同様な性能を提供しうる。しかし、非コヒーレントの場合には、第２の信号ｓ_Ｂを加えることにより、図１３に示すように誤ったロック点の個数を２分の１に減少させる。このことにより、過酷な伝搬環境におけるロバスト性を著しく改善しうる。

受信機システムにおいて考慮すべき１つのことはマルチパスエンベロープにある。図１４は、５ｍの早期から後期までの相関器間隔と、見通し線信号に対し-6dBの電力を有する信号鏡面反射とを仮定した、（ａ）ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号及び（ｂ）合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）のマルチパスエンベロープを示す。

本発明の実施例では、コード遅延推定器の特性を変えた場合でも、合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の性能は単独で処理した際のＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）（ｓ_Ａ（ｔ））の性能と類似するようにする。マルチパス伝搬に対する測距信号の感度を評価する一般的な一方法は、その、いわゆるマルチパスエンベロープを検査する方法である。この場合、単一のマルチパス正反射を考慮する。この反射は見通し線信号の電力の４分の１（−６dB）に等しい電力で受信機に到達するものと仮定する。マルチパス信号の相対遅延の範囲を考慮すると、コード遅延推定値の中央のゼロ交差点の最大変位量（excursion ）が見出される。図１４は、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号（ｓ_Ａ（ｔ））と、ＢＯＣ_Ｃ（１５，２．５）信号及び同心円のＢＯＣ_Ｓ（１，１）信号（ｓ_Ｃ（ｔ））の合成処理との双方に対するマルチパスエンベロープを示しており、これからこれらのマルチパスエンベロープは形状及び大きさにおいて殆ど同じであることが分かる。

上述した信号合成を行う種類の有利な実施例は、ユーザが信号相関特性を規定しうるようにするものである。式（１１）に示すように、合成した相関器値（Ｙ_Ｃ）は、信号成分ｓ_Ａ及びｓ_Ｂの各々の相関関係の重み付けした合計（ｋ_ＡＹ_Ａ＋ｋ_ＢＹ_Ｂ）として形成される。ユーザは、重み付け係数（ｋ_Ａ、ｋ_Ｂ）を操作することにより種々の異なる相関特性を達成することができる。これらは信号取得及び追跡段階の双方で利用することができる。簡単に説明すると、これらは以下の通りに要約しうる。

図１５は、信号重み付け比{ｋ_Ａ，ｋ_Ｂ}を１：１００、１：２０、１：１及び１００：１の各々にした合成信号ｓ_Ｃ（ｔ）の（ａ）相互相関、（ｂ）取得決定変数及び（ｃ）コード遅延推定値を示す。自己相関関数は、図１５（ａ）に示すように、何れかの信号成分又はこれらの間の何れかの自己相関関数となるように操作しうる。この場合、自己相関関数は、比{ｋ_Ａ：ｋ_Ｂ}＝{１：１００}に対しＢＯＣ_Ｓ（１，１）の自己相関関数にほぼ対応し、コンポジットバイナリオフセット搬送波（ＣＢＯＣ）変調に類似する種々の形態を介し、最終的に比{ｋ_Ａ：ｋ_Ｂ}＝{１００：１}に対しＢＯＣ_Ｓ（１５，２．５）の自己相関関数とほぼみなされる。これらの種々の重み付けは、ｋ_Ｂ≧ｋ_Ａの場合が図１５（ｂ）に示すようにより一層少ない極大値を有する信号取得段階で利用し、これによりサイドピークが取得されるおそれを低減させることができる。

本発明の実施例では、追跡領域においても、適用分野に応じて種々の変調特性を生ぜしめるのに上述した技術を用いることができる。ある状況の下ではユーザは曖昧性が低いＢＯＣ_Ｓ（１，１）成分を利用するのが望ましいが、他の状況ではＢＯＣ_Ｓ（１５，２．５）により提供される高精度が望ましい場合がある。本発明の実施例によればユーザが特定の重み付け形態の選択を変えるようにする。

本発明の実施例は、真の信号遅延に対応する安定なロックポイントを見いだす方法をも提供する。一実施例では、ある重み付け選択肢を選択することにより、コード遅延誤差関数が１つのみの正の勾配のゼロ交差点を有することを確実にすることができる。ここで選択する特定の実施例では、この状態は図１５（ｃ）に示すようにｋ_Ｂ≧２０ｋ_Ａの場合に対応する。更に、一実施例では、一旦ゼロ交差点が特定されると、比を１に低減させるか、又はＢＯＣ_Ｓ（１５，２．５）信号のみの場合１を超えて低減させるようにしうる。

本発明の実施例では、環境、信号強度及びユーザの動態のような要因に応答する係数{ｋ_Ａ，ｋ_Ｂ}の連続適応変化を、信号取得及び追跡段階の双方で（例えば、ユーザにより）実行させるようにしうる。

要するに、ここで、少なくともある実施例において、ＯＣＭ信号を、その中心周波数の付近の周波数を有するとともに同期送信される他の信号とのコヒーレント合成の一部として処理する新規な方法を開示する。この技術によれば、（ｉ）信号取得の曖昧性を低減させることと、（ii）誤ったコードロックのおそれを低減させることと、（iii ）感度を改善することと、（iv）信号相関特性のユーザ側での同調とを含むユーザに対する多数の利点を提供する。ＢＯＣ_Ｓ（１５，２．５）信号及び同心円ＢＯＣ_Ｓ（１，１）信号を含む一実施例を開示しており、特定の結果及び提供した対応する受信機パラメータはこの実施例に特有のものである。しかし、複数の信号を上述したようにコヒーレント合成する概念は２つ以上の適切な信号を任意に選択する場合にも拡張することができること勿論である。

本発明の実施例はこれらのそれぞれの遂行において種々の構成要素を有する例を参照して説明したが、他の実施例がこれらの及び他の構成要素の他の組合せ及び置換を採用しうること明らかである。

更に、ここでは幾つかの実施例を、コンピュータシステムのプロセッサにより又は機能を実行する他の手段により実施しうる方法又は方法の要素の組合せとして説明した。従って、このような方法又は方法の要素を実行するための必要な命令を有するプロセッサは、この方法又は方法の要素を実行する手段を構成するものである。更に、ここで開示する装置の実施例の要素は、本発明を実行する目的に対する要素により実施される機能を実行する手段の一例となるものである。

ここで行った説明では、多くの具体的な細部を開示した。しかし、本発明の実施例はこれらの具体的な細部なしに実施しうることを理解されたい。

従って、本発明の好適実施例であるものと思われるものを説明したが、本発明の範囲から逸脱することなく他の及び更なる変形例を達成しうることは当業者にとって認識しうるものであり、このような変更及び変形の全てを本発明の範囲内で請求することを意図するものである。例えば、前述した如何なる式も使用しうる手順を単に表しただけのものである。又、機能をブロック線図に加えたり、機能をブロック線図から除去したりすることができ、機能的なブロックの中で動作を入れ換えることができる。又、本発明の範囲内で上述した方法にステップを加えたり、上述した方法からステップを削除したりすることができる。

Claims (18)

1. 複数の衛星搭載送信機と、少なくとも１つの地上受信機とを具える無線航法システムでオフセット搬送波変調、すなわちＯＣＭ、測距信号を処理する測距信号処理方法であって、この方法を前記受信機が実行するようになっている当該測距信号処理方法において、この測距信号処理方法が、
   前記複数の衛星搭載送信機のうちの少なくとも１つから第１の無線航法信号を受信し、この第１の無線航法信号をダウンコンバートするとともにデジタル化して、これから第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａを発生させるステップと、
   前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａと同期して送信され、この第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａと同じ又はその付近の中心周波数を有する第２の信号Ｓ_Ｂを受信するステップと、
   前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａと前記第２の信号Ｓ_Ｂとの前記受信機におけるコヒーレント合成させて合成信号Ｓ_Ｃを発生させるステップと、
   この合成信号Ｓ_Ｃと前記第１のＯＣＭ信号Ｓ _Ａ のローカルレプリカ信号との相関に対応する合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップであって、Ｙ _Ａ 及びＹ _Ｂ を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ _Ａ 及び第２の信号Ｓ _Ｂ からそれぞれ取出した相関値とし、ｋ _Ａ 及びｋ _Ｂ をそれぞれ重み付け係数とした重み付け加算値
   Ｙ _Ｃ ＝ｋ _Ａ Ｙ _Ａ ＋ｋ _Ｂ Ｙ _Ｂ
   としてＹ _Ｃ を発生させるステップと、
   前記合成相関値Ｙ _Ｃ に基づいて決定されたコード遅延誤差関数のプロットが１つのみの正の勾配のゼロ交差点を有する状態が満足されるまで、第１の期間の間、前記受信機を比ｋ _Ａ ：ｋ _Ｂ が変化する第１のモードで動作させるステップと、
   前記状態が満足された後に前記受信機を前記比ｋ _Ａ ：ｋ _Ｂ が予め決定した値を有する第２のモードで動作させるステップと、
   前記合成相関値Ｙ_Ｃに基づいて測距情報を取出すステップと
   を具える測距信号処理方法。
2. 請求項１に記載の測距信号処理方法において、前記第２の信号Ｓ_Ｂの中心周波数は、この第２の信号Ｓ_Ｂの電力スペクトル密度、すなわちＰＳＤ、が前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの２つのローブ間に含まれる帯域幅を占めるようになっている測距信号処理方法。
3. 請求項１又は２に記載の測距信号処理方法において、前記第２の信号Ｓ_Ｂが、前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波ＳＣ_Ａよりも低い周波数である副搬送波ＳＣ_Ｂを（ｉ）有しないようにするか、（ii）有するようにする測距信号処理方法。
4. 請求項３に記載の測距信号処理方法において、前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂが、
   
   を満足し、ここで前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂが、それぞれ中心周波数
   
   を有するとともに、それぞれ副搬送波周波数
   
   を有するようにする測距信号処理方法。
5. 請求項３に記載の測距信号処理方法において、前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂが、
   
   を満足し、ここで前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂが、それぞれ中心周波数
   
   を有するとともに、それぞれ副搬送波周波数
   
   を有するようにする測距信号処理方法。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載の測距信号処理方法において、前記第２の信号Ｓ_Ｂが（ｉ）ＯＣＭ信号及び（ii）バイナリオフセット搬送波、すなわちＢＯＣ、信号のうちの一方を有するようにする測距信号処理方法。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載の測距信号処理方法において、前記合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップが、
   に応じて前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａを前記第２の信号Ｓ_Ｂとコヒーレント合成するステップと、
   合成積分ダンプ関数を用いて前記式ｓ_Ｃ(ｔ)及び前記ローカルレプリカ信号から合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップと
   を有している測距信号処理方法。
8. 請求項１から６のいずれか一項に記載の測距信号処理方法において、前記第２の信号Ｓ_Ｂが副搬送波ＳＣ_Ｂを有し、前記合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップが、
   第１の合成積分ダンプ関数を用い、Ｃ_Ａ（ｔ）を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_ＡのＣＤＭＡ拡散シーケンスとし、ＳＣ_Ａ（ｔ）を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波とした
   に応じて、前記第１のＯＣＭ信号ｓ_Ａ(ｔ)とこの第１のＯＣＭ信号に対する第１のローカルレプリカ信号とから第１の相関値Ｙ_Ａを発生させるステップと、
   第２の合成積分ダンプ関数を用い、Ｃ_Ｂ（ｔ）を前記第２の信号Ｓ_ＢのＣＤＭＡ拡散シーケンスとし、ＳＣ_Ｂ（ｔ）を前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波とした
   に応じて、ｓ_Ｂ（ｔ）と前記第２の信号に対する第２のローカルレプリカ信号とから第２の相関値Ｙ_Ｂを発生させるステップと、
   前記第１の相関値Ｙ_Ａ及び前記第２の信号Ｓ_Ｂをコヒーレント合成して合成相関値Ｙ_Ｃを形成するステップと
   を有する測距信号処理方法。
9. 請求項１から８のいずれか一項に記載の測距信号処理方法において、前記第２の信号Ｓ_Ｂが副搬送波ＳＣ_Ｂを有し、前記合成相関値Ｙ_Ｃを発生させるステップが、
   Ｃ_Ａ（ｔ）を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_ＡのＣＤＭＡ拡散シーケンスとし、ＳＣ_Ａ（ｔ）を前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波とし、
   Ｃ_Ｂ（ｔ）を前記第２の信号Ｓ_ＢのＣＤＭＡ拡散シーケンスとし、ＳＣ_Ｂ（ｔ）を前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波とし、
   ｋ_Ａ及びｋ_Ｂを重み付け係数とし且つｋ_Ａ＋ｋ_Ｂ＝１とした
   に応じて、Ｙ_Ｃを発生させるステップ
   を有する測距信号処理方法。
10. 請求項９に記載の測距信号処理方法において、ｋ_Ａ＝ｋ_Ｂとした測距信号処理方法。
11. 請求項９に記載の測距信号処理方法において、この測距信号処理方法が更に、
    前記合成相関値Ｙ_Ｃに基づいて、コード遅延誤差関数を発生させるモジュールを設けるステップを具え、
    比ｋ_Ａ：ｋ_Ｂを、前記コード遅延誤差関数のプロットが１つのみの正の勾配のゼロ交差点を有するように選択する
    ようにした測距信号処理方法。
12. 請求項９に記載の測距信号処理方法において、ｋ_Ｂ≧２０ｋ_Ａとした測距信号処理方法。
13. 請求項１に記載の測距信号処理方法において、前記比ｋ_Ａ：ｋ_Ｂの前記予め決定した値が、ｋ _Ａ ≧ｋ _Ｂ となるようにする測距信号処理方法。
14. 請求項９から１２のいずれか一項に記載の測距信号処理方法において、環境要因と、信号強度要因と、ユーザの動態要因との何れか又は任意の組合せに応答して比ｋ_Ａ：ｋ_Ｂを連続的に変化させるようにする測距信号処理方法。
15. 請求項１から１４のいずれか一項に記載の測距信号処理方法において、前記第１のＯＣＭ信号Ｓ_Ａの副搬送波ＳＣ_Ａを方形波とすることと、請求項３に記載の或いは請求項３に従属する何れかの請求項に記載の測距信号処理方法において、前記第２の信号Ｓ_Ｂの副搬送波ＳＣ_Ｂを方形波とすることとの双方又は何れか一方を達成する測距信号処理方法。
16. 複数の衛星搭載送信機と、少なくとも１つの地上受信機とを具える無線航法システムにおいてオフセット搬送波変調、すなわちＯＣＭ、測距信号を処理する受信機であって、この受信機が、
    前記複数の衛星搭載送信機のうちの少なくとも１つからの第１の無線航法信号と、前記第１の無線航法信号と同期して送信され、この第１の無線航法信号と同じ又はその付近の中心周波数を有する第２の信号とを受信するように構成されたアンテナと、
    前記アンテナに結合され、前記第１の無線航法信号と前記第２の信号とを受信するように構成され、請求項１から１５のいずれか一項の方法を実行するように構成された処理回路と
    を具える受信機。
17. 処理回路により実行するための命令を規定する又はこれら命令に変換しうるデータであって、少なくとも請求項１から１５のいずれか一項のステップに対応するデータを記録又は貯蔵する記録可能な、又は書換え可能な、又は貯蔵可能な媒体。
18. 通信デバイス及びメモリデバイスを有し、処理回路により実行するための命令を規定する又はこれら命令に変換しうるデータであって、少なくとも請求項１５のステップに対応するデータを命令又はその他に応じて送信するようにしたサーバコンピュータ。