JP2006300677A

JP2006300677A - 電流検出装置

Info

Publication number: JP2006300677A
Application number: JP2005121682A
Authority: JP
Inventors: Shoji Haneda; 正二羽田; Hidehiro Takakusa; 英博高草; Minoru Okada; 實岡田; Haruki Wada; 晴樹和田
Original assignee: NTT Data Ex Techno Corp
Current assignee: NTT Data Ex Techno Corp
Priority date: 2005-04-19
Filing date: 2005-04-19
Publication date: 2006-11-02

Abstract

【課題】電気回路に流れる電流を検出する方法には、シャント抵抗器を利用する方法、カレントトランス(CT)を利用する方法、所謂ホールセンサを用いる方法などがあるが、どの方法にも測定レンジに制限がある。
【解決手段】 FET Q1のドレイン・ソース間に被測定電流Isを流し、ドレイン・ソース間電圧VdsをオペアンプU1で増幅して電流Isに比例した出力電圧Voを得る。さらに、スイッチSW1により複数の異なる分圧比の一つを選択して、出力電圧Voを分圧した電圧VfをオペアンプU2に供給する。オペアンプU2は、電圧Vfに応じた電圧VgsをFET Q1のゲート・ソース間に供給する。
【選択図】図2

Description

本発明は電流検出装置に関し、とくに、電力回路や電子機器などの電気回路に流れる電流の検出に関する。

電気回路に流れる電流の検出方法には、シャント抵抗器を利用する方法、カレントトランス(CT)を利用する方法、所謂ホールセンサを用いる方法がある。

また、特許文献1や2は、電源装置のスイッチング素子であるFETのドレイン・ソース間の電圧Vdsを測定して、FETのドレイン電流Idを検出する方法を記載する。この方法は、FETのドレイン・ソース間のオン抵抗Rds(on)がドレイン電流Idに対してほぼ一定であることを利用するものである。

図1はFETのオン抵抗Rds(on)の一例を示す図である。図1に示す特性のFETは、ゲート・ソース間電圧Vgsとして4Vを加えると、ドレイン電流Idが20A以下であれば、オン抵抗Rds(on)はほぼ25mΩで一定である。従って、ドレイン電流Idを下式で計算することができる。
Id = Vds/Rds(on) …(1)
例えばVds = 0.25Vとすると
Id = 0.25/25^-3 = 10A

しかし、上述した電流の検出方法はどれも測定レンジに制限がある。

シャント抵抗器は、電流Iと抵抗値Rの積である電圧Vを検出することで電流Iを測定する。従って、大きな電流の測定時は電圧Vが大きく、高い精度で電流Iを測定することができる。しかし、小さな電流の測定時は電圧Vが小さくなり、精度の高い電流測定は難しい。また、さらに大きな電流においては、シャント抵抗器で発生する損失I²Rが測定レンジの限界をもたらす。

電流が発生する磁界の強さから電流を測定するCTやホールセンサは、大きな電流領域は出力電圧の飽和により、小さな電流領域は測定精度によって測定レンジが制限される。

また、FETのドレイン・ソース間電圧Vdsによって電流を測定する方法は、大きな電流領域はオン抵抗Rds(on)が一定の電流範囲により、小さな電流領域は測定精度によって測定レンジが制限される。

このような測定レンジの制限を解消するために、マルチテスタ等は、例えばシャント抵抗器の抵抗値Rをスイッチで切り替える手段を備える。しかし、大きな電流を測定する場合はスイッチ接点の電流容量の制限や接触抵抗の影響があり、マルチテスタ等は、スイッチ接点を介さずに電流を測定するための高電流測定用の端子を備える。言い換えれば、マルチテスタ等は、比較的小さな電流の測定はスイッチを切り替えることで高精度な測定が可能であるが、大きな電流の測定は、被測定回路を高電流測定用の端子に接続する人為的な切替操作が必要になり、やはり、測定レンジに制限があると言える。

特開平6-201738号公報特開平7-198758号公報

本発明は、広範囲の測定レンジをもつ電流検出装置を提供することを目的とする。

本発明は、前記の目的を達成する一手段として、以下の構成を備える。

本発明にかかる電流検出装置は、ドレイン、ソース間が被測定電流路を構成するFETと、前記FETのドレイン、ソース間電圧を増幅し、出力電圧を発生する増幅手段と、前記出力電圧の値の一部または全部を前記FETのゲート、ソース間に供給する供給手段とを有することを特徴とする。

さらに、前記出力電圧の極性を反転する反転手段と、前記出力電圧と、前記反転手段により極性反転された電圧の、何れか一方を選択的に前記前記FETのゲート、ソース間に供給する選択手段とを有することを特徴とする。

請求項1から請求項4の発明によれば、広範囲の測定レンジをもつ電流検出装置を提供することができる。

また、請求項3の発明によれば、直流電流だけでなく、交流電流も測定することができる。

以下、添付図面を参照して、本発明の好適な実施例を詳細に説明する。

［測定原理］
図2は実施例の電流検出装置の測定原理を説明する回路図である。

端子1および2を測定すべき電流Isが流れる回路に接続する。電流IsによってFET Q1のドレイン・ソース間に電圧Vdsが発生する。オペアンプU1の非反転入力端子（以下「＋端子」と呼ぶ）は、電圧Vdsを入力してα=(1+R2/R1)倍に増幅した電圧Voを出力する。

電圧Voは、出力端子3-4間に供給されるとともに、抵抗器R4とR5に分圧される。オペアンプU2の＋端子は、抵抗器R4とR5に分圧された電圧Vf=Vo・R5/(R4+R5)を入力する。ここでR7:R8=10:1、R7≫R6とすると、オペアンプU2は、電圧Vfをβ=(1+R8/R7)=1.1倍に増幅した電圧VgsをFET Q1のゲート・ソース間に供給する。FET Q1のゲート・ソース間電圧Vgsをドレイン・ソース間電圧Vdsで書き直すと次式のようになる。
Vgs = 1.1・Vf
= 1.1・Vo・R5/(R4 + R5)
= 1.1α・Vds・R5/(R4 + R5) …(2)

つまり、ドレイン・ソース間Vdsが上昇するとVoおよびVfが上昇して、ゲート・ソース間電圧Vgsも上昇する。

図3はFETのゲート・ソース間電圧Vgsに対するドレイン・ソース間電圧Vdsの特性例を示す図である。図3から明らかなように、ドレイン電流Id(=Is)が一定であれば、ゲート・ソース間電圧Vgsの上昇によってドレイン・ソース間電圧Vdsは減少する。逆に、ゲート・ソース間電圧Vgsが低下すればドレイン・ソース間電圧Vdsは増加する。従って、図2に示す回路は、ドレイン・ソース間電圧Vdsを一定にするフィードバック回路として機能し、端子3-4間には電流Isに比例した電圧Voが得られる。

なお、図2に示すポテンショメータR6は、電流Is=0（つまりVds=0）において、FET Q1のゲート・ソース間に若干の電圧Vgsを与えて、FET Q1をオン状態に維持するために、オペアンプU2の反転入力端子（以下「−端子」と呼ぶ）に負電圧を供給するものである。

次に、抵抗器R4に並列接続した抵抗器3およびスイッチSW1の機能を説明する。スイッチSW1を閉じると抵抗器R3とR4が並列接続され、スイッチSW1を閉じた状態の電圧Vfは次式で表される。
Vf = Vo・R5(R3‖R4 + R5) …(3)
ここで、R3‖R4 = R3・R4/(R3+R4)
(R3‖R4 + R5) ＜ (R4 + R5)

つまり、スイッチSW1を閉じるとVfは上昇し、ゲート・ソース間電圧Vgsも増加するので、図3から明らかなように、ドレイン・ソース間電圧Vdsは減少することになる。従って、抵抗器R3とR4の抵抗値の組み合わせを適切に設定すれば、スイッチSW1の開閉によって、下表のように、電流Isの測定レンジを切り替えることができる。
──────┬─────
スイッチSW1│測定レンジ
──────┼─────
開 │ 低電流
閉 │ 高電流
──────┴─────

さらに、図1に示したFETのオン抵抗Rds(on)とゲート・ソース間電圧Vgsの関係から明らかなように、スイッチSW1を閉じて高電流測定レンジに切り替えた場合、FET Q1のオン抵抗Rds(on)が低下し、その分、FET Q1のドレイン損失を低減することができる。

［電流検出回路］
図4は実施例の電流検出装置の構成を示す回路図である。なお、図2と略同様の構成には同一符号を付して、その詳細説明を省略する場合がある。また、図4には抵抗値や電圧値を参考に示したが、これらは一例であり、これらの値に限定されるわけではない。

端子1および2を測定すべき電流Is（直流または交流電流）が流れる回路に接続する。電流IsによってFET Q1のドレイン・ソース間に電圧Vdsが発生する。オペアンプU1の非反転入力端子（以下「＋端子」と呼ぶ）は、電圧Vdsを入力してα倍に増幅した電圧Voを出力する。なお、増幅率αは次式で示される。
α≒ (1+R2/R1) = (1+10⁶/10³) ≒ 1000 …(4)

オペアンプU1にオフセット電圧を供給する抵抗器R12、R13、R15、ポテンショメータR14、ダイオードD3、D4で構成される回路は、電流Is=0のときに出力電圧Vo=0にするためのゼロ調整用である。また、抵抗器R16は、オペアンプU1の入力保護およびドリフト低減用である。

オペアンプU1が出力する電圧Voは、出力端子3-4間に供給されるとともに、ダイオードD3を介して測定レンジ切替部5、並びに、抵抗器R17を介してオペアンプU3の−端子に供給される。オペアンプU3は、増幅率R18/R17=1で、電圧Voの極性を反転するための構成である。つまり、FET Q1のソース電極からドレイン電極に向かう電流Is（以下「負の電流Is」と呼ぶ）が流れると、ドレイン・ソース間電圧Vdsと電圧Voは負電圧になる。この負電圧を測定レンジ切替部5およびオペアンプU2に供給しないようにダイオードD3で遮断し、オペアンプU3で極性を反転し、ダイオードD4を介して、正電圧に逆転した電圧Voを測定レンジ切替部5およびオペアンプU2に供給する。

オペアンプU2の動作は図2の場合とほぼ同じであるが、オペアンプU2にオフセット電圧を供給する抵抗器R19、R20、ポテンショメータR21、ツェナーダイオードD5で構成される回路は、上述したFET Q1のオン状態の維持、並びに、電流Isがフルレンジ（例えば10A）のときに、出力電圧Voを最大値（例えば10V）にするダイナミックレンジ調整用である。また、抵抗器R22は、オペアンプU2の出力保護およびFET Q1の保護用である。

なお、端子1-2間に接続した抵抗器R11は、電流検出回路がオフ時に被測定回路の開放状態を防ぐためのものである。また、ダイオードD1、D2は、FET Q1のドレイン・ソース間に流せる電流値を超える過大な電流Isが発生した場合に、過大電流をバイバスするものである。勿論、抵抗器R11やダイオードD1、D2には、FET Q1が破損した場合に被測定回路を開放状態にしない目的もある。

このように、図4に示す回路は、出力端子3-4間に、電流Isとして直流電流が流れた場合は電流Isの値に比例する直流電圧Voを出力し、電流Isとして交流電流が流れた場合は電流Isの値に比例する交流電圧Voを出力する。

図4には測定レンジ切替部5の抵抗器の組み合わせの具体例を示したが、スイッチSW1が開および閉時の分圧比Δはそれぞれ次式のようになる。
SW1開：Δ = 10/(500 + 10) ≒ 0.02
SW1閉：Δ = 10/{1×500/(1+500) + 10} = 10/(0.998 + 10) ≒ 0.9 …(5)

例えば、オペアンプU2の増幅率が図2に示す回路と同じ1.1とすると、出力電圧Voが最大値（例えば10V）の場合のゲート・ソース間電圧Vgsは、スイッチSW1の切り替えによって次にように変化する。
Vgs = 1.1×Vo×Δ + Voff …(6)
ここで、VoffはFET Q1をオン状態に維持するための電圧（例えば2V）
SW1開：Vgs = 1.1×10×0.02 + 2 = 2.22V
SW1閉：Vgs = 1.1×10×0.9 + 2 = 11.9V

なお、オペアンプU1の増幅率αを1000とすれば、電圧Voが10Vの場合、ドレイン・ソース間電圧Vgsは10/1000=10mVである。

図5および図6はそれぞれ異なる測定レンジで電流Isを測定した結果を示す図である。図5はスイッチSW1が閉で測定レンジはIs=1〜6.5A、図6はスイッチSW1が開で測定レンジはIs=0.1〜1.5mAであり、ともに良好な直線性を示している。

なお、図4には二本の抵抗器R3、R4の抵抗値の組み合わせを一つのスイッチSW1で切り替える測定レンジが二つの測定レンジ切替部5を示したが、さらに多くの測定レンジを備えるには、抵抗器R3とスイッチSW1に並列に抵抗器とスイッチを配置し、それらスイッチの開閉によって測定レンジを切り替える、図7に示す測定レンジ切替部5を構成すればよい。

あるいは、図8に示す抵抗器とFETを組み合わせた減衰器（分圧回路）を測定レンジ切替部5として採用してもよい。つまり、FETのゲートに供給する電圧Vattを可変することで、FETのオン抵抗を調整して、必要な減衰率（分圧比）を設定する。FETの代りに、バイポーラトランジスタ、サーミスタ、フォトプラなどを利用してもよい。または、図9に示すように、可変抵抗器を測定レンジ切替部5として採用してもよい。

このように、実施例の電流検出器は、測定レンジを切り替えるために、被測定電流が流れる部分で例えばシャント抵抗器の抵抗値を切り替えるスイッチなどの手段をもたない。その代り、電流検出手段であるFETのドレイン・ソース間電圧Vdsを検出し、その検出電圧に応じたゲート・ソース間電圧Vgsをフィードバックする回路中の分圧器の分圧比を切り替えることで、測定レンジを切り替える。従って、大きな電流を測定する場合も、スイッチ接点の電流容量の制限や接触抵抗の影響を考慮する必要はなく、数0.1mAから数10Aといった幅広い電流範囲に亙る複数の測定レンジをスイッチで容易に切り替えて、電流値を高精度に測定することができる。

また、シャント抵抗器のようにI²R（R：一定）ではなく、Ids（大）→Vo（大）→Vgs（大）→Rds（小）となり、Idsの増加をストレートに被測定電流路の電圧降下の影響を受けないため、測定レンジがワイドであり、熱損失も極めて少ない。

なお、図5、6には、被測定電流が直流電流である場合の出力電圧を示したが、実施例図4におけるVoの出力端子3、4間で、被測定電流が交流電流である場合、該交流電流の波形に比例した波形を観測することができる。また、同実施例において、ダイオードD3、D4のそれぞれのカソードの接続点の対グランド電位は、被測定電流の絶対値に比例したものとなる。該接続点での測定も可能である。

FETのオン抵抗Rds(on)の一例を示す図、実施例の電流検出装置の測定原理を説明する回路図、 FETのゲート・ソース間電圧Vgsに対するドレイン・ソース間電圧Vdsの特性例を示す図、実施例の電流検出装置の構成を示す回路図、測定レンジIs=1〜6.5Aで電流Isを測定した結果を示す図、測定レンジIs=0.1〜1.5mAで電流Isを測定した結果を示す図、多数の測定レンジを備える場合の測定レンジ切替部の構成例を示す図、多数の測定レンジを備える場合の測定レンジ切替部の構成例を示す図、多数の測定レンジを備える場合の測定レンジ切替部の構成例を示す図である。

Claims

ドレイン、ソース間が被測定電流路を構成するFETと、
前記FETのドレイン、ソース間電圧を増幅し、出力電圧を発生する増幅手段と、
前記出力電圧の値の一部または全部を前記FETのゲート、ソース間に供給する供給手段とを有することを特徴とする電流検出装置。
前記供給手段は、前記出力電圧を増幅および/または減衰して前記FETのゲート、ソース間に供給する増幅、減衰手段を有することを特徴とする請求項1に記載された電流検出装置。
さらに、前記出力電圧の極性を反転する反転手段と、
前記出力電圧と、前記反転手段により極性反転された電圧の、何れか一方を選択的に
前記FETのゲート、ソース間に供給する選択手段とを有することを特徴とする請求項1または請求項2に記載された電流検出装置。
前記減衰手段は、電圧分圧手段により構成されることを特徴とする請求項1から請求項3の何れかに記載された電流検出装置。