JP2006261843A

JP2006261843A - 可変移相器

Info

Publication number: JP2006261843A
Application number: JP2005073903A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Amano; 茂天野
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2005-03-15
Filing date: 2005-03-15
Publication date: 2006-09-28

Abstract

【課題】位相周波数特性の平坦性と広い位相可変幅の両立が可能な可変移相器を提供する。
【解決手段】９０°ハイブリッドカプラと複数の可変容量素子との間に、各々の可変容量素子に対して直列に伝送線路を有し、その伝送線路長を最適化する。
【選択図】図１

Description

本発明は、９０°ハイブリッドカプラと可変容量素子を有し、信号の位相を変化させる可変移相器に関する。

従来の反射型可変移相器の実施例を図２に示す。図２において、１は信号入力端子、２は信号出力端子、３は９０°ハイブリッドカプラ、１１と１２は可変容量素子である。

９０°ハイブリッドカプラとは４端子の機器で、入力信号を互いに位相が９０°異なる２つの信号に分離し、又２つの入力信号を１つの信号に合成する機能を有する。

従来の回路では図４に示すとおり、位相可変時の位相周波数特性の変化量が大きい。実システム上は位相周波数特性平坦度が重要であり、これを得るためには位相可変幅を少なくせざるを得ず、位相周波数特性の平坦性と広い位相可変幅の両立が困難である。

本願に関連する特許文献を以下に挙げる。特許文献１ではマイクロ波帯移相器の広帯域化を実現する為に、ブランチライン（Branch-Line）形ハイブリッドと可変容量ダイオードとの間に伝送線路を設けている。ブランチラインとはハイブリッド回路の一形態を指しており、この他にラットレース（Rat-Race）形や分布結合（Coupled-Line）形などが知られている。

特許文献２では位相変化に伴う通過損失をなくして可変減衰器による調整を不要とする為に、２つの反射型移相器を接続している。一方の移送器では可変容量素子とグランドとの間に伝送線路を有し、もう一方の移送器では伝送線路を有さない構成となっている。特許文献２の移送器に設けられた伝送線路は可変容量素子の反射係数を補正する役目を担っている。
特開昭６２−１４４４０３号公報特開平０９−２３２８０２号公報

従来の反射型可変移相器は、上記の如く、可変容量素子の容量を変化させたとき、すなわち位相可変時に位相周波数特性が変化してしまうという課題があった。

上記問題点に鑑み、本発明は位相可変時の位相周波数特性の平坦性に優れた反射型可変移相器を提供することを目的とする。

上記問題を解決する為に、本発明の可変移相器は、９０°ハイブリッドカプラと複数の可変容量素子とを有し、信号の位相を調整する複数の位相調整手段を有することを特徴とする。

また本発明では、上記可変容量素子は接地され、上記位相調整手段は上記９０°ハイブリッドカプラと上記可変容量素子とに接続されていることを特徴とする。

また本発明では、上記位相調整手段は上記可変容量素子と直列に接続されていることを特徴とする。

また本発明においては、上記位相調整手段は伝送線路であることを特徴とする。

本発明によれば、９０°ハイブリッドカプラと複数の可変容量素子の間におのおの直列に伝送線路を有し、その伝送線路長を最適化することにより、位相可変時の位相周波数特性の平坦性と広い位相可変幅の両立を実現することができる。

図１を参照すると、本発明の一実施例としての反射型可変移相器が示されている。図１において、１は信号入力端子、２は信号出力端子、３は９０°ハイブリッドカプラ、１１と１２は可変容量素子である。１１と１２は同一の可変容量素子であり、接地側の反対側から電圧制御を行うことで容量が変化するものとする。９０°ハイブリッドカプラ３と可変容量素子１１、１２の間には各々伝送線路２１、２２を備える。９０°ハイブリッドカプラはカップルドライン形でもよい。ここで伝送線路２１、２２は同じ長さであり、線路特性インピーダンスはシステム全体の特性インピーダンスと同じ値に設定される。これは伝送線路２１及び２２のところで信号が反射されないようにするためである。更に伝送線路長Ｌは、システムで使用する中心周波数に相当する波長をλとした時、０＜Ｌ＜λ／４に設定される。この伝送線路長Ｌは以下の位相周波数特性を得る為に最適化されたものである。

従来の実施例を示す図２と本発明の実施例を示す図１の相違点は、９０°ハイブリッドカプラ３と可変容量素子１１、１２間の伝送線路２１、２２の有無の違いである。

信号入力端子１から入力された信号は９０°ハイブリッドカプラ３によって分割され、それぞれ伝送線路２１及び２２を通って可変容量素子１１及び１２で反射される。その後再度伝送線路２１及び２２を通って９０°ハイブリッドカプラ３によって合成され、信号出力端子２から出力される。９０°ハイブリッドカプラに入力された信号は伝送線路を２回通ることで位相が調整され、位相周波数特性が良化される。

図４に従来例による位相可変時の位相周波数特性の実測例を、図３に本実施形態による位相可変時の位相周波数特性の実測例を示す。ここでは携帯電話基地局装置のひとつであるＷ−ＣＤＭＡ方式の周波数帯域を例にとり説明する。所要周波数帯域は２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの６０ＭＨｚ帯域である。可変容量素子として可変容量ダイオードを使用し、容量を変化させるための制御電圧Ｖcontを０Ｖ〜−１２Ｖまで２Ｖ幅で変化させたときの実測例である。

従来例である図４では、制御電圧変化時の位相可変量は、測定の結果、帯域中心周波数である周波数２１４０ＭＨｚにおいて１２０°であり、本発明例である図３では同じ条件下で１１５°であった。よって位相可変量は同等である。一方、制御電圧変化時の上記所要周波数帯域内の位相周波数特性は従来例である図４では最大５°に対し、本発明例である図３では１°以下の周波数特性に改善されている。

反射型可変移相器は携帯電話基地局装置、特に歪み補償機能を有する送信増幅器において使用されており、システム上、実用的な歪み補償量を得るためには位相変化時の可変移相器による所要周波数帯域内位相周波数特性を１°程度に抑えることが必要である。従来例である図４で位相周波数特性を１〜２°程度に抑えるためには、Ｖcont=−８〜−１２Ｖの範囲またはＶcont=０〜−４Ｖの範囲で使用せざるを得ず、実用的な位相可変量は２１４０ＭＨｚで４０°程度となってしまう。一方、本発明例である図３ではＶcont=０〜−１２Ｖの全範囲で位相周波数特性が１°以下のため、Ｖcontの全範囲、即ち実用的な位相可変量１１５°が得られることになる。

以上説明したように、本発明においては、位相可変時の位相周波数特性の平坦性に優れた反射型可変移相器を実現できる。

本発明の一実施形態における回路の構成を示す図である。従来の反射型可変移相器の構成を示す図である。本発明の一実施形態における位相周波数特性を表す図である。従来の反射型可変移相器の位相周波数特性を表す図である。

符号の説明

１信号入力端子
２信号出力端子
３９０°ハイブリッドカプラ
１１可変容量素子
１２可変容量素子
２１伝送線路
２２伝送線路

Claims

９０°ハイブリッドカプラと複数の可変容量素子とを有する可変移相器において、
信号の位相を調整する複数の位相調整手段を有することを特徴とする可変移相器。
前記可変容量素子は接地され、前記位相調整手段は前記９０°ハイブリッドカプラと前記可変容量素子とに接続されていることを特徴とする請求項１に記載の可変移相器。
前記位相調整手段は前記可変容量素子と直列に接続されていることを特徴とする請求項２に記載の可変移相器。
前記位相調整手段は伝送線路であることを特徴とする請求項３に記載の可変移相器。
前記伝送線路の長さＬは、所要周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλとしたとき、
０＜Ｌ＜λ／４
であることを特徴とする請求項４に記載の可変移相器。
前記伝送線路の特性インピーダンスは回路全体の特性インピーダンスと等しいことを特徴とする請求項４に記載の可変移相器。