JP2006250870A

JP2006250870A - 部分放電位置標定装置

Info

Publication number: JP2006250870A
Application number: JP2005070967A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Maekawa; 洋前川; Shigeo Fujii; 茂雄藤井; Toshihiro Hoshino; 俊弘星野; Takao Kumazawa; 孝夫熊澤
Original assignee: Toshiba Corp; Chubu Electric Power Co Inc; Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Chubu Electric Power Co Inc; Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-03-14
Filing date: 2005-03-14
Publication date: 2006-09-21
Anticipated expiration: 2025-03-14
Also published as: JP4450749B2

Abstract

【課題】高精度で部分放電を検出でき、かつ、小型軽量で安価な部分放電位置標定装置を得る。
【解決手段】配電・送変電設備等から発生する部分放電による電磁波を少なくとも第１と第２の２つの受信アンテナで受信し、部分放電源と両受信アンテナ間との距離に応じた受信信号の位相差を求めて部分放電の位置を標定する部分放電位置標定装置であって、第１の受信アンテナ１Ａで受信した受信信号及び第２の受信アンテナ１Ｂで受信した受信信号から、それぞれＢＰＦ２Ａ，２Ｂにより特定の周波数成分の信号を抽出し、両信号に局部発振器３を用いてアナログ中間周波数によるミキシングを行ったのち直交検波を行い、ＬＰＦ７Ａ，７Ｂで低周波成分を抽出しＡ／Ｄ変換器９でデジタル変換後、マイクロプロセッサ１０で演算して両受信信号の位相差を算出するように構成した。
【選択図】図１

Description

この発明は、配電・送変電設備等から発生する部分放電源の位置を標定する部分放電位置標定装置に関するものである。

電力機器の機能維持、故障の未然防止の観点から変電所設備機器の部分放電を非接触で検出する方法として、例えば、部分放電源から放射される電磁波を複数の検出用アンテナで受信し、電磁波空間位相差法を用いて部分放電信号の検出を行う方法が提案されている。その方法に示された位置標定実験装置の例では、７７ｋＶガス絶縁開閉装置（ＧＩＳ）を囲み５０ｍ４方に配置した４本の検出用アンテナにより放電信号を受信し、そのうちの例えば２つの検出用アンテナで受信したときの到達時間Ｔ１及びＴ２の時間差（ΔＴ＝Ｔ２−Ｔ１）を求め、双曲線法を用いて放電点の位置標定を行っている。位相差（時間差）を求める方法は、検出用アンテナにより受信された２つの信号をデジタルオシロスコープに取り込み、パソコンを用いて、時間平均、標準化した後、フーリエ変換により周波数領域に変換する。その後、相互関数を求め、適応フィルタを通したのち、逆フーリエ変換により時間領域に変換し、アンテナ間の到達時間差を求めている。２対ごとのアンテナの時間差を求めることより部分放電の位置を算出することができる（非特許文献１参照）。

「電磁波空間位相差法を用いた非接触部分放電検出法」電気学会論文誌Ｂ、vol. 115-B、No. 10(1995)

上記に示すような従来の部分放電の位置標定装置は、変電所設備機器のように部分放電が比較的狭い範囲で特定されており、検出用アンテナを広い間隔で設置できるような場所での測定では有効であるが、上記技術では、アンテナ信号を直接デジタルで取り込んでいるため、位置を精度よく標定するには高速のデジタルオシロスコープ、たとえば数ギガサンプリング／チャンネルが必要であり、このような装置は高価で、かつ形状，重量も大きいという問題点を有していた。
例えば、不特定場所の配電柱上の電力設備から発生する部分放電を検出するような場合の部分放電位置標定装置では、携帯性が要求されるため、アンテナの間隔を狭くし、かつ高精度にする必要がある。従ってこのような測定対象には、精度，携帯性，経済性の面から、上記のような従来技術をそのまま適用するのは困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、高精度で部分放電を検出でき、かつ、小型軽量で安価な部分放電位置標定装置を得ることを目的とする。

この発明に係わる部分放電位置標定装置は、配電・送変電設備から発生する部分放電による電磁波を少なくとも第１と第２の２つの受信アンテナで受信し、部分放電源と両受信アンテナ間との距離に応じた受信信号の位相差を求めて部分放電の位置を標定する部分放電位置標定装置において、第１の受信アンテナで受信した受信信号及び第２の受信アンテナで受信した受信信号から、それぞれバンドパスフィルタを通し特定の周波数成分の信号を抽出し、抽出した両信号に中間周波数をミキシングして直交検波を行ったのち、低周波成分の信号を取り出してＡ／Ｄ変換し、この低周波成分の信号の除算処理を行って両受信信号の位相差を算出するようにしたものである。

また、第１の受信アンテナで受信した受信信号及び第２の受信アンテナで受信した受信信号から、それぞれバンドパスフィルタを通し特定の周波数成分の信号を抽出し、第２の受信アンテナ側からの抽出信号を位相を遅延させて第１の受信アンテナ側からの抽出信号と乗算したのち低周波成分の信号を取り出してＡ／Ｄ変換し、第１の受信アンテナ側からの抽出信号を位相を遅延させて第２の受信アンテナ側からの抽出信号と乗算したのち低周波成分の信号を取り出してＡ／Ｄ変換し、両低周波成分の信号の和と差を利用し除算処理を行って両受信信号の位相差を算出するようにしたものである。

この発明の部分放電位置標定装置によれば、第１の受信アンテナで受信した受信信号及び第２の受信アンテナで受信した受信信号から特定の周波数成分を抽出し、中間周波数をミキシングして直交検波を行ったのち、低周波成分を取り出しＡ／Ｄ変換して両受信信号の比から位相差を算出するようにしたので、部分放電電磁波信号の位相差を広い角度の範囲に亘り高精度で捉えることができる。また、高周波回路の演算にアナログ回路を用いることにより小型，軽量で安価な部分放電位置標定装置を得ることができる。

また、第１の受信アンテナで受信した受信信号及び第２の受信アンテナで受信した受信信号から特定の周波数成分を抽出し、一方のアンテナ出力の原波形と他方のアンテナ出力の遅延させた波形とを互いに乗算したのち、低周波成分の信号を取り出してＡ／Ｄ変換し、両低周波成分の信号の和と差の比から両受信信号の位相差を算出するようにしたので、回路を対称に設計できるため温度ドリフトなどの誤差要素を除去して高精度で部分放電電磁波信号の位相差を検出できる。また、高周波回路の演算にアナログ回路を用いることにより小型，軽量で安価な部分放電位置標定装置を得ることができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による部分放電位置標定装置の信号処理ブロック図である。以下、図に従ってブロック図の構成と信号処理手順を説明する。
例えば、配電・送変電設備等の電気設備機器の絶縁劣化等により部分放電が発生すると、部分放電源から電磁波が放射される。このような空気中での部分放電による電磁波信号は、例えば、ｎｓ（ナノ秒）オーダで急峻に立ち上がる単発パルス信号が断続して発生し、２０ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの周波数範囲に亘ってスペクトルが連続分布するような波形である。

上記のような部分放電源からの電磁波信号を、所定の距離（例えば、数十ｃｍ以下）だけ離隔して設けた複数の受信アンテナ、本実施の形態では第１の受信アンテナ１Ａと第２の受信アンテナ１Ｂの２本の受信アンテナで受信する。受信したそれぞれの受信信号をバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦと略す）２Ａ及び２Ｂを通過させて所定の周波数（例えば４００ＭＨｚ）成分の電磁波信号を抽出する。

また、局部発振器３により、位相角０とπ／２の２つの中間周波数（例えば、３４０ＭＨｚの矩形波。但し、矩形波に限定せず、正弦波等でもよい）の信号を発振させておく。第１の受信アンテナ１ＡからＢＰＦ２Ａを通過した信号Ｓ_１(t)と、局部発振器３からの位相角π／２の矩形波とを高周波掛算器４Ａにより乗算し、ローパスフィルタ（以下ＬＰＦと略す）５Ａを通過させてその低周波成分を抽出する。一方、第２の受信アンテナ１ＢからＢＰＦ２Ｂを通過した信号Ｓ_２(t)と、局部発振器３からの位相角０の矩形波とを高周波掛算器４Ｂにより乗算し、ＬＰＦ５Ｂを通過させてその低周波成分を抽出する。更に、ＢＰＦ２Ａからの信号Ｓ_１(t)と、局部発振器３からの位相角０の矩形波とを高周波掛算器４Ｃにより乗算し、ＬＰＦ５Ｃを通過させてその低周波成分を抽出する。

次に、ＬＰＦ５Ａからの出力信号とＬＰＦ５Ｂからの出力信号を低周波掛算器６Ａで乗算し、ＬＰＦ７Ａで低周波成分を抽出してサンプルホールド８Ａによりサンプリングしたのち、Ａ／Ｄ変換器９によってアナログ信号をデジタル信号に変換し、マイクロプロセッサ１０へ入力する。同様に、ＬＰＦ５Ｂからの出力信号とＬＰＦ５Ｃからの出力信号を低周波掛算器６Ｂで乗算し、ＬＰＦ７Ｂで低周波成分を抽出してサンプルホールド８Ｂによりサンプリングしたのち、Ａ／Ｄ変換器９によってアナログ信号をデジタル信号に変換し、マイクロプロセッサ１０へ入力する。マイクロプロセッサ１０では、２つの信号データを後述の理論式により演算して部分放電電磁波信号の到達位相差を求める。

上記のように、本実施の形態の回路では、第１の受信アンテナ１Ａで受信した受信信号及び第２の受信アンテナ１Ｂで受信した受信信号から、それぞれバンドパスフィルタ２Ａ，２Ｂを通し特定の周波数成分の信号を抽出し、抽出した両信号に、π／２だけ位相をずらせた２つの中間周波数をミキシングして、振幅とアンテナへの到達位相差情報が保持されたまま、ＢＰＦ通過後の周波数と中間周波数の差に応じた周波数の信号を取り出し、直交検波を行ったのち、その低周波成分の信号を抽出してＡ／Ｄ変換し、デジタル演算を行って位相差を求めるものである。高周波回路部の演算にはアナログ回路を用いてアナログ処理を行っている。

上記の装置において、受信アンテナは１Ａ，１Ｂには、例えば、ロッドアンテナを使用する。局部発振器３には、例えば、小型軽量でノイズ特性に優れた電圧制御発振器（ＶＣＯ）を使用する。また、ＢＰＦ２Ａ，２Ｂには、例えば、４００ＭＨｚの表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）を使用する。ＳＡＷは帯域幅が狭く要素間の値のばらつきが少ないので、単発パルス信号である部分放電信号から個体差（ばらつき）のない安定した２０サイクル程度の出力波形が得られることを確認している。

次に、数式を用いて、図１のブロック図の動作を説明する。
部分放電による単発パルス信号が第１の受信アンテナ１Ａ及び第２の受信アンテナ１Ｂで受信されたときの、ＢＰＦ２Ａ及び２Ｂを通過後の出力をそれぞれＳ_１(t)及びＳ_２(t)とすると、次のように表すことができる。
Ｓ_１(t)＝Ｅ_１(t)×sin(ωt)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
Ｓ_２(t)＝Ｅ_２(t)×sin(ω(t−Δt))・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
ここでＥ_１(t)，Ｅ_２(t)はエンベロープ関数、ωはＢＰＦの通過角周波数、Δtは電磁波信号の到達時間差である。

また、局部発振器３から出力する位相がπ／２異なった２つの矩形波の、それぞれの基本波（ω_０）成分をＶ_１(t)及びＶ_２(t)とすると次のように表すことができる。
Ｖ_１(t)＝Ｖ_０×sin(ω_０t＋φ)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
Ｖ_２(t)＝Ｖ_０×sin(ω_０t＋φ＋π／２)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
ここで、φは局部発振器３の位相角である。

Ｓ_１(t)とＶ_１(t)とを乗算して得られる出力をＶout_１１(t)、Ｓ_１(t)とＶ_２(t)とを乗算して得られる出力をＶout_１２(t)、また、Ｓ_２(t)とＶ_１(t)とを乗算して得られる信号をＶout_２１(t)とおくと、
Ｖout₁₁(t)＝Ｓ_１(t)×Ｖ_１(t)
＝Ｖ_０×Ｅ_１(t)×cos((ω−ω_０)t−φ)／２
−Ｖ_０×Ｅ_１(t)×cos((ω＋ω_０)t＋φ)／２・・・・・・・・・・・（５）
Ｖout₁₂(t)＝Ｓ_１(t)×Ｖ_２(t)
＝Ｖ_０×Ｅ_１(t)×cos((ω−ω_０)t−φ−π／２)／２
−Ｖ_０×Ｅ_１(t)×cos((ω＋ω_０)t＋φ＋π／２)／２
＝Ｖ_０×Ｅ_１(t)×sin((ω−ω_０)t−φ)／２
−Ｖ_０×Ｅ_１(t)×sin((ω＋ω_０)t＋φ)／２・・・・・・・・・・（６）
Ｖout₂₁(t)＝Ｓ_２(t)×Ｖ_１(t)
＝Ｖ_０×Ｅ_２(t)×cos((ω−ω_０)t−ωΔt−φ)／２
−Ｖ_０×Ｅ_１(t)×cos((ω＋ω_０)t−ωΔt＋φ)／２・・・（７）
となる。すなわち、アンテナの受信信号のＬＰＦ通過後の周波数と局部発振器３の周波数の和の周波数の信号成分と、差の信号成分が加算されて出力される。

次に、ＬＰＦ５Ａ〜５Ｃによりこれらの信号から低周波成分を取り出し、その出力をＶ_１１(t)，Ｖ_１２(t)及びＶ_２１(t)とおくと、
Ｖ₁₁(t)＝Ｖ_０×Ｅ_１(t)×cos((ω−ω_０)t−φ)／２・・・・・・・・・・・・・・（８）
Ｖ₁₂(t)＝Ｖ_０×Ｅ_１(t)×sin((ω−ω_０)t−φ)／２・・・・・・・・・・・・・・（９）
Ｖ₂₁(t)＝Ｖ_０×Ｅ_２(t)×cos((ω−ω_０)t−ωΔt−φ)／２・・・・・（１０）
となる。上記のように振幅と位相（電磁波信号の到達時間差）情報が保存されている。

次に、Ｖ_１１(t)とＶ_２１(t)、及びＶ_２１(t)とＶ_１２(t)をそれぞれ低周波掛算器６Ｂ，６Ａにより乗算して得られた直交検波出力を、Ｖ_11・21(t)及びＶ_12・21(t)とすると、
Ｖ_11・21(t)＝Ｖ₁₁(t)×Ｖ₂₁(t)
＝(1/8)×Ｖ_０ ^２×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×cos(２(ω−ω_０)t−ωΔt−２φ)
＋(1/8)×Ｖ_０ ^２×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×cos(ωΔt)・・・・・・・（１１）
Ｖ_12・21(t)＝Ｖ₁₂(t)×Ｖ₂₁(t)
＝(1/8)×Ｖ_０ ^２×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×sin(２(ω−ω_０)t−ωΔt−２φ)
＋(1/8)×Ｖ_０ ^２×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×sin(ωΔt)・・・・・・・（１２）
となる。

上記の式１１及び式１２からＬＰＦ７Ａ，７Ｂにより低周波成分を取り出すことにより直流分のみを取りだすことができる。ＬＰＦ７Ａからの出力をＶout_１(t)、ＬＰＦ７Ｂからの出力をＶout_２(t)とすると、
Ｖout_１(t)＝(1/8)×Ｖ_０ ^２×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×cos(ωΔt)・・・・・・（１３）
Ｖout_２(t)＝(1/8)×Ｖ_０ ^２×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×sin(ωΔt)・・・・・・（１４）

上記の式１３及び式１４より、次の式１５が得られる。
tan(ωΔt)＝Ｖout_２(t)／Ｖout_１(t)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１５）
これより、到達位相差θ（＝ωΔt）は、
θ＝tan^−１(Ｖout_２(t)／Ｖout_１(t))・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１６）
として求めることができる。

以上の理論式が意味するところは、部分放電の電磁波の到達時間差はＢＰＦ２Ａ，２Ｂ通過後の包絡線波形Ｅ_１(t)及びＥ_２(t)の波形に依存せず求められるということである。例えば、ＢＰＦ２Ａ，２Ｂの周波数を４００ＭＨｚ，局部発振器３の周波数を３４０ＭＨｚとすると、上記式８〜１０部分のＶ_１２(t)，Ｖ_１１(t)及びＶ_２１(t)の周波数は、その差分である６０ＭＨｚに低周波化され、さらに直交検波及びＬＰＦにより直流化される。
次に、この信号はサンプルホールド８Ａ，８Ｂを通過後Ａ／Ｄ変換器９でデジタル信号に変換され、マイクロプロセッサ１０内で式１６の演算を行って到達時間差を求める。

最終的には、この時間差Δｔから、部分放電源とアンテナの角度Θを次式により算出することができる。
Θ＝sin^−１(c×Δt／Ｄ)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１７）
ここで、Ｄは受信アンテナ間距離、ｃは光速である。
角度が分かれば、複数箇所で測定するか、受信アンテナの数を増やして測定する等の方法で、部分放電発生源の位置を特定し標定することができる。
位置が標定できれば、例えば、パソコン等の画面上に測定地域の配電・送変電設備等の配置図（地図）を表示させ、上記で算出した電磁波発生源の位置をスーパーインポーズすることも可能である。

上述の理論式の妥当性を検証するためにシミュレーションを行った。図２はそのシミュレーション波形である。（ａ）はＢＰＦ２Ｂ（４００ＭＨｚ）通過後の波形であり，振幅一定の定常波を模擬している。ただし，ＢＰＦ通過後における実際の部分放電磁波形とは異なる。（ｂ）は（ａ）の波形と局部発振器３（矩形波３４０ＭＨｚ）とを高周波掛算器４Ｂで乗算した後の波形で、７４０ＭＨｚと６０ＭＨｚの周波数成分が含まれている。また、（ｃ）はＬＰＦ５Ｂ通過後の波形であり，６０ＭＨｚの周波数成分が含まれている。他の部分の波形についてもシミュレーションを行い前述の理論式の妥当性を確認した。

以上のように、本実施の形態の発明によれば、第１の受信アンテナで受信した受信信号及び第２の受信アンテナで受信した受信信号から特定の周波数成分を抽出し、中間周波数をミキシングして直交検波を行ったのち、低周波成分を取り出しＡ／Ｄ変換して両受信信号の比から位相差を算出するようにしたので、部分放電電磁波信号の位相差を広い角度の範囲に亘り高精度で捉えることができる。また、高周波回路の演算にアナログ回路を用いることにより小型，軽量で安価な部分放電位置標定装置を得ることができる。

実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２による部分放電位置標定装置の信号処理ブロック図である。図に従って説明すると、先ず、実施の形態１と同様に、部分放電源からの信号を、所定の距離を空けて設けられた複数の受信アンテナ、本実施の形態では第１の受信アンテナ１Ａと第２の受信アンテナ１Ｂの２本のアンテナで受信し、それぞれバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２Ａ，２Ｂにより所定の周波数（例えば４００ＭＨｚ）の信号を抽出する。
第１の受信アンテナ１Ａで受信しＢＰＦ２Ａを通過した信号Ｓ_１(t)は、デバイダ１１Ａで線路反射の影響をなくして３つに分割し、位相器１２Ａ、高周波掛算器１３Ａ及びログアンプ１４へ出力する。一方、第２のアンテナ１Ｂで受信してＢＰＦ２Ｂを通過した信号Ｓ_２(t)は、デバイダ１１Ｂで２つに分割し、位相器１２Ｂと高周波掛算器１３Ｂへ出力する。

次に、Ｓ_１(t)を位相器１２Ａで所定時間（例えば、π／４）だけ遅延させて得た信号Ｖfs_１(t)とＳ_２(t)とを高周波掛算器１３Ｂで乗算し、その結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５Ｂで処理し、高周波成分を除去する。同様に、Ｓ_２(t)を位相器１２Ｂで所定時間だけ遅延させて得た信号Ｖfs_２(t)とＳ_１(t)とを高周波掛算器１３Ａで乗算し、その結果をＬＰＦ１５Ａで処理し、高周波成分を除去する。次に、それぞれサンプルホールド１６Ａ，１６Ｂでサンプリングした後、Ａ／Ｄ変換器１７Ａ，１７Ｂによってデジタル信号に変換し、マイクロプロセッサ１８に入力する。マイクロプロセッサ１８では、２つの信号データを後述の理論式により演算して到達位相差を求める。なお、ＢＰＦ２Ａ，２Ｂには、実施の形態１と同様に、例えば、４００ＭＨｚの表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）を使用する。高周波回路部の演算にはアナログ回路を用いてアナログ処理を行っている。

次に、数式を用いて、このブロック図の動作を説明する。
部分放電発生源からの単発パルス信号が第１の受信アンテナ１Ａ及び第２の受信アンテナ１Ｂで受信されたときのＢＰＦ２Ａ，２Ｂの出力をそれぞれＳ_１(t)及びＳ_２(t)とすると、実施の形態１と同様に、以下のように表すことができる。

Ｓ_１(t)＝Ｅ_１(t)×sin(ωt)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
Ｓ_２(t)＝Ｅ_２(t)×sin(ω(t−Δt))・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
ここでＥ_１(t)，Ｅ_２(t)はエンベロープ関数、ωはＢＰＦの通過角周波数、Δtは電磁波信号の到達時間差である。

ＢＰＦ２Ａ，２Ｂの出力Ｓ_１(t)及びＳ_２(t)を、デバイダ１１Ａ，１１Ｂにより分割して位相器１２Ａ，１２Ｂにより遅延させて得られる出力信号をそれぞれＶfs_１(t)，Ｖfs_２(t)とし、位相器１２Ａ及び１２Ｂの遅延時間をそれぞれＴｄ_１及びＴｄ_２とすると、
Ｖfs_１(t)＝Ｅ_１(t)×sin(ω(t−Ｔd_１))・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１８）
Ｖfs_２(t)＝Ｅ_２(t)×sin(ω(t−Δt−Ｔd_２))・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１９）
となる。

次に、Ｓ_１(t)とＶfs_２(t)、Ｓ_２(t)とＶfs_１(t)を高周波掛算器１３Ａ，１３Ｂにより乗算して得られる出力をそれぞれＶdc_１２(t)及びＶdc_２１(t)とおくと、
Ｖdc₁₂(t)＝Ｓ_１(t)×Ｖfs_２(t)
＝Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×sin(ωt)×sinω(t−Δt−Ｔd_２)
＝(−1/2)×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×{cosω(２t−Δt−Ｔd_２)
−cosω(Δt＋Ｔd_２)}・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２０）
Ｖdc₂₁(t)＝Ｓ_２(t)×Ｖfs_１(t)
＝Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×sinω(t−Δt)×sinω(t−Ｔd_１)
＝(−1/2)×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×{cosω(２t−Δt−Ｔd_１)
−cosω(Δt＋Ｔd_１)}・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２１）

次に、ＬＰＦ１５Ａ及び１５Ｂを用いて、これらの信号の高周波成分を除去して低周波成分を取り出し、それぞれＶfo_１２(t)，Ｖfo_２１(t)とすると、
Ｖfo_１２(t)＝(1/2)×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×cosω(Δt＋Ｔd_２)・・・・・・・（２２）
Ｖfo_２１(t)＝(1/2)×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×cosω(Δt＋Ｔd_１)・・・・・・・（２３）
ここでＴd_１＝Ｔd_２=Ｔdとしてこれらの和及び差をとると
Ｖfo_１２(t)＋Ｖfo_２１(t)＝(1/2)×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×{cosω(Δt＋Ｔｄ)
＋cosω(Δt＋Ｔｄ)}
＝Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×cos(ωΔt)×cos(ωＴd)・・・・（２４）
Ｖfo_１２(t)−Ｖfo_２１(t)＝(1/2)×Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×{cosω(Δt＋Ｔｄ)
−cosω(Δt＋Ｔｄ)}
＝Ｅ_１(t)×Ｅ_２(t)×sin(ωΔt)×sin(ωＴd)・・・・（２５）
となる。

上記の式２４を式２５で割り算して商を求めると、次のようになる。
{Ｖfo_１２(t)−Ｖfo_２１(t)}／{Ｖfo_１２(t)＋Ｖfo_２１(t)}
＝(1/2)×tan(ωΔt)×tan(ωＴd)・・・・・・（２６）
式２６をＫとおき、tan(ωΔt)を求めると、
tan(ωΔt)＝Ｋ／{tan(ωＴd)}・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２７）
となる。
ここで、例えば、ωＴd＝π／４になるようにＴdを選べば、
tan(ωΔt)＝Ｋ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２８）
となり到達位相差Θ(=ωΔt)は、
Θ＝tan^−１Ｋ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２９）
から求めることができる。
位相差が分かれば部分放電発生源の位置を標定できるので、実施の形態１と同様に、例えば、パソコン等の画面上に測定地域の配電・送変電設備等の配置図を表示させ、上記で算出した電磁波発生源の位置をスーパーインポーズすることも可能である。

図３のブロック図のログアンプ１４、コンパレータ１９は部分放電源からの電磁波強度の時間変化に対応するためのものである。ＢＰＦ２Ａを通過後の波形Ｓ_１(t)の強度が時間変化する場合、この信号をログアンプ１４を通過させた後、コンパレータ１９によりトリガ基準信号と比較し、トリガ基準信号以上の信号入力時のみサンプルホールド１６Ａ，１６Ｂ及びＡ／Ｄ変換器１７Ａ，１７Ｂにトリガ信号を出すことにより、データの取り込みを開始する。Ｖfo_１２及びＶfo_２１の波形をサンプルホールド１６Ａ，１６Ｂで直流化した後、Ａ／Ｄ変換器１７Ａ，１７Ｂで取り込み、マイクロプロセッサ１８で式２６及び式２９を計算し部分放電電磁波の到達時間差を求める。

なお、上記のような、トリガタイミング発生回路は、実施の形態１で説明した図１の回路にも、同様に適用することができる。

以上のように、本実施の形態の発明によれば、第１及び第２の受信アンテナで受信した受信信号から特定の周波数成分を抽出し、一方のアンテナ出力の原波形と他方のアンテナ出力の遅延させた波形とを互いに乗算したのち、低周波成分の信号を取り出してＡ／Ｄ変換し、両低周波成分の信号の和と差から両受信信号の位相差を算出するようにしたので、回路を対象に設計できるため温度ドリフトなどの誤差要素を除去でき、部分放電電磁波信号の位相差を高精度で検出できる。また、高周波回路の演算にアナログ回路を用いることにより小型、軽量で安価な部分放電位置標定装置を得ることができる。

また、実施の形態１，２のいずれにおいても、バンドパスフィルタを表面弾性波フィルタにより構成した場合は、単発パルス信号である部分放電信号から個体差（ばらつき）のない安定した出力波形を取り出すことができる。
また、受信アンテナの受信信号が所定の強度に達したときに、Ａ／Ｄ変換のためのトリガ信号を出力するようにしたので、受信信号のノイズや装置を構成するデバイスのばらつき要素を排除し、信号の取り出し精度を向上させることができる。
更にまた、算出した位相差から求められた部分放電源の位置を、例えば、パソコン等に取り込み、配電・送変電設備の配置（地図）を表示させた表示画面上にスーパーインポーズした場合は、発生源を視覚的に容易に認識することができる。

なお、受信アンテナは２本の場合について説明したが、更に本数を増やし、例えば３本の受信アンテナで同時に測定すれば、受信アンテナを回転させたり、移動させる等の動作が不要になり、測定精度の向上と測定時間の短縮を図ることができる。

電気設備における絶縁物劣化で生じる部分放電や、環境中での不要な電磁波源を離れた場所から簡単に検出できる部分放電源の位置標定に広く適用できる。

この発明の実施の形態１による部分放電位置標定装置の信号処理ブロック図である。図１のブロック図におけるシミュレーション波形図である。この発明の実施の形態２による部分放電位置標定装置の信号処理ブロック図である。

符号の説明

１Ａ第１の受信アンテナ
１Ｂ第２の受信アンテナ
２Ａ，２Ｂバンドパスフィルタ
３局部発振器
４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，１３Ａ，１３Ｂ高周波掛算器
５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，７Ａ，７Ｂ，１５Ａ，１５Ｂローパスフィルタ
６Ａ，６Ｂ低周波掛算器
９，１７Ａ，１７ＢＡ／Ｄ変換器
１０，１８マイクロプロセッサ
１２Ａ，１２Ｂ位相器
１９コンパレータ。

Claims

配電・送変電設備から発生する部分放電による電磁波を少なくとも第１と第２の２つの受信アンテナで受信し、部分放電源と上記両受信アンテナ間との距離に応じた受信信号の位相差を求めて部分放電の位置を標定する部分放電位置標定装置において、
上記第１の受信アンテナで受信した受信信号及び上記第２の受信アンテナで受信した受信信号から、それぞれバンドパスフィルタを通し特定の周波数成分の信号を抽出し、抽出した両信号に中間周波数をミキシングして直交検波を行ったのち、低周波成分の信号を取り出してＡ／Ｄ変換し、上記低周波成分の信号の除算処理を行って上記両受信信号の位相差を算出することを特徴とする部分放電位置標定装置。
配電・送変電設備から発生する部分放電による電磁波を少なくとも第１と第２の２つの受信アンテナで受信し、部分放電源と上記両受信アンテナ間との距離に応じた受信信号の位相差を求めて部分放電の位置を標定する部分放電位置標定装置において、
上記第１の受信アンテナで受信した受信信号及び上記第２の受信アンテナで受信した受信信号から、それぞれバンドパスフィルタを通し特定の周波数成分の信号を抽出し、上記第２の受信アンテナ側からの抽出信号を位相を遅延させて上記第１の受信アンテナ側からの抽出信号と乗算したのち低周波成分の信号を取り出してＡ／Ｄ変換し、上記第１の受信アンテナ側からの抽出信号を位相を遅延させて上記第２の受信アンテナ側からの抽出信号と乗算したのち低周波成分の信号を取り出してＡ／Ｄ変換し、上記両低周波成分の信号の和と差を利用し除算処理を行って上記両受信信号の位相差を算出することを特徴とする部分放電位置標定装置。
請求項１又は請求項２記載の部分放電位置標定装置において、上記バンドパスフィルタは表面弾性波フィルタにより構成されていることを特徴とする部分放電位置標定装置。
請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の部分放電位置標定装置において、上記受信信号が所定の強度に達したときに、上記Ａ／Ｄ変換のためのトリガ信号を出力することを特徴とする部分放電位置標定装置。
請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の部分放電位置標定装置において、算出した位相差から求められた部分放電源の位置を、配電・送変電設備の配置を表示させた表示画面上にスーパーインポーズする機能を備えたことを特徴とする部分放電位置標定装置。