JP2007327795A - 電磁波漏洩試験システム及び試験方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電磁波漏洩箇所の形状に依らず一定の漏洩電波が生じるようにする。また、受信した漏洩電波と雑音電波とのＳ／Ｎ比を改善する。
【解決手段】電磁波に係る偏波方向と漏洩箇所形状との依存関係を絶つため、円偏波アンテナ３９で試験電波Ｄを発生するとともに、漏洩電波Ｅを円偏波アンテナ４１で受信することにより、電磁波に係る偏波方向と漏洩箇所形状との依存関係を絶つ。また、Ｓ／Ｎ比改善のため、試験信号ＡをＭ系列符号Ｂ等の疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調するとともに、受信信号ＦをＡＭ検波し、検波信号Ｇを周波数領域でパルス圧縮し、パルス圧縮波形データＨのピーク値から受信レベルＩを求める。
【選択図】 図１

Description

この発明は、電磁波遮蔽空間のシールド効果を試験するための電磁波漏洩試験システム及びその装置ならびに電磁波漏洩試験方法に関し、詳しくは、電磁波遮蔽空間の中の試験電波発信機を作動させるとともに電磁波遮蔽空間の外で漏洩電波受信機を作動させて漏洩電波のレベル検出を行う技術に関する。
本明細書において、電磁波遮蔽空間は、電波暗室や，電波暗箱，シールドボックス，シールドルーム，電磁シールド室，電磁波シールド室などを意味する。

送信側と受信側とで掃引周波数に大差を付けることにより、スペクトラムアナライザの同期をとらなくても電磁シールドの性能を測定できるようになったものが知られている（例えば特許文献１参照）。
また、内外の電磁波を遮断する電磁波遮蔽空間の例として、電波暗室や（例えば特許文献２参照）、電磁波シールドボックスが知られている（例えば特許文献３参照）。
さらに、電磁波シールドボックス内で使用できるアンテナとして、直線偏波アンテナや（例えば特許文献３図３〜図６参照）、円偏波アンテナが知られている（例えば特許文献３図７〜図８参照）。

特開２００１−９１５５６号公報 特開２００３−８６９８９号公報 特開２００４−５５６１２号公報

ところで、電磁波遮蔽空間の中で試験電波を発生し電磁波遮蔽空間の外で漏洩電波を測定する電磁波漏洩試験では、従来、試験電波に直線偏波が用いられていた。
しかしながら、直線偏波の電磁波は、狭い隙間を通るとき、偏波の向きと隙間の向きとが直交していれば良く通るが、直交していないときには、ほとんど通過しない。
このため、合せ目や割れ目といった隙間状の電磁波漏洩箇所の存在している電磁波遮蔽空間について電磁波漏洩試験を行ったとき、直線偏波の向きが隙間状漏洩箇所の向きと直交していないと、電磁波漏洩箇所が存在していても、電磁波漏洩が発生しないので、漏洩電波を検出することができない。
そこで、試験電波の発生と漏洩電波の受信とに工夫を加えることにより、電磁波漏洩箇所の形状に依らず一定強度の漏洩電波が生じるとともに、偏波の向きに依らず的確に受信できるようにして、電磁波に係る偏波方向と漏洩箇所形状との依存関係を絶つことが第１技術課題となる。

また、従来の電磁波漏洩試験では、漏洩電波の測定にスペクトラムアナライザが用いられていた。このため、電磁波遮蔽空間の中で試験電波を発生し電磁波遮蔽空間の外で漏洩電波を測定すると、漏洩電波だけでなく外界の雑音電波も重畳して一緒に測定される。
しかしながら、電磁波遮蔽空間のシールド効果の試験では、外で測定しうる漏洩電波が微弱であり、携帯電話の電波や放送の電波などが存在している環境では、漏洩電波が外界の雑音電波より弱くなることもしばしば起こりうる。そうすると、混信のため、スペクトラムアナライザでは、漏洩電波を測定できなくなってしまうか、例え測定したとしても、信頼できる測定結果は期待できない。
そこで、試験電波の変調と漏洩電波の処理とに工夫を凝らすことにより、漏洩電波と雑音電波とのＳ／Ｎ比（シグナル対ノイズ比）を改善することが、第２技術課題となる。

本発明の電磁波漏洩試験システム及び試験方法は（解決手段１）、このような第１技術課題および第２技術課題を共に解決するために創案されたものであり、次の試験電波発信機と漏洩電波受信機とを組み合わせたシステム（出願当初請求項１）、及びそのシステムを用いてそのうち試験電波発信機を電磁波遮蔽空間の中で作動させるとともに該システムのうち漏洩電波受信機を前記電磁波遮蔽空間の外で作動させて前記電磁波遮蔽空間の遮蔽効果を試験する電磁波漏洩試験方法である（出願当初請求項４）。

上記試験電波発信機は（出願当初請求項２）、電磁波遮蔽空間の中で作動可能であり作動時に試験電波を発生する試験電波発信機において、一定振幅の試験信号を発生する試験信号発生回路と、前記試験信号に対して疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調を施す試験信号変調回路と、この変調後の試験信号を円偏波アンテナにて前記試験電波として放射する送信部とを具えたことを特徴とする。

上記漏洩電波受信機は（出願当初請求項３）、疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調された試験電波が電磁波遮蔽空間から外へ漏れて来た漏洩電波に係るレベル検出を行う漏洩電波受信機において、前記漏洩電波を円偏波アンテナ又は相当アンテナにて受信する受信部と、その受信信号から試験信号成分を抽出し更にＡＭ検波を施して検波信号を生成する試験信号復調回路と、フーリエ変換と前記疑似ランダム雑音コードのフーリエ変換済み複素共役の掛算と逆フーリエ変換とをその順に行って前記検波信号からパルス圧縮波形データを得るパルス圧縮手段と、このパルス圧縮波形データからピーク検出にて受信レベルを求めるレベル検出手段とを具えたことを特徴とする。

なお、「円偏波アンテナ」の典型例はスパイラルアンテナであるが（例えば特許文献３図８参照）、スパイラルでない円偏波アンテナもある（例えば特許文献３図７参照）。
「相当アンテナ」は、そのような円偏波アンテナに相当するアンテナの意味であり、具体的には、円偏波の電磁波でも直線偏波の電磁波でも偏波の向きに拘わらず強度を適切に検出できれば良い。「相当アンテナ」は、例えば、電界感応型の直線偏波アンテナ（例えば特許文献３図３〜図６参照）や磁界感応型のコイルアンテナ（後述する実施例２を参照）を複数用いて更に異方向配置や出力合成も行うことで具現化される。

また、本発明の電磁波漏洩試験システム及び試験方法は（解決手段２）、上記解決手段１の電磁波漏洩試験システム及び試験方法から、第１技術課題を解決するのに必要な要件を抽出したものである。
すなわち、電磁波漏洩試験システムは（出願当初請求項５）、電磁波遮蔽空間の中で作動可能であり作動時に試験電波を発生する試験電波発信機と、前記試験電波のうち前記電磁波遮蔽空間から外へ漏れた漏洩電波のレベル検出を行う漏洩電波受信機とを備えた電磁波漏洩試験システムにおいて、前記試験電波発信機が前記試験電波を円偏波で放射するものであり、前記漏洩電波受信機が前記漏洩電波を円偏波アンテナ又は相当アンテナで受信するものであることを特徴とする。
また、電磁波漏洩試験方法は（出願当初請求項６）、電磁波遮蔽空間の中で円偏波の試験電波を発生させながら前記電磁波遮蔽空間の外で漏洩電波のレベル検出を行うことを特徴とする。

さらに、本発明の電磁波漏洩試験システム及び試験方法は（解決手段３）、上記解決手段１の電磁波漏洩試験システム及び試験方法から、第２技術課題を解決するのに必要な要件を抽出したものであり、次の試験電波発信機と漏洩電波受信機とを組み合わせたシステム（出願当初請求項７）、及びそのシステムを用いてそのうち試験電波発信機を電磁波遮蔽空間の中で作動させるとともに該システムのうち漏洩電波受信機を前記電磁波遮蔽空間の外で作動させて前記電磁波遮蔽空間の遮蔽効果を試験する電磁波漏洩試験方法である（出願当初請求項１０）。

上記試験電波発信機は（出願当初請求項８）、電磁波遮蔽空間の中で作動可能であり作動時に試験電波を発生する試験電波発信機において、一定振幅の試験信号を発生する試験信号発生回路と、前記試験信号に対して疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調を施す試験信号変調回路と、この変調後の試験信号をアンテナにて前記試験電波として放射する送信部とを具えたことを特徴とする。

上記漏洩電波受信機は（出願当初請求項９）、疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調された試験電波が電磁波遮蔽空間から外へ漏れて来た漏洩電波に係るレベル検出を行う漏洩電波受信機において、前記漏洩電波をアンテナにて受信する受信部と、その受信信号から試験信号成分を抽出し更にＡＭ検波を施して検波信号を生成する試験信号復調回路と、フーリエ変換と前記疑似ランダム雑音コードのフーリエ変換済み複素共役の掛算と逆フーリエ変換とをその順に行って前記検波信号からパルス圧縮波形データを得るパルス圧縮手段と、このパルス圧縮波形データからピーク検出にて受信レベルを求めるレベル検出手段とを具えたことを特徴とする。

また、本発明の電磁波漏洩試験システムは（解決手段４）、上記解決手段１〜３の電磁波漏洩試験システムであって、前記試験信号の周波数を切り替える周波数切替回路が前記試験信号発生回路に設けられており（出願当初請求項１１，１２）、前記試験信号成分に係る周波数を切り替える周波数切替回路が前記試験信号復調回路に設けられている（出願当初請求項１１，１３）、というものである。

このような本発明の電磁波漏洩試験システム及び試験方法にあっては（解決手段１）、試験電波の放射に円偏波アンテナが用いられて、試験電波が円偏波になる。
このように試験電波に円偏波を用いることにより、電磁波漏洩箇所がどこを向いていようと、試験電波の一回転についてみると、電磁波漏洩箇所の向きと試験電波の向きとに係る一致／不一致（即ち直交しているか否か）の程度が同じになるので、電磁波漏洩箇所の形状に依らず一定強度の漏洩電波が生じることとなる。

しかも、漏洩電波の受信にも円偏波アンテナか相当アンテナが用いられているので、漏洩電波がどの方向に偏波されていようと回転していようと、偏波の向きに拘わらず漏洩電波が有れば、それを受信して強度を計測することができる。
これにより、電磁波に係る偏波方向と漏洩箇所形状との依存関係が、計測結果に影響しなくなるので、見かけ上、絶たれたも同然となる。
したがって、この発明によれば第１技術課題を解決することができる。

また、この解決手段１の電磁波漏洩試験システム及び試験方法にあっては更に、試験電波の変調に疑似ランダム雑音コード利用のパルス振幅変調が用いられて、漏洩電波と雑音電波との区別化が強化される。さらに、漏洩電波の処理では符号化変調信号を周波数領域でパルス圧縮することにより、試験電波発信機と漏洩電波受信機とで有線接続しなくても（非接続）さらには同期を明確に採らなくても（非同期，個別同期）、試験信号成分に係るパルスだけが積み重なってピークを形成し、他の雑音成分は一様に散らばるので、漏洩電波と雑音電波とのＳ／Ｎ比が改善される。
したがって、この発明によれば第２技術課題も解決することができる。

また、本発明の電磁波漏洩試験システム及び試験方法にあっては（解決手段２）、円偏波を用いて、電磁波漏洩箇所の形状に依らず一定の漏洩電波が生じるようにした等のことにより、第１技術課題が解決される。
さらに、本発明の電磁波漏洩試験システム及び試験方法にあっては（解決手段３）、疑似ランダム雑音コードでのパルス振幅変調と周波数領域でのパルス圧縮とを併用して、漏洩電波と雑音電波とのＳ／Ｎ比が高まるようにしたことにより、第２技術課題が解決される。

また、本発明の電磁波漏洩試験システムにあっては（解決手段４）、試験信号に係る周波数が切り替えられるようにしたことにより、電磁波漏洩の周波数依存特性を調べることができる。

このような本発明の電磁波漏洩試験システム及びそれを用いた電磁波遮蔽空間の電磁波漏洩試験方法について、これを実施するための具体的な形態を、以下の実施例１〜２により説明する。
図１〜４に示した実施例１は、上述した解決手段１〜４を「円偏波アンテナ」にて具現化したものであり、図５に示した実施例２は、円偏波アンテナ相当の「相当アンテナ」を具現化した変形例である。
なお、それらの図示に際しては、簡明化等のため、電源回路や詳細回路は図示を割愛し、発明の説明に必要なものや関連するものをブロック図などで示した。

本発明の電磁波漏洩試験システムの実施例１について、その具体的な構成を、図面を引用して説明する。図１は、（ａ）が電磁波漏洩試験システム２０全体の概要構成図、（ｂ）が試験電波発信機３０のブロック図、（ｃ）が漏洩電波受信機４０の概要ブロック図である。また、図２は、（ａ）が試験信号復調回路４５のブロック図、（ｂ）がパルス圧縮手段４６とレベル検出手段４７のブロック図、（ｃ）がパルス圧縮手段４６の詳細ブロック図である。

この電磁波漏洩試験システム２０は（図１（ａ）参照）、電磁波遮蔽空間１０の電磁シールド効果・電磁波遮蔽性能を試験するため、電磁波遮蔽空間１０の中に収容可能なサイズに纏められた試験電波発信機３０と、それとは別体に纏められており電磁波遮蔽空間１０の外に置かれる漏洩電波受信機４０とを具えたものである。これらの試験電波発信機３０と漏洩電波受信機４０は独立している。すなわち、試験電波発信機３０と漏洩電波受信機４０は、信号ケーブル等で有線接続する必要がなく、同期を採る必要もない。

試験電波発信機３０は（図１（ａ），（ｂ）参照）、試験電波Ｄを発生するために電磁波遮蔽空間１０の中で作動するものであり、送信アンテナ３９を外装した発信機筐体３１の中に、図示しない電源や次に述べる電子回路が実装されている。具体的には、正弦波状の変調前試験信号Ａを発生する試験信号発生回路３２と、変調前試験信号Ａに対してＭ系列符号Ｂ（疑似ランダム雑音コード）でパルス振幅変調を施して変調後試験信号Ｃを生成する試験信号変調回路３４と、この変調後試験信号Ｃを試験電波Ｄとして放射する送信部３７とを具えている。

試験信号発生回路３２は、例えば０．１ＧＨｚの周波数ｆ１の発振信号を発生する発振回路と、例えば１ＧＨｚの周波数ｆ２の発振信号を発生する発振回路と、例えば２ＧＨｚの周波数ｆ３の発振信号を発生する発振回路と、例えば３入力１出力の切替スイッチＳＷからなり周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の各発振信号を順に一つずつ例えば数秒〜数十秒毎に切り替えて入力しそれを変調前試験信号Ａとして出力することにより変調前試験信号Ａの周波数を切り替える周波数切替回路３３とを具えている。その周波数切替を別にすれば、変調前試験信号Ａは、波形が正弦波状で周波数成分が単一のものとなり、周波数も振幅も一定になる。

試験信号変調回路３４は、疑似ランダム雑音コードの一種であるＭ系列符号Ｂを発生するＭ系列符号発生器３５と、例えば変調前試験信号Ａの増幅率を切り替えたり或いは変調前試験信号Ａに掛ける係数を切り替えたりして変調前試験信号Ａの振幅をＭ系列符号Ｂの値で変えることによりパルス振幅変調を行うパルス振幅変調回路３６（ＰＡＭ）とを具えている。Ｍ系列符号は、公知の一符号で良く、例えば１５ビットであれば「＋１，＋１，＋１，−１，＋１，−１，＋１，＋１，−１，−１，＋１，−１，−１，−１，＋１」が知られているが、なるべく長い符号を用いた方がパルス圧縮の効果が大きい。

Ｍ系列符号発生器３５は、そのようなＭ系列符号を変調前試験信号Ａの正弦波周期よりは長時間で且つ周波数切替よりは速く例えば１ミリ秒あたり１ビットの速度すなわち１ｂｉｔ／ｍｓの速度で生成し、全ビット一巡したら同じことを繰り返すことで、Ｍ系列符号Ｂの発生を継続するようになっている。
送信部３７は、スパイラルアンテナ等の円偏波アンテナからなる送信アンテナ３９に加えて、変調後試験信号Ｃを所要レベルまで増幅する増幅器３８（Ａｍｐ）を具えており、変調後試験信号Ｃを増幅してから試験電波Ｄとして放射するようになっている。

漏洩電波受信機４０は（図１（ａ）参照）、試験電波Ｄのうち電磁波遮蔽空間１０から漏れて外へ出た漏洩電波Ｅのレベル検出（強度計測）を行うために、電磁波遮蔽空間１０の外で作動するものであり、受信アンテナ４１を外装した受信機筐体４２の中に、図示しない電源や次に述べる電子回路が実装されている。計測結果を表示する表示器４８は、ケーブル接続した外付けタイプのものを図示したが、受信機筐体４２に対して画面等の表示部を視認可能に嵌め込んだものでも良い。

漏洩電波受信機４０の具体的な構成は（図１（ｃ）参照）、漏洩電波Ｅを受信アンテナ４１にて受信しそれを増幅器４４（Ａｍｐ）にて増幅して受信信号Ｆを生成する受信部４３と、その受信信号Ｆから試験信号成分を抽出し（ＳＷ，ＢＰＦ）更にＡＭ検波を施して検波信号Ｇを生成する試験信号復調回路４５と、フーリエ変換（ＦＦＴ）と上記Ｍ系列符号のフーリエ変換済み複素共役Ｍ^＊の掛算（Ｍ×Ｍ^＊）と逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）とをその順に行って検波信号Ｇからパルス圧縮波形データＨを得るパルス圧縮手段４６と、このパルス圧縮波形データＨからピーク検出にて受信レベルＩを求めこれを表示対象の計測結果として表示器４８に引き渡すレベル検出手段４７とを具えている、というものである。

受信部４３は、受信アンテナ４１にスパイラルアンテナ等の円偏波アンテナが採用されているので、漏洩電波Ｅが円偏波であっても直線偏波になっていても更には偏波の向きがどうなっていても、漏洩電波Ｅが届けばこれを逃さず受信するものとなっている。
試験信号復調回路４５は（図２（ａ）参照）、スーパーヘテロダイン検波にて、例えば１ＭＨｚの中間周波数ｆｉを経てから上述したＭ系列符号Ｂの主成分１ｋＨｚに基づく低周波の検波信号Ｇを得るとともに、試験信号Ａ，Ｃに係る周波数ひいては受信信号Ｆから抽出する試験信号成分の周波数を切り替えるために、周波数切替回路５１とミキサ５２（混合器）とバンドパスフィルタ５３（ＢＰＦ）と増幅器５４（Ａｍｐ）とＡＭ検波器５５とを具えている。

周波数切替回路５１は、それぞれ周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３より中間周波数ｆｉだけ高い周波数ｆ１＋ｆｉ，ｆ２＋ｆｉ，ｆ３＋ｆｉの発振信号を発生する３個の発振回路と、周波数ｆ１＋ｆｉ，ｆ２＋ｆｉ，ｆ３＋ｆｉの各発振信号を順に一つずつ選択して入力しそれを局部発振信号としてミキサ５２へ送出する例えば３入力１出力の切替スイッチＳＷとを具えている。周波数切替回路５１の発振信号選択切替は例えば数秒〜数十秒毎に行われるが、送受信の同期を採らなくても何れかのタイミングで必ず局部発振信号の周波数ｆ１＋ｆｉ，ｆ２＋ｆｉ，ｆ３＋ｆｉが試験信号Ａ，Ｃの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３と同時期になるよう、周波数切替回路５１の発振信号選択切替と上述した周波数切替回路３３の発振信号選択切替には明確な速度差が付けられており、例えば、何れか一方が他方に比べて３倍（発振信号の個数）以上速く切り替わるようになっている。

ミキサ５２は、受信信号Ｆと周波数切替回路５１の発振信号とを掛け合わせる等のことにより混合するものであり、バンドパスフィルタ５３は、中間周波数ｆｉを中心にしてＭ系列符号Ｂの周波数だけ上下に拡げた周波数範囲を通過させるものであり、それらによって、変調前試験信号Ａが周波数ｆ１であり且つ周波数切替回路５１の発振信号が周波数ｆ１＋ｆｉであるときに受信信号Ｆが周波数ｆｉの中間周波信号に変換され、変調前試験信号Ａが周波数ｆ２であり且つ周波数切替回路５１の発振信号が周波数ｆ２＋ｆｉであるときに受信信号Ｆが周波数ｆｉの中間周波信号に変換され、変調前試験信号Ａが周波数ｆ３であり且つ周波数切替回路５１の発振信号が周波数ｆ３＋ｆｉであるときに受信信号Ｆが周波数ｆｉの中間周波信号に変換されるようになっている。増幅器５４はその中間周波信号を増幅するものであり、ＡＭ検波器５５は、例えばダイオード検波回路からなり、増幅後の中間周波信号から包絡線検波にて検波信号Ｇを生成するようになっている。この検波信号Ｇは変調後試験信号Ｃを再生したものとなる。

パルス圧縮手段４６は（図２（ｂ）参照）、検波信号Ｇを周波数領域に変換するためにＡ／Ｄ変換回路６１と高速フーリエ変換手段６２（ＦＦＴ）とを具えている。
Ａ／Ｄ変換回路６１は、例えば１０ビットや１２ビット程度のデジタル値を出力するものであり、高速で例えば１００ｋＨｚで動作して１０μｓ毎に受信信号Ｆをサンプリングしてアナログからデジタルに変換するようになっている。
高速フーリエ変換手段６２は、公知の演算を具現化したもので良く、上述したＭ系列符号が一巡する時間（上記数値例の下では１５ｍｓ）に亘って蓄積された受信信号Ｆのデジタルデータ列（上記数値例の下では１５００個のデジタル値）を入力して、それに高速フーリエ変換を施した周波数分布データ（上記数値例の下では１５００個の複素数）を出力するようになっている。

また、パルス圧縮手段４６は、上述した複素数の周波数分布データと次に詳述する複素共役Ｍ^＊とを掛け合わせて実数の周波数分布データ（上記数値例の下では１５００個のデジタル値）を算出する掛算手段６３と、その実数の周波数分布データを時間領域に戻してパルス圧縮波形データＨ（上記数値例の下では１５００個のデジタル値）を算出する逆高速フーリエ変換手段６４とを具えている。
複素共役Ｍ^＊は、Ｍ系列符号Ｂが一つ採択されると、それに対応して一意に決まる複素数列（上記数値例の下では１５００個の複素数）なので、予め算出されて、パルス圧縮手段４６に保持されている。具体的には、Ｍ系列符号Ｂの波形を時間ｔの関数ｍ（ｔ）とし、そのフーリエ変換Ｆ［ｍ（ｔ）］を周波数ｆの関数Ｍ（ｆ）＝ａ（ｆ）＋ｊ・ｂ（ｆ）としたとき、その複素共役Ｍ^＊は関数Ｍ^＊（ｆ）＝ａ（ｆ）−ｊ・ｂ（ｆ）になる。

伝搬遅延時間を無視して漏洩電波Ｅの強度をｎとすると、検波信号Ｇの波形はｎ・ｍ（ｔ）になり、それをフーリエ変換した周波数分布データはｎ・Ｍ（ｆ）になり、それと複素共役Ｍ^＊とを各周波数毎に掛けたｎ・Ｍ（ｆ）・Ｍ^＊（ｆ）＝ｎ・｛ａ（ｆ）＋ｊ・ｂ（ｆ）｝×｛ａ（ｆ）−ｊ・ｂ（ｆ）｝＝ｎ・（ａ（ｆ）^２＋ｂ（ｆ）^２）は実数の周波数分布データになる。それを逆フーリエ変換にて時間領域のパルス圧縮波形データＨにすると、疑似ランダム雑音コードの性質より、パルス圧縮波形データＨの何処か一カ所に鋭いピーク波形が発現しそれ以外のデータ値は総て微小値になる。そのピーク値ｐは、概ね、強度ｎにＭ系列符号Ｂの符号長（上記数値例の下では“１５”）を掛けた値１５・ｎになる。このピーク値ｐは一個のデジタル値であり、雑音は√１５倍にしかならないので、Ｓ／Ｎ比は√１５倍に向上している。

このような高速フーリエ変換手段６２や，掛算手段６３，逆高速フーリエ変換手段６４は、それぞれ専用のデジタル演算回路で具現化しても良く（図２（ｃ）参照）、その場合、例えば、Ａ／Ｄ変換回路６１の出力を蓄積保持するＲＡＭ８１（Random Access Memory）と、高速フーリエ変換手段６２の出力を保持するＲＡＭ８２と、掛算手段６３の出力を保持するＲＡＭ８３と、逆高速フーリエ変換手段６４の出力するパルス圧縮波形データＨを保持するＲＡＭ８４と、掛算手段６３に逐次送出される複素共役Ｍ^＊を保持するＲＯＭ８５（Read Only Memory）を設けると、各手段６２，６３，６４を並列動作または並行動作させることができる。特にＲＡＭ８１等を２組設けて入出力で交互使用することにより、並列度や並行度を高めることができる。逆に逐次演算で良ければＲＡＭ８１〜８４を一つに集約しても良い。ＲＡＭ８１〜８４及びＲＯＭ８５は何れも記憶容量が１５００ワード以上のものである。また、図示は割愛したが、各手段６２，６３，６４はマイクロプロセッサやデジタルシグナルプロセッサのプログラムで具現化しても良い。

レベル検出手段４７は（図２（ｂ）参照）、パルス圧縮波形データＨからピーク値ｐを検出するピーク検出手段７１と、ピーク値ｐを受信レベルＩ（計測結果）に換算する強度換算手段７２とを具えている。強度換算手段７２の換算式は、例えば多項式や折線グラフ等の近似式で表され、装置の特性差なども適切に反映するよう、既知の環境下の計測値に基づいて初期設定されている。

この実施例１の電磁波漏洩試験システム２０を用いた電磁波漏洩試験方法について、図面を引用して説明する。図１（ａ）はシステム設置状況の模式図である。また、図３は、（ａ）が電磁波漏洩状況の模式図であり、（ｂ）が直線偏波に関するベクトル図、（ｃ）が円偏波に関するベクトル図である。さらに、図４（ａ）〜（ｆ）は、何れも、電磁波漏洩試験時の信号波形例である。

電磁波漏洩の試験開始に先立ち（図１（ａ）参照）、電磁波遮蔽空間１０の中に試験電波発信機３０を入れて作動させ、電磁波遮蔽空間１０の開閉部たとえば扉や蓋を閉めてから、電磁波遮蔽空間１０の外で漏洩電波受信機４０を作動させる。これだけで試験準備が完了して漏洩電波の受信レベルの計測が始まる。試験電波発信機３０と漏洩電波受信機４０とのケーブル接続や、作動開始のタイミング合わせ等は、不要である。

試験電波発信機３０が動作しているとき（図３（ａ）参照）、電磁波遮蔽空間１０の中で試験電波Ｄが送信アンテナ３９から放射されるが、この試験電波Ｄは円偏波になっている。電磁波遮蔽空間１０の壁等に隙間１１が有ると、その隙間１１から電磁波遮蔽空間１０の外へ漏れ出る。そして、これが漏洩電波Ｅとなって漏洩電波受信機４０の受信アンテナ４１で受信される。
そのとき（図３（ｂ）参照）、対比のため、仮に試験電波Ｄが従来の直線偏波であるとすると、試験電波Ｄの偏波方向と隙間１１の長手方向とが直交していないときには漏洩電波Ｅの強度が射影成分だけに減衰するので、見かけ上、隙間１１の遮蔽性能が過大評価されてしまう。

これに対し（図３（ｃ）参照）、漏洩電波受信機４０で電磁波漏洩試験を行った場合には、試験電波Ｄが円偏波になっているので、各回転中に２回ずつ試験電波Ｄの偏波方向と隙間１１の長手方向とが直交するのでそのときには漏洩電波Ｅが減衰せず、各回転に亘って見れば隙間１１の向きや形状に拘わらず漏洩電波Ｅの強度が一定になる。
そして、このような漏洩電波Ｅが、やはり方向依存性のない円偏波アンテナからなる受信アンテナ４１によって受信されるので、漏洩電波受信機４０による漏洩電波のレベル検出は、隙間１１の向きや形状に影響されることなく適切に行われる。

また（図１，図４参照）、試験電波発信機３０では、試験信号発生回路３２の発生する変調前試験信号Ａの周波数が周波数切替回路３３によって切り替えられ、これに対応して、送信部３７の送信アンテナ３９から放射される試験電波Ｄも、周波数が一定周期で順に周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３と切り替わる。
漏洩電波受信機４０では、漏洩電波Ｅが受信部４３の受信アンテナ４１で受信され、その受信信号Ｆから試験信号復調回路４５によって検波信号Ｇが生成されるが、その際、ミキサ５２とバンドパスフィルタ５３にて受信信号Ｆから抽出される試験信号成分に係る周波数も、周波数切替回路５１によって一定周期で順に周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３と切り替えられる。

そして、周波数切替回路３３と周波数切替回路５１との切替速度に大差が付けられているので、間欠的に即ち定期的に一定期間ずつ、両回路３３，５１の選択周波数が一致する。両回路３３，５１の選択周波数が一致していなければ漏洩電波受信機４０では検波信号Ｇが無信号状態になってレベル検出が行われないが、両回路３２，５１の選択周波数が一致している間は、次のようにして、レベル検出が適切に行われる。
以下、両回路３３，５１の選択周波数が例えば周波数ｆ１で一致している場合について詳述する。

試験電波発信機３０では、試験信号発生回路３２によって周波数ｆ１の正弦波状発振信号が変調前試験信号Ａにされ（図４（ａ）参照）、これと並行して試験信号変調回路３４のＭ系列符号発生器３５によってＭ系列符号Ｂが生成される（図４（ｂ）参照）。そして、試験信号変調回路３４のパルス振幅変調回路３６によって変調前試験信号Ａに対するＭ系列符号Ｂでのパルス振幅変調が行われて変調後試験信号Ｃが生成される（図４（ｃ）参照）。この変調後試験信号Ｃは、周波数ｆ１の搬送波でＭ系列符号Ｂの波形関数ｍ（ｔ）を担持するものであり、送信部３７で試験電波Ｄになって放射される。

漏洩電波受信機４０では、試験電波Ｄの漏洩電波Ｅが受信部４３によって受信されて受信信号Ｆが生成される（図４（ｄ）参照）。この受信信号Ｆは、伝搬遅延時間を無視して周波数ｆ１の漏洩電波Ｅの強度をｎ１とすると、波形が変調後試験信号Ｃにｎ１を掛けたものとなる。そして、試験信号復調回路４５によって、受信信号Ｆから試験信号成分である周波数ｆ１の信号が抽出されると同時に中間周波数ｆｉに周波数変換され、それからＡＭ検波もなされて、受信信号Ｆに含まれていた試験信号成分の包絡線の波形を持った検波信号Ｇが生成される（図４（ｅ）参照）。この検波信号Ｇは、やはり伝搬遅延時間を無視すれば、波形がほぼｎ１・ｍ（ｔ）になる。

さらに、漏洩電波受信機４０では、パルス圧縮手段４６によって、検波信号Ｇが１５００回サンプリングされ、この受信信号Ｆのデジタルデータ列に高速フーリエ変換がほどこされて周波数分布データｎ１・Ｍ（ｆ）が得られ、それにｍ（ｔ）の複素共役Ｍ^＊（ｆ）が各周波数毎に掛けられて実数の周波数分布データｎ１・（ａ（ｆ）^２＋ｂ（ｆ）^２）が得られ、それに逆フーリエ変換が施されて、１５００個のデータ列からなる時間領域のパルス圧縮波形データＨが得られる（図４（ｆ）参照）。その波形において、Ｍ系列符号Ｂで変調された信号成分は重なり合って一つのピークを形成するが、それ以外の信号成分たとえば放送の電波や携帯電話の電波などは、Ｍ系列符号Ｂで変調されていないので、ほぼ一様に分散して、ピーク値ｐに影響を及ぼすことがほとんどない。そのため、ピーク値ｐは漏洩電波Ｅの強度ｎ１をＭ系列符号Ｂの符号長“１５”倍したものとなり、それだけＳ／Ｎ比が向上する。

漏洩電波受信機４０では（図４（ｆ）参照）、レベル検出手段４７によってパルス圧縮波形データＨにおけるピーク値ｐが検出されて更に受信レベルＩに変換される。
こうして周波数ｆ１での受信レベルＩが求められ、時刻は異なるが同様にして、周波数ｆ２での受信レベルＩも、周波数ｆ３での受信レベルＩも、求められる。
そして、それらの受信レベルＩが有効な計測結果として表示器４８に例えば表やグラフで表示される。なお、ピーク値ｐが明確に発現しないときの受信レベルＩは無効な計測結果として無視され、例えば直前の有効な計測結果が継続表示される。

図５に別構成の受信部９０の回路図を示した本発明の電磁波漏洩試験システムが上述した実施例１のものと相違するのは、漏洩電波受信機４０の受信部４３が磁界感応型の受信部９０になった点である。他の構成部分や電磁波漏洩試験方法は同じである。

円偏波アンテナの受信アンテナ４１に代えて 何れも磁界感応型のコイルアンテナからなり直交配置された鉛直コイル９１と水平コイル９２との組み合わせが相当アンテナとして導入されている。また、増幅器４４に代えて又はそれに前置して、水平コイル９２の磁界感応状態を電気信号Ｅ１として出力するバラン９３（Balun,平衡−不平衡変換器）と、水平コイル９１の磁界感応状態を電気信号Ｅ２として出力するバラン９４と、電気信号Ｅ２の位相を９０゜ずらして電気信号Ｅ３を生成する９０゜位相器９５と、電気信号Ｅ１と電気信号Ｅ３とを加えて電気信号Ｅ４を生成する電力結合器９６とが導入されている。

この場合、漏洩電波Ｅに代わって漏洩磁界Ｅｍが相当アンテナ即ちコイル９１，９２によって受信されるが、漏洩磁界Ｅｍの強度をｑとおき、隙間１１と鉛直コイル９１との傾斜角をθとすると、電気信号Ｅ１はｑ・ｃｏｓθになり、電気信号Ｅ２はｑ・ｓｉｎθになる。さらに、試験電波Ｄの周期をωとして、時間ｔの経過に伴う波形変化も考慮すると、漏洩磁界Ｅｍの波形はｑ・ｃｏｓωｔとなる。そのため、
水平コイル９２の出力は、 Ｅ１＝ｑ・ｃｏｓθ・ｃｏｓωｔ となり、
鉛直コイル９１の出力は、 Ｅ２＝ｑ・ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ となる。

そして、９０゜位相器９５の出力は、Ｅ２の位相を９０゜＝π／２ｒａｄずらして、
Ｅ３＝ｑ・ｓｉｎθ・ｃｏｓ（ωｔ−π／２）
＝ｑ・ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ となる。
さらに、電力結合器９６の出力は、上記のＥ１とＥ３を加算して得られ、
Ｅ４＝Ｅ１＋Ｅ３
＝ｑ・ｃｏｓθ・ｃｏｓωｔ＋ｑ・ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ
＝ｑ・ｃｏｓ（ωｔ−θ） となる。

この場合、コイルアンテナ毎の出力の大きさは、鉛直コイル９１では電気信号Ｅ１のゲイン部分ｑ・ｃｏｓθになり、水平コイル９２では電気信号Ｅ２のゲイン部分ｑ・ｓｉｎθになり、何れも傾斜角θに依存するが、両コイル９１，９２の出力を組み合わせた電力結合器９６の出力の大きさは、電気信号Ｅ４のゲイン部分ｑになるので、傾斜角θに依存しない。
したがって、この受信部９０は、円偏波アンテナを持たないが、その代わりに鉛直コイル９１と水平コイル９２とを組み合わせた相当アンテナを具えており、漏洩電波を相当アンテナにて受信することができる。

［その他］
なお、上記実施例では、変調前試験信号Ａの周波数の切替が３段階になっていたが、変調前試験信号Ａの周波数の切替は、上述した３段階に限定される訳でなく、２段階でも良く、４段階以上でも良い。
また、上記実施例では、周波数切替回路３３と周波数切替回路５１との切替速度に大差を付けることで、試験電波発信機３０と漏洩電波受信機４０とが同期をとらなくても協動するようになっていたが、試験電波発信機３０と漏洩電波受信機４０との協動態様は、そのような非同期方式に限られる訳でない。その方式では、レベル検出が間欠的に行われるため、周波数切替の段階数や疑似ランダム雑音コードの符号長が増えると、測定能率が低下しがちなので、例えば次のような個別同期方式を採用するのも良い。

すなわち、製造段階では、試験電波発信機３０と漏洩電波受信機４０それぞれに正確な時計を組み込むとともに、周波数切替回路３３も周波数切替回路５１も指定時刻に揃って同じ周波数に移行するという切替が行われるようにプログラムしておく。また、準備段階では、試験電波発信機３０と漏洩電波受信機４０それぞれに同じ切替時刻を設定するとともに、両時計の時刻合わせを行う。そうすると、試験段階では、切替時のほんの僅かな時間を除く大部分の時間において、周波数切替回路３３の選択周波数と周波数切替回路５１の選択周波数とが一致するので、繰り返しとなる詳細な説明は割愛するが上例で述べたのと同様にして、漏洩電波のレベル検出が適切に行われる。

本発明の実施例１について、電磁波漏洩試験システムの構造を示し、（ａ）がシステム全体の概要構成図、（ｂ）が試験電波発信機のブロック図、（ｃ）が漏洩電波受信機の概要ブロック図である。 （ａ）が試験信号復調回路のブロック図、（ｂ）がパルス圧縮手段とレベル検出手段のブロック図、（ｃ）がパルス圧縮手段の詳細ブロック図である。 電磁波漏洩試験方法について、（ａ）が電磁波漏洩状況の模式図であり、（ｂ）が直線偏波に関するベクトル図、（ｃ）が円偏波に関するベクトル図である。 （ａ）〜（ｆ）何れも電磁波漏洩試験時の信号波形例である。 本発明の実施例２について、相当アンテナを具えた受信部の回路図である。

符号の説明

１０…電磁波遮蔽空間、１１…隙間、２０…電磁波漏洩試験システム、
３０…試験電波発信機、３１…発信機筐体、３２…試験信号発生回路、
３３…周波数切替回路、３４…試験信号変調回路、３５…Ｍ系列符号発生器、
３６…パルス振幅変調回路（ＰＡＭ）、３７…送信部、
３８…増幅器（Ａｍｐ）、３９…送信アンテナ（円偏波）、
４０…漏洩電波受信機、４１…受信アンテナ（円偏波）、４２…受信機筐体、
４３…受信部、４４…増幅器（Ａｍｐ）、４５…試験信号復調回路、
４６…パルス圧縮手段、４７…レベル検出手段、４８…表示器、
５１…周波数切替回路、５２…ミキサ、５３…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、
５４…増幅器（Ａｍｐ）、５５…ＡＭ検波器、
６１…Ａ／Ｄ変換回路、６２…高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）、
６３…掛算手段、６４…逆高速フーリエ変換手段（ＩＦＦＴ）、
７１…ピーク検出手段、７２…強度換算手段、
８１，８２，８３，８４…ＲＡＭ、８５…ＲＯＭ、
９０…受信部、９１…鉛直コイル、９２…水平コイル、
９３，９４…バラン（Balun,平衡−不平衡変換器）、
９５…９０゜位相器、９６…電力結合器、
Ａ…変調前試験信号、Ｂ…Ｍ系列符号（疑似ランダム雑音コード）、
Ｃ…変調後試験信号、Ｄ…試験電波、Ｅ…漏洩電波、Ｆ…受信信号、
Ｇ…検波信号、Ｈ…パルス圧縮波形データ、Ｉ…受信レベル、ｐ…ピーク値

Claims (13)

1. 電磁波遮蔽空間の中で作動可能であり作動時に試験電波を発生する試験電波発信機と、前記試験電波のうち前記電磁波遮蔽空間から外へ漏れた漏洩電波のレベル検出を行う漏洩電波受信機とを備えた電磁波漏洩試験システムにおいて、
   前記試験電波発信機は、一定振幅の試験信号を発生する試験信号発生回路と、前記試験信号に対して疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調を施す試験信号変調回路と、この変調後の試験信号を円偏波アンテナにて前記試験電波として放射する送信部とを具えたものであり、
   前記漏洩電波受信機は、前記漏洩電波を円偏波アンテナ又は相当アンテナにて受信する受信部と、その受信信号から試験信号成分を抽出し更にＡＭ検波を施して検波信号を生成する試験信号復調回路と、フーリエ変換と前記疑似ランダム雑音コードのフーリエ変換済み複素共役の掛算と逆フーリエ変換とをその順に行って前記検波信号からパルス圧縮波形データを得るパルス圧縮手段と、このパルス圧縮波形データからピーク検出にて受信レベルを求めるレベル検出手段とを具えたものである
   ことを特徴とする電磁波漏洩試験システム。
2. 電磁波遮蔽空間の中で作動可能であり作動時に試験電波を発生する試験電波発信機において、一定振幅の試験信号を発生する試験信号発生回路と、前記試験信号に対して疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調を施す試験信号変調回路と、この変調後の試験信号を円偏波アンテナにて前記試験電波として放射する送信部とを具えたことを特徴とする試験電波発信機。
3. 疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調された試験電波が電磁波遮蔽空間から外へ漏れて来た漏洩電波に係るレベル検出を行う漏洩電波受信機において、前記漏洩電波を円偏波アンテナ又は相当アンテナにて受信する受信部と、その受信信号から試験信号成分を抽出し更にＡＭ検波を施して検波信号を生成する試験信号復調回路と、フーリエ変換と前記疑似ランダム雑音コードのフーリエ変換済み複素共役の掛算と逆フーリエ変換とをその順に行って前記検波信号からパルス圧縮波形データを得るパルス圧縮手段と、このパルス圧縮波形データからピーク検出にて受信レベルを求めるレベル検出手段とを具えたことを特徴とする漏洩電波受信機。
4. 一定振幅の試験信号を発生する試験信号発生回路と、前記試験信号に対して疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調を施す試験信号変調回路と、この変調後の試験信号を円偏波アンテナにて試験電波として放射する送信部とを具えた試験電波発信機を電磁波遮蔽空間の中で作動させるとともに、
   前記試験電波のうち前記電磁波遮蔽空間から外へ漏れて来た漏洩電波を円偏波アンテナ又は相当アンテナにて受信する受信部と、その受信信号から試験信号成分を抽出し更にＡＭ検波を施して検波信号を生成する試験信号復調回路と、フーリエ変換と前記疑似ランダム雑音コードのフーリエ変換済み複素共役の掛算と逆フーリエ変換とをその順に行って前記検波信号からパルス圧縮波形データを得るパルス圧縮手段と、このパルス圧縮波形データからピーク検出にて受信レベルを求めるレベル検出手段とを具えた漏洩電波受信機を前記電磁波遮蔽空間の外で作動させて、
   前記電磁波遮蔽空間の遮蔽効果を試験することを特徴とする電磁波漏洩試験方法。
5. 電磁波遮蔽空間の中で作動可能であり作動時に試験電波を発生する試験電波発信機と、前記試験電波のうち前記電磁波遮蔽空間から外へ漏れた漏洩電波のレベル検出を行う漏洩電波受信機とを備えた電磁波漏洩試験システムにおいて、前記試験電波発信機が前記試験電波を円偏波で放射するものであり、前記漏洩電波受信機が前記漏洩電波を円偏波アンテナ又は相当アンテナで受信するものであることを特徴とする電磁波漏洩試験システム。
6. 電磁波遮蔽空間の中で円偏波の試験電波を発生させながら前記電磁波遮蔽空間の外で漏洩電波のレベル検出を行うことを特徴とする電磁波漏洩試験方法。
7. 電磁波遮蔽空間の中で作動可能であり作動時に試験電波を発生する試験電波発信機と、前記試験電波のうち前記電磁波遮蔽空間から外へ漏れた漏洩電波のレベル検出を行う漏洩電波受信機とを備えた電磁波漏洩試験システムにおいて、
   前記試験電波発信機は、一定振幅の試験信号を発生する試験信号発生回路と、前記試験信号に対して疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調を施す試験信号変調回路と、この変調後の試験信号をアンテナにて前記試験電波として放射する送信部とを具えたものであり、
   前記漏洩電波受信機は、前記漏洩電波をアンテナにて受信する受信部と、その受信信号から試験信号成分を抽出し更にＡＭ検波を施して検波信号を生成する試験信号復調回路と、フーリエ変換と前記疑似ランダム雑音コードのフーリエ変換済み複素共役の掛算と逆フーリエ変換とをその順に行って前記検波信号からパルス圧縮波形データを得るパルス圧縮手段と、このパルス圧縮波形データからピーク検出にて受信レベルを求めるレベル検出手段とを具えたものである
   ことを特徴とする電磁波漏洩試験システム。
8. 電磁波遮蔽空間の中で作動可能であり作動時に試験電波を発生する試験電波発信機において、一定振幅の試験信号を発生する試験信号発生回路と、前記試験信号に対して疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調を施す試験信号変調回路と、この変調後の試験信号をアンテナにて前記試験電波として放射する送信部とを具えたことを特徴とする試験電波発信機。
9. 疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調された試験電波が電磁波遮蔽空間から外へ漏れて来た漏洩電波に係るレベル検出を行う漏洩電波受信機において、前記漏洩電波をアンテナにて受信する受信部と、その受信信号から試験信号成分を抽出し更にＡＭ検波を施して検波信号を生成する試験信号復調回路と、フーリエ変換と前記疑似ランダム雑音コードのフーリエ変換済み複素共役の掛算と逆フーリエ変換とをその順に行って前記検波信号からパルス圧縮波形データを得るパルス圧縮手段と、このパルス圧縮波形データからピーク検出にて受信レベルを求めるレベル検出手段とを具えたことを特徴とする漏洩電波受信機。
10. 一定振幅の試験信号を発生する試験信号発生回路と、前記試験信号に対して疑似ランダム雑音コードでパルス振幅変調を施す試験信号変調回路と、この変調後の試験信号をアンテナにて試験電波として放射する送信部とを具えた試験電波発信機を電磁波遮蔽空間の中で作動させるとともに、
    前記試験電波のうち前記電磁波遮蔽空間から外へ漏れて来た漏洩電波をアンテナにて受信する受信部と、その受信信号から試験信号成分を抽出し更にＡＭ検波を施して検波信号を生成する試験信号復調回路と、フーリエ変換と前記疑似ランダム雑音コードのフーリエ変換済み複素共役の掛算と逆フーリエ変換とをその順に行って前記検波信号からパルス圧縮波形データを得るパルス圧縮手段と、このパルス圧縮波形データからピーク検出にて受信レベルを求めるレベル検出手段とを具えた漏洩電波受信機を前記電磁波遮蔽空間の外で作動させて、
    前記電磁波遮蔽空間の遮蔽効果を試験することを特徴とする電磁波漏洩試験方法。
11. 前記試験信号に係る周波数を切り替える周波数切替回路が前記試験電波発信機の前記試験信号発生回路および前記漏洩電波受信機の前記試験信号復調回路の双方に設けられていることを特徴とする請求項１，請求項５，及び請求項７のうち何れか一項に記載された電磁波漏洩試験システム。
12. 前記試験信号の周波数を切り替える周波数切替回路が前記試験信号発生回路に設けられていることを特徴とする請求項２又は請求項８に記載された試験電波発信機。
13. 前記試験信号成分に係る周波数を切り替える周波数切替回路が前記試験信号復調回路に設けられていることを特徴とする請求項３又は請求項９に記載された漏洩電波受信機。

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