JP2006246673A - Control unit for isolated direct power conversion device - Google Patents

Control unit for isolated direct power conversion device Download PDF

Info

Publication number
JP2006246673A
JP2006246673A JP2005062159A JP2005062159A JP2006246673A JP 2006246673 A JP2006246673 A JP 2006246673A JP 2005062159 A JP2005062159 A JP 2005062159A JP 2005062159 A JP2005062159 A JP 2005062159A JP 2006246673 A JP2006246673 A JP 2006246673A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
frequency
virtual
converter
output
power converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2005062159A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP4683386B2 (en
Inventor
Junichi Ito
淳一 伊東
Akihiro Odaka
章弘 小高
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Nagaoka University of Technology NUC
Original Assignee
Nagaoka University of Technology NUC
Fuji Electric Holdings Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nagaoka University of Technology NUC, Fuji Electric Holdings Ltd filed Critical Nagaoka University of Technology NUC
Priority to JP2005062159A priority Critical patent/JP4683386B2/en
Publication of JP2006246673A publication Critical patent/JP2006246673A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4683386B2 publication Critical patent/JP4683386B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Ac-Ac Conversion (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control unit that facilitates control of input/output waveform and makes it possible to easily process the energy of the leakage inductance of a high-frequency transformer. <P>SOLUTION: The control unit for isolated direct power conversion devices includes converters 2A and 4 and the high-frequency transformer 3. It assumes high frequency linkage isolated direct power conversion device 10, which directly converts alternating-current voltage into alternating-current voltage having arbitrary magnitude and frequency by the converters 2A and 4 and supplies it to a load 5, to be a combination of a rectifier 7, a high-frequency linkage unit 8; and an inverter unit 9. The control unit includes: a virtual rectifier controlling means 20; a virtual high-frequency linkage unit controlling means 30; a virtual inverter unit controlling means 40; and a pulse synthesizing means 50 that synthesizes the pulses output from the individual controlling means and converts them into the pulses of the converter 2A and 4. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、大形のエネルギーバッファを用いずに交流を交流に直接変換する直接電力変換器の制御装置に関し、特に、入力側と出力側とを高周波トランスにより絶縁した高周波リンク方式の絶縁形直接電力変換器を制御する制御装置に関するものである。   The present invention relates to a control device for a direct power converter that directly converts alternating current to alternating current without using a large energy buffer, and more particularly to a high-frequency link-type insulated direct type in which an input side and an output side are insulated by a high-frequency transformer. The present invention relates to a control device that controls a power converter.

図４は、この種の電力変換器及びその制御装置の構成図であり、後述する非特許文献１に記載されているものと実質的に同一の従来技術である。
図４において、１は太陽電池及び昇圧チョッパ等により一定の直流電圧に維持された直流電源、２は半導体スイッチＳａｐ，Ｓａｎ，Ｓｂｐ，Ｓｂｎからなる高周波コンバータ（高周波インバータ）、３はコンバータ２の交流側に一次巻線が接続された高周波トランス、４は高周波トランス３の二次巻線に接続された双方向性の半導体スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎからなる高周波コンバータであり、その三相の出力端子には発電機（電力系統）等の負荷５が接続されている。
この絶縁形直接電力変換器は、例えば、電力系統に連系した太陽光発電システム、燃料電池発電システム等に適用可能である。 FIG. 4 is a configuration diagram of this type of power converter and its control device, which is a prior art substantially the same as that described in Non-Patent Document 1 described later.
In FIG. 4, 1 is a DC power source maintained at a constant DC voltage by a solar cell and a boost chopper, 2 is a high frequency converter (high frequency inverter) composed of semiconductor switches S ap , San , S bp , S bn , A high-frequency transformer having a primary winding connected to the AC side of the converter 2 and a bidirectional semiconductor switch S up , S un , S vp , S vn , S wp connected to a secondary winding of the high-frequency transformer 3 , Swn , and a load 5 such as a generator (power system) is connected to the three-phase output terminals.
This insulated direct power converter can be applied to, for example, a solar power generation system, a fuel cell power generation system and the like that are linked to a power system.

以下、上記電力変換器の動作を、その制御装置の構成と共に以下に説明する。
まず、トランスを用いて電源側と系統側とを絶縁する場合、商用周波数ではトランスの重量や体積が大きくなるのに対し、周波数が高くなるほど鉄心の磁束が小さくなって鉄心を小形化でき、トランスの重量、体積を大幅に軽減できることから、交流電圧を高い周波数に変換した後にトランスにより絶縁する方法が採られている。これは高周波リンク方式と呼ばれており、トランスを小形軽量化するための有力な手段である。 The operation of the power converter will be described below together with the configuration of the control device.
First, when using a transformer to insulate the power supply side from the system side, the weight and volume of the transformer increase at the commercial frequency, whereas the higher the frequency, the smaller the magnetic flux of the iron core and the smaller the core. Since the weight and volume can be greatly reduced, a method of insulating by a transformer after converting the AC voltage to a high frequency has been adopted. This is called a high frequency link system and is an effective means for reducing the size and weight of the transformer.

図４の従来技術では、上記の点に鑑み、高周波コンバータ２を用いて商用周波数より高い周波数の交流電圧を生成し、これを高周波トランス３により絶縁して高周波コンバータ４に伝達している。高周波コンバータ４では、高周波トランス３の二次側電圧を半導体スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎにより直接チョッピングし、高周波の交流電圧から所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧を生成する。 In the prior art of FIG. 4, in view of the above points, an AC voltage having a frequency higher than the commercial frequency is generated using the high-frequency converter 2, which is insulated by the high-frequency transformer 3 and transmitted to the high-frequency converter 4. In the high frequency converter 4, the secondary voltage of the high frequency transformer 3 is directly chopped by the semiconductor switches S up , S un , S vp , S vn , S wp , S wn , and a desired magnitude and frequency are obtained from the high frequency AC voltage. Having a three-phase AC voltage.

高周波コンバータ２は、方形波パルス発生器１０１により、高周波トランス３に印加する高周波電圧の周波数を決定し、半導体スイッチＳａｐ，Ｓａｎ，Ｓｂｐ，Ｓｂｎをスイッチングして高周波トランス３に電圧を印加する。
一方、出力電圧指令発生手段１０５から出力された出力電圧指令に基づき、出力電圧の角度及び大きさをベクトルアナライザ１０２により演算し、前記角度に基づきベクトル選択手段１０３により使用する電圧ベクトル（空間ベクトル）を決定すると共に、所望の電圧ベクトルが出力されるように各ベクトルの出力時間をパルス出力時間演算手段１０４により演算する。その後、タイマを用いて、ベクトル選択手段１０３にて決定された順番でパルスを発生することにより、高周波コンバータ４の半導体スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをスイッチングしている。 The high-frequency converter 2 determines the frequency of the high-frequency voltage applied to the high-frequency transformer 3 by using the square wave pulse generator 101 and switches the semiconductor switches S ap , San , S bp , and S bn to apply a voltage to the high-frequency transformer 3. Apply.
On the other hand, based on the output voltage command output from the output voltage command generation means 105, the angle and magnitude of the output voltage are calculated by the vector analyzer 102, and the voltage vector (space vector) used by the vector selection means 103 based on the angle. And the pulse output time calculation means 104 calculates the output time of each vector so that a desired voltage vector is output. Thereafter, the semiconductor switches S up , S un , S vp , S vn , S wp , S wn of the high-frequency converter 4 are switched by generating pulses in the order determined by the vector selection means 103 using a timer. is doing.

大葉 育，北野 達也，松井 幹彦，「高周波リンクソフトスイッチングコンバータの空間ベクトルに基づくスイッチングパターン発生法」，平成１１年電気学会産業応用部門全国大会，論文ＮＯ．１８２，ｐ．２５−２６Iku Oba, Tatsuya Kitano, Mikihiko Matsui, “Switching Pattern Generation Method Based on Space Vector of High Frequency Link Soft Switching Converter”, 1999 IEEJ National Conference on Industrial Applications, Paper No. 182, p. 25-26

図４に示した高周波リンク方式の絶縁形直接電力変換器では、高周波トランス３の二次側の電圧を半導体スイッチにより直接チョッッピングするため、トランス３の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、スイッチングの際に半導体スイッチの両端にサージ電圧が発生する。このサージ電圧はスナバ回路等を用いて抑制することが可能であるが、損失が増加するという不都合がある。
そこで、上述した非特許文献１では、トランス３の二次側の高周波コンバータ４により自然転流が行えるように制約を設けながら出力電圧ベクトルを選択し、電圧を出力させている。このため、高周波コンバータ４に対するパルスパターンや運転動作領域に制約が生じる。 In the high frequency link type isolated direct power converter shown in FIG. 4, the voltage on the secondary side of the high frequency transformer 3 is directly chopped by the semiconductor switch, so that the energy stored in the leakage inductance of the transformer 3 is used for switching. A surge voltage is generated at both ends of the semiconductor switch. Although this surge voltage can be suppressed by using a snubber circuit or the like, there is a disadvantage that the loss increases.
Therefore, in Non-Patent Document 1 described above, an output voltage vector is selected and a voltage is output while a restriction is provided so that natural commutation can be performed by the high-frequency converter 4 on the secondary side of the transformer 3. For this reason, restrictions arise in the pulse pattern and driving | operation operation area | region with respect to the high frequency converter 4. FIG.

また、図４の回路構成では、太陽電池や燃料電池等の直流電源から系統側の三相交流電源へ電力を供給する場合には適用可能であるが、風力発電機やエンジン発電機等の三相発電機から三相交流電源へ電力を供給することができない。これらの三相発電機を用いる場合には、高周波トランス３の一次側の高周波コンバータを二次側の高周波コンバータ４と同様に三相化することも考えられるが、前述したように、高周波コンバータ４を制御するに当たっては、場合により自然転流が可能なパルスパターンのみを選択しなくてはならず、制御が複雑化し、運転動作領域にも制約がある。
加えて、電源が交流の場合には、この電源を構成する交流発電機の効率や騒音の観点から、系統に連系する高周波コンバータ４だけでなく、電源側の交流発電機に接続される高周波コンバータについても電流を正弦波状に制御する必要がある。上述した高周波コンバータ４のスイッチングの制約と併せて、直接電力変換器の入出力波形の制御を両立させることは非常に困難であるため、制御装置の回路構成や制御動作が一層複雑化するおそれがある。 In addition, the circuit configuration of FIG. 4 is applicable when power is supplied from a DC power source such as a solar cell or a fuel cell to a three-phase AC power source on the system side. Power cannot be supplied from the phase generator to the three-phase AC power source. When these three-phase generators are used, it is conceivable that the high-frequency transformer 3 on the primary side of the high-frequency transformer 3 is three-phased similarly to the high-frequency converter 4 on the secondary side. In order to control, it is necessary to select only a pulse pattern capable of natural commutation in some cases, which complicates the control and restricts the operation region.
In addition, when the power source is AC, from the viewpoint of the efficiency and noise of the AC generator constituting the power source, not only the high-frequency converter 4 connected to the system but also the high frequency connected to the AC generator on the power source side. The converter also needs to control the current in a sine wave shape. In addition to the switching restrictions of the high-frequency converter 4 described above, it is very difficult to achieve direct control of the input / output waveform of the power converter, which may further complicate the circuit configuration and control operation of the control device. is there.

更に、高周波トランス３の漏れインダクタンスのエネルギー処理を無視して高周波コンバータ４を制御する場合、制御装置は入出力波形の制御だけに注力できるので、ある程度回路構成や動作を簡略化できるが、その場合には、漏れインダクタンスのエネルギーを処理するためのスナバ回路が大形化し、電力変換効率も低下するという問題がある。   Further, when controlling the high-frequency converter 4 ignoring the energy processing of the leakage inductance of the high-frequency transformer 3, the control device can concentrate only on the control of the input / output waveform, so that the circuit configuration and operation can be simplified to some extent. However, there is a problem that the snubber circuit for processing the energy of the leakage inductance is enlarged and the power conversion efficiency is also lowered.

そこで、本発明の解決課題は、三相入出力が可能な高周波リンク方式の絶縁形直接電力変換器において、入出力波形の制御を容易に行うことができ、しかも、高周波トランスの漏れインダクタンスのエネルギーを処理するに当たってスイッチングパターン等の制約を受けないようにした、小形化及び低価格化が可能な制御装置を提供することにある。   Therefore, the problem to be solved by the present invention is that the input / output waveform can be easily controlled in the high frequency link type isolated direct power converter capable of three-phase input / output, and the energy of the leakage inductance of the high frequency transformer can be controlled. It is an object of the present invention to provide a control device which can be reduced in size and price so as not to be restricted by a switching pattern or the like in processing.

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源に接続された第１のコンバータと、このコンバータに一次側が接続された高周波トランスと、この高周波トランスの二次側に接続され、かつ、出力側が負荷に接続された第２のコンバータとを備え、第１，第２のコンバータを構成する半導体スイッチの動作により、交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に直接変換して負荷に供給する高周波リンク方式の絶縁形直接電力変換器を、
交流電源に接続された整流器と、この整流器に直流リンク部を介して接続され、かつ高周波トランスを備えた高周波リンク部と、この高周波リンク部に直流リンク部を介して接続され、かつ交流側に負荷が接続されるインバータ部と、の組合せとして仮想し、
前記絶縁形直接電力変換器を制御する制御装置が、
前記整流器の半導体スイッチを制御する仮想整流器制御手段と、
前記高周波リンク部の半導体スイッチを制御する仮想高周波リンク部制御手段と、
前記インバータ部の半導体スイッチを制御する仮想インバータ部制御手段と、
前記各制御手段からそれぞれ出力されるパルスを合成して第１，第２のコンバータの半導体スイッチに対するパルスに変換するパルス合成手段と、を備えたものである。 In order to solve the above-mentioned problems, the invention described in claim 1 includes a first converter connected to an AC power source, a high-frequency transformer connected to the primary side of the converter, and a secondary side of the high-frequency transformer. And a second converter whose output side is connected to a load, and by the operation of the semiconductor switch constituting the first and second converters, the AC voltage is directly converted into an AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency. High frequency link type isolated direct power converter that supplies
A rectifier connected to an AC power source, a high-frequency link unit connected to the rectifier via a DC link unit and having a high-frequency transformer, connected to the high-frequency link unit via a DC link unit, and on the AC side As a combination with the inverter unit to which the load is connected,
A control device for controlling the isolated direct power converter,
Virtual rectifier control means for controlling the semiconductor switch of the rectifier;
Virtual high-frequency link unit control means for controlling the semiconductor switch of the high-frequency link unit;
Virtual inverter unit control means for controlling the semiconductor switch of the inverter unit;
Pulse synthesizing means for synthesizing pulses respectively output from the control means and converting them into pulses for the semiconductor switches of the first and second converters.

請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記パルス合成手段は、
前記仮想整流器制御手段の出力パルスと前記仮想高周波リンク部制御手段の出力パルスとを合成し、これを第１のコンバータの半導体スイッチに対するパルスに変換する手段と、
前記仮想インバータ部制御手段の出力パルスと前記仮想高周波リンク部制御手段の出力パルスとを合成し、これを第２のコンバータの半導体スイッチに対するパルスに変換する手段と、を備えたものである。 The invention described in claim 2 is the invention according to claim 1,
The pulse synthesizing means includes
Means for synthesizing the output pulse of the virtual rectifier control means and the output pulse of the virtual high-frequency link control means, and converting this into a pulse for the semiconductor switch of the first converter;
Means for synthesizing the output pulse of the virtual inverter control means and the output pulse of the virtual high-frequency link control means, and converting this into a pulse for the semiconductor switch of the second converter.

請求項３に記載した発明は、請求項２において、
前記パルス合成手段は、
前記仮想整流器制御手段の出力パルスに相当するスイッチング関数と前記仮想高周波リンク部制御手段の出力パルスに相当するスイッチング関数とに基づいて第１のコンバータの半導体スイッチに対するスイッチング関数を生成する手段と、
前記仮想インバータ部制御手段の出力パルスに相当するスイッチング関数と前記仮想高周波リンク部制御手段の出力パルスに相当するスイッチング関数とに基づいて第２のコンバータの半導体スイッチに対するスイッチング関数を生成する手段と、を備えたものである。 The invention described in claim 3 is, in claim 2,
The pulse synthesizing means includes
Means for generating a switching function for the semiconductor switch of the first converter based on a switching function corresponding to the output pulse of the virtual rectifier control means and a switching function corresponding to the output pulse of the virtual high-frequency link control means;
Means for generating a switching function for the semiconductor switch of the second converter based on a switching function corresponding to the output pulse of the virtual inverter control means and a switching function corresponding to the output pulse of the virtual high-frequency link control means; It is equipped with.

請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項において、
仮想した前記インバータ部の出力のゼロ電圧を検出する検出手段と、
この手段により検出したゼロ電圧の出力時に、仮想した前記高周波リンク部の前記高周波トランスの一次側を短絡する短絡手段と、を備えたものである。 The invention described in claim 4 is any one of claims 1 to 3,
Detecting means for detecting a zero voltage of the output of the virtual inverter unit;
Short circuit means for short-circuiting the primary side of the high-frequency transformer of the virtual high-frequency link section when the zero voltage detected by this means is output.

請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
前記絶縁形直接電力変換器が、三相入力−三相出力形の電力変換器であることを特徴とする。 The invention described in claim 5 is any one of claims 1 to 4,
The insulated direct power converter is a three-phase input-three-phase output type power converter.

請求項１〜３の発明によれば、第１，第２のコンバータ（高周波コンバータ）及び高周波トランスからなる高周波リンク方式の絶縁形直接電力変換器を、整流器と高周波リンク部とインバータ部の組み合わせからなる電力変換器として仮想し、これらの各部をそれぞれ個別に制御するのと等価な制御パルス（ＰＷＭパルス）を生成して第１，第２のコンバータを制御することにより、制御回路の構成や制御動作を簡略化することができる。
これにより、高周波トランスの漏れインダクタンスのエネルギーを処理するためにコンバータのスイッチングパターンや運転動作領域が制約されることもなく、入出力波形を正弦波状に保つ波形制御動作も支障なく行うことができる。また、上記漏れインダクタンスのエネルギーの処理はコンバータのスイッチングパターンの自由度により解決可能であるため大型のスナバ回路も不要になる。 According to the first to third aspects of the present invention, the high frequency link type insulated direct power converter including the first and second converters (high frequency converter) and the high frequency transformer is obtained by combining the rectifier, the high frequency link portion, and the inverter portion. As a power converter, the control circuit is configured and controlled by generating control pulses (PWM pulses) equivalent to controlling each of these units individually and controlling the first and second converters. The operation can be simplified.
As a result, the switching pattern of the converter and the operation operation region are not restricted in order to process the leakage inductance energy of the high-frequency transformer, and the waveform control operation for maintaining the input / output waveform in a sine waveform can be performed without any trouble. Moreover, since the energy processing of the leakage inductance can be solved by the degree of freedom of the switching pattern of the converter, a large snubber circuit is not required.

請求項４に記載した発明において、仮想したインバータ部がゼロ電圧ベクトルを出力するときには、大きなサージ電圧が発生するが、その際に高周波トランスの一次側を短絡するようなパルスパターンを生成して第1のコンバータの半導体スイッチをスイッチングすることにより、高周波トランスの漏れインダクタンスに蓄積されるエネルギーを低減してスナバ回路を小形化することができる。
また、請求項５の発明によれば、風力発電機やエンジン発電機等の三相発電機と三相交流電源との連系も可能になる。 In the invention described in claim 4, when the hypothetical inverter unit outputs a zero voltage vector, a large surge voltage is generated. At this time, a pulse pattern is generated to short-circuit the primary side of the high-frequency transformer. By switching the semiconductor switch of 1 converter, the energy accumulated in the leakage inductance of the high-frequency transformer can be reduced and the snubber circuit can be miniaturized.
Further, according to the invention of claim 5, it is possible to connect a three-phase generator such as a wind power generator or an engine generator and a three-phase AC power source.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１〜３及び５の発明に相当する。ここで、図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図１に示す絶縁形直接電力変換器１０において、６は系統側の三相交流電源であり、その各相出力端子は第１のコンバータとしての三相高周波コンバータ２Ａの入力側に接続され、その出力側には高周波トランス３の一次巻線が接続されている。なお、この高周波トランス３の二次巻線には図４と同様に第２のコンバータとしての三相高周波コンバータ４が接続され、その各相出力端子には発電機等の負荷５が接続されている。
ここで、高周波コンバータ２Ａ，４はそれぞれ高速スイッチングが可能なＩＧＢＴ等の半導体スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ及びＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎにより構成されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. First, FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention, and corresponds to the first to third aspects of the present invention. Here, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals.
In the insulated direct power converter 10 shown in FIG. 1, reference numeral 6 denotes a system-side three-phase AC power supply, and each phase output terminal is connected to the input side of a three-phase high-frequency converter 2A as a first converter. The primary winding of the high frequency transformer 3 is connected to the output side. The secondary winding of the high-frequency transformer 3 is connected to a three-phase high-frequency converter 4 as a second converter similarly to FIG. 4, and a load 5 such as a generator is connected to each phase output terminal. Yes.
Here, the high-frequency converter 2A, 4 are semiconductor switches S rp, such as IGBT capable of high-speed switching, respectively, S rn, S sp, S sn, S tp, S tn and S up, S un, S vp , S vn, It is comprised by Swp and Swn .

系統側の高周波コンバータ２Ａは、そのスイッチング動作により入力電流波形を正弦波状に制御すると共に、高周波トランス３に印加する高周波の単相電圧を生成する。同時に、負荷５側の高周波コンバータ４は、高周波トランス３から出力された単相電圧を任意の大きさ及び周波数を有する三相電圧に変換して負荷５に供給する。
以下に、本実施形態における制御装置の構成と併せて、その制御動作を詳細に説明する。なお、ここでは、理解を容易にするため、負荷５が発電機であると仮定してその駆動動作（電動機動作、すなわち高周波コンバータ４から負荷５に電力を供給する動作）について説明する。発電動作については、エネルギーフローが逆になるだけで実質的に同一である。 The high-frequency converter 2 </ b> A on the system side controls the input current waveform in a sine wave shape by the switching operation and generates a high-frequency single-phase voltage to be applied to the high-frequency transformer 3. At the same time, the high-frequency converter 4 on the load 5 side converts the single-phase voltage output from the high-frequency transformer 3 into a three-phase voltage having an arbitrary magnitude and frequency and supplies it to the load 5.
The control operation will be described in detail below together with the configuration of the control device in the present embodiment. Here, in order to facilitate understanding, the drive operation (motor operation, that is, operation for supplying power from the high-frequency converter 4 to the load 5) will be described assuming that the load 5 is a generator. The power generation operation is substantially the same as the energy flow is reversed.

まず、一般に電力変換器の入力電圧と出力電圧との関係はスイッチング関数により表すことができ、図１に示す高周波リンク方式の絶縁形直接電力変換器１０では、入力側の高周波コンバータ２Ａの入出力電圧（高周波トランス３の一次側の入出力電圧）の関係は数式１により、出力側の高周波コンバータ４の入出力電圧（高周波トランス３の二次側の入出力電圧）の関係は数式２により、それぞれ表される。   First, in general, the relationship between the input voltage and the output voltage of the power converter can be expressed by a switching function. In the high frequency link type isolated direct power converter 10 shown in FIG. 1, the input / output of the input side high frequency converter 2A is input / output. The relationship of the voltage (the input / output voltage on the primary side of the high-frequency transformer 3) is expressed by Equation 1, and the relationship of the input / output voltage of the output-side high-frequency converter 4 (the input / output voltage on the secondary side of the high-frequency transformer 3) is expressed by Equation 2. Represented respectively.

Figure 2006246673
Figure 2006246673

Figure 2006246673
Figure 2006246673

数式１において、ｅｐｉ，ｅｎｉは高周波トランス３の一次側電圧、ｖｒ，ｖｓ，ｖｔは三相交流電源６の各相電圧、数式２において、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは高周波コンバータ４の各相出力電圧、ｅｐｏ，ｅｎｏは高周波トランス３の二次側電圧である。
また、数式１，２では各コンバータ２Ａ，４の半導体スイッチＳｍｎ（ｍ，ｎは各半導体スイッチの記号に付した添字を示す）のスイッチング関数をｓｍｎとして表してあり、半導体スイッチＳｍｎがオンの状態をｓｍｎ＝１、オフの状態をｓｍｎ＝０とする。 In Equation 1, e pi , e ni are the primary side voltages of the high-frequency transformer 3, v r , v s , v t are the phase voltages of the three-phase AC power source 6, and in Equation 2, v u , v v , v w are Each phase output voltage, e po , e no, of the high-frequency converter 4 is a secondary side voltage of the high-frequency transformer 3.
In addition, in Formulas 1 and 2, the switching function of the semiconductor switch S mn of each converter 2A, 4 (m, n indicates a suffix attached to the symbol of each semiconductor switch) is represented as s mn , and the semiconductor switch S mn is The on state is s mn = 1, and the off state is s mn = 0.

ここで、図1の絶縁形直接電力変換器１０を制御するに当たり、図２に示すような直流リンク部を有する高周波リンク方式の三相−三相電力変換器を考える。この電力変換器は、三相交流電源６の交流電圧を直流電圧に変換する整流器７（図１の高周波コンバータ２Ａと回路構成は同一）と、直流電圧から高周波の方形波電圧を生成してトランスにより絶縁する高周波リンク部８と、その出力である直流電圧を所望の大きさ及び周波数の交流電圧に変換するインバータ部９（図１の高周波コンバータ４と回路構成は同一）とから構成されている。なお、高周波リンク部８内のＳａｐ，Ｓａｎ，Ｓｂｐ，Ｓｂｎ，Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｄｐ，Ｓｄｎは半導体スイッチ、８ａは高周波トランスである。 Here, in controlling the insulated direct power converter 10 of FIG. 1, a high-frequency link type three-phase to three-phase power converter having a DC link portion as shown in FIG. 2 is considered. This power converter includes a rectifier 7 (the circuit configuration is the same as that of the high-frequency converter 2A in FIG. 1) that converts the AC voltage of the three-phase AC power source 6 into a DC voltage, and generates a high-frequency square wave voltage from the DC voltage. 1 and an inverter unit 9 for converting the output DC voltage into an AC voltage having a desired magnitude and frequency (the circuit configuration is the same as that of the high-frequency converter 4 in FIG. 1). . Incidentally, S ap in RF link portion 8, S an, S bp, S bn, S cp, S cn, S dp, S dn semiconductor switch, 8a is a high-frequency transformer.

図１の場合に準じて、高周波トランス８ａの一次側及び二次側について、入出力電圧の関係をそれぞれ求めると、数式３，４となる。   According to the case of FIG. 1, when the relationship between the input and output voltages is obtained for the primary side and the secondary side of the high-frequency transformer 8a, respectively, Equations 3 and 4 are obtained.

Figure 2006246673
Figure 2006246673

Figure 2006246673
Figure 2006246673

ここで、前述した数式１における右辺のスイッチング関数の行列と数式３における右辺のスイッチング関数の行列積とが等しくなれば、図１，図２で電力変換器の形は異なっていても、三相交流電源６からの各相入力電圧と高周波トランス３または８ａの一次側電圧との関係は等しくなる。
従って、図１における高周波トランス３の一次側のスイッチングパターン（高周波コンバータ２Ａのスイッチングパターン）を数式５に従って変換し、そのスイッチングパターンに従って高周波コンバータ２Ａをスイッチングすれば、図１の絶縁形直接電力変換器１０についても図２の電力変換器と同様に制御することができる。 Here, if the matrix of the switching function on the right side in Equation 1 described above and the matrix product of the switching function on the right side in Equation 3 are the same, even if the shape of the power converter is different in FIGS. The relationship between each phase input voltage from the AC power supply 6 and the primary voltage of the high-frequency transformer 3 or 8a becomes equal.
Therefore, if the switching pattern on the primary side of the high frequency transformer 3 in FIG. 1 (the switching pattern of the high frequency converter 2A) is converted according to Equation 5 and the high frequency converter 2A is switched according to the switching pattern, the insulation type direct power converter of FIG. 10 can be controlled in the same manner as the power converter of FIG.

Figure 2006246673
Figure 2006246673

同様に、数式２における右辺のスイッチング関数の行列と数式４における右辺のスイッチング関数の行列積とが等しくなれば、図１，図２で電力変換器の形は異なっていても、高周波トランス３または８ａの二次側電圧と各相出力電圧との関係は等しくなる。
よって、図１における高周波トランス３の二次側のスイッチングパターン（高周波コンバータ４のスイッチングパターン）を、数式４の右辺のスイッチング関数の行列積に従って数式５と同様に変換し、そのスイッチングパターンに従って高周波コンバータ４をスイッチングすれば、図１の絶縁形直接電力変換器１０を図２の電力変換器と同様に制御することが可能になる。 Similarly, if the matrix of the switching function on the right side in Equation 2 and the matrix product of the switching function on the right side in Equation 4 are equal, the high-frequency transformer 3 or The relationship between the secondary side voltage of 8a and each phase output voltage becomes equal.
Therefore, the switching pattern on the secondary side of the high-frequency transformer 3 in FIG. 1 (switching pattern of the high-frequency converter 4) is converted in the same manner as Expression 5 according to the matrix product of the switching function on the right side of Expression 4, and the high-frequency converter is converted according to the switching pattern. 1 can be controlled in the same manner as the power converter of FIG. 2.

図２に示した回路は、整流器７、高周波リンク部８、及びインバータ部９によって区分されていてこれら各回路の境界部に直流リンク部を有するため、各回路をそれぞれ個別に制御することが可能であり、図１の電力変換器１０のように入出力側を同時に制御する必要がない。
上記の点に着目し、本実施形態の制御装置は、図１に示した絶縁形直接電力変換器１０に対して図２のような構成の電力変換器を仮想し、高周波トランス８ａの一次側、二次側に対するパルスパターンを図１の電力変換器１０用に変換することで電力変換器１０を簡単に制御可能としたものである。 The circuit shown in FIG. 2 is divided by a rectifier 7, a high-frequency link unit 8, and an inverter unit 9, and has a DC link unit at the boundary between these circuits, so that each circuit can be controlled individually. Thus, unlike the power converter 10 of FIG. 1, it is not necessary to control the input / output side simultaneously.
Focusing on the above points, the control device of the present embodiment hypothesizes a power converter configured as shown in FIG. 2 with respect to the insulated direct power converter 10 shown in FIG. The power converter 10 can be easily controlled by converting the pulse pattern for the secondary side to the power converter 10 of FIG.

すなわち、図１の制御装置は、三相交流電源６側の電流を制御するための仮想整流器制御手段２０と、図２の高周波リンク部８を制御するための仮想高周波リンク部制御手段３０と、負荷側の出力電圧を制御するための仮想インバータ部制御手段４０と、これらの制御手段２０，３０，４０から出力されたＰＷＭパルスを合成し、かつ変換して出力するパルス合成手段５０と、から構成されている。
パルス合成手段５０は、仮想整流器制御手段２０の出力と仮想高周波リンク部制御手段３０の出力とを合成するＰＷＭパルス合成手段５１と、仮想インバータ部制御手段４０の出力と仮想高周波リンク部制御手段３０の出力とを合成するＰＷＭパルス合成手段５２とからなっている。 That is, the control device in FIG. 1 includes virtual rectifier control means 20 for controlling the current on the three-phase AC power supply 6 side, virtual high-frequency link unit control means 30 for controlling the high-frequency link unit 8 in FIG. A virtual inverter section control means 40 for controlling the output voltage on the load side, and a pulse synthesis means 50 for synthesizing, converting and converting the PWM pulses output from these control means 20, 30, 40. It is configured.
The pulse synthesizing unit 50 includes a PWM pulse synthesizing unit 51 that synthesizes the output of the virtual rectifier control unit 20 and the output of the virtual high frequency link unit control unit 30, and the output of the virtual inverter unit control unit 40 and the virtual high frequency link unit control unit 30. PWM pulse synthesizing means 52 for synthesizing the output of the above.

仮想整流器制御手段２０は、実質的に図２の整流器７の半導体スイッチを制御するものであり、電源短絡を防止するために電流形整流器の制御を行う。電流形整流器の制御方法は周知であり、一例を挙げると、図１の電源電圧検出手段２１により電源電圧を検出し、電流指令生成手段２２により、電源電圧に対して力率１で正弦波の電流を流すような電流指令を生成する。
また、キャリア発生手段２３により三角波キャリアを発生し、このキャリアと前記電流指令とを比較手段２４により比較して電圧形ＰＷＭ整流器のＰＷＭパルスを生成する。そして、このＰＷＭパルスをパルスパターン変換手段２５に入力し、電圧形整流器用のＰＷＭパルスから電流形整流器用のＰＷＭパルスにパターン変換する。 The virtual rectifier control means 20 substantially controls the semiconductor switch of the rectifier 7 of FIG. 2 and controls the current source rectifier in order to prevent a power supply short circuit. The method of controlling the current source rectifier is well known. For example, the power source voltage is detected by the power source voltage detecting means 21 in FIG. 1, and the current command generating means 22 detects a sine wave with a power factor of 1 with respect to the power source voltage. A current command that causes current to flow is generated.
Further, a triangular wave carrier is generated by the carrier generation means 23, and the carrier and the current command are compared by the comparison means 24 to generate a PWM pulse of the voltage-type PWM rectifier. Then, this PWM pulse is inputted to the pulse pattern conversion means 25, and the pattern conversion is performed from the PWM pulse for the voltage source rectifier to the PWM pulse for the current source rectifier.

仮想インバータ部制御手段４０は、実質的に図２のインバータ部９の半導体スイッチを制御するものであり、キャリアと三相の出力電圧指令とを比較してＰＷＭパルスを生成する制御方法が周知である。
図１では、出力電力指令生成手段４１により生成した所望の大きさ及び周波数の出力電圧指令と、キャリア発生手段４２により生成したキャリアとを比較手段４３により比較してＰＷＭパルスを得る。
なお、仮想インバータの制御には三つの相が常にスイッチングする三相変調だけでなく、一つの相はスイッチングせずに残りの二相のスイッチングによって波形整形する二相変調を使用することもできる。また、キャリア発生手段４２が発生するキャリアは、入力電流の歪みを防止するため、仮想整流器制御手段２０の出力パルスに応じて傾きを変化させてもよい。 The virtual inverter unit control means 40 substantially controls the semiconductor switch of the inverter unit 9 of FIG. 2, and a control method for generating a PWM pulse by comparing a carrier and a three-phase output voltage command is well known. is there.
In FIG. 1, an output voltage command having a desired magnitude and frequency generated by the output power command generation unit 41 and the carrier generated by the carrier generation unit 42 are compared by the comparison unit 43 to obtain a PWM pulse.
The virtual inverter can be controlled not only by three-phase modulation in which three phases are always switched, but also in two-phase modulation in which one phase is not switched and the waveform is shaped by switching of the remaining two phases. Further, the carrier generated by the carrier generating means 42 may change the slope according to the output pulse of the virtual rectifier control means 20 in order to prevent distortion of the input current.

仮想高周波リンク部制御手段３０は、仮想整流器側のキャリアの上り下りを検出するアップ／ダウン検出手段３１を備えており、キャリアの上り下りに応じて方形波を発生する方形波発生手段３２により、図２の高周波リンク部８の半導体スイッチに対するＰＷＭパルスを生成する。   The virtual high-frequency link control unit 30 includes an up / down detection unit 31 that detects the up / down of the carrier on the virtual rectifier side, and a square wave generation unit 32 that generates a square wave according to the up / down of the carrier, A PWM pulse for the semiconductor switch of the high-frequency link unit 8 of FIG. 2 is generated.

図１の高周波コンバータ２Ａ側のＰＷＭパルス合成手段５１は、前記パルスパターン変換手段２５の出力パルスと方形波発生手段３２の出力パルスとを合成し、図２の高周波トランス８ａの一次側と三相交流電源６との間の１０個の半導体スイッチのスイッチングパターンを生成すると共に、このスイッチングパターンを、数式５に基づいて図１の電源６側の高周波コンバータ２Ａのスイッチングパターンに変換して出力する。
一方、図１における高周波コンバータ４側のＰＷＭパルス合成手段５２は、前記比較手段４３の出力パルスと方形波発生手段３２の出力パルスとを合成し、図２の高周波トランス８ａの二次側と負荷５との間の１０個の半導体スイッチのスイッチングパターンを生成すると共に、このスイッチングパターンを、数式５と同様の原理に従って図１の負荷５側の高周波コンバータ４のスイッチングパターンに変換して出力する。
なお、ＰＷＭパルス合成手段５１，５２の出力パルスには、電源短絡や出力端開放が生じないように、インバータのデッドタイムに相当する転流パターンを付加する。 The PWM pulse synthesizing means 51 on the high frequency converter 2A side in FIG. 1 synthesizes the output pulse of the pulse pattern converting means 25 and the output pulse of the square wave generating means 32, and the primary side and three phase of the high frequency transformer 8a in FIG. A switching pattern of 10 semiconductor switches with the AC power source 6 is generated, and this switching pattern is converted into a switching pattern of the high-frequency converter 2A on the power source 6 side in FIG.
On the other hand, the PWM pulse synthesizing means 52 on the high frequency converter 4 side in FIG. 1 synthesizes the output pulse of the comparison means 43 and the output pulse of the square wave generating means 32, and the secondary side of the high frequency transformer 8a in FIG. 1 is generated, and the switching pattern is converted into the switching pattern of the high-frequency converter 4 on the load 5 side in FIG.
Note that a commutation pattern corresponding to the dead time of the inverter is added to the output pulses of the PWM pulse synthesizing means 51 and 52 so as not to cause a power supply short circuit and an output end opening.

上述した第１実施形態によれば、図１に示す絶縁形直接電力変換器１０に対して、図２のような整流器７、高周波リンク部８、及びインバータ部９からなる電力変換器を仮想し、この仮想した電力変換器を制御するためのＰＷＭパルスを生成、合成したうえで電力変換器１０用にパルスパターンを変換して制御するので、実質的に整流器７、高周波リンク部８、及びインバータ部９をそれぞれ個別に制御するのと同等の制御方法を用いることができる。
これにより、制御装置の構成や制御動作が単純になり、高周波トランス３の漏れインダクタンスのエネルギーを処理するために高周波コンバータ４のスイッチングパターンや運転動作領域が制約されることもなく、入出力波形を正弦波状に保つ波形制御動作も支障なく行うことができる。また、上記漏れインダクタンスのエネルギーの処理は、高周波コンバータ４のスイッチングパターンの自由度により解決可能であるから、大形のスナバ回路も不要になる。
更に、第１実施形態によれば、風力発電機やエンジン発電機等の三相発電機と三相交流電源との連系も可能である。 According to the first embodiment described above, a power converter including the rectifier 7, the high frequency link unit 8, and the inverter unit 9 as shown in FIG. Since the PWM pulse for controlling the virtual power converter is generated and synthesized, and the pulse pattern is converted and controlled for the power converter 10, the rectifier 7, the high-frequency link unit 8, and the inverter are substantially controlled. A control method equivalent to controlling the units 9 individually can be used.
This simplifies the configuration and control operation of the control device, and does not restrict the switching pattern or operating operation area of the high-frequency converter 4 in order to process the leakage inductance energy of the high-frequency transformer 3, and the input / output waveforms can be reduced. The waveform control operation for maintaining a sine wave shape can be performed without any trouble. Moreover, since the energy processing of the leakage inductance can be solved by the degree of freedom of the switching pattern of the high-frequency converter 4, a large snubber circuit is not required.
Furthermore, according to the first embodiment, it is possible to link a three-phase generator such as a wind power generator or an engine generator and a three-phase AC power source.

次に、図３は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、請求項４の発明に相当するものである。
この実施形態では、図２のインバータ部９（図３の高周波コンバータ４）がゼロ電圧を発生しているときに、図２の高周波リンク部８の上アームまたは下アームの半導体スイッチを介して高周波トランス８ａの一次側を短絡するように仮想的に制御することにより、高周波トランス８ａ、言い換えれば図３の高周波トランス３の二次側から出力される電流をゼロにして漏れインダクタンスにエネルギーが蓄積されないようにしたものである。
以下に、本実施形態の構成及び動作原理について説明する。 Next, FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention, and corresponds to the invention of claim 4.
In this embodiment, when the inverter unit 9 in FIG. 2 (the high-frequency converter 4 in FIG. 3) generates a zero voltage, the high-frequency link unit 8 in FIG. By virtually controlling to short-circuit the primary side of the transformer 8a, the current output from the secondary side of the high-frequency transformer 8a, in other words, the high-frequency transformer 3 in FIG. It is what I did.
Hereinafter, the configuration and operation principle of the present embodiment will be described.

高周波トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーは、半導体スイッチをスイッチングする際にサージ電圧となって現れる。このサージ電圧により半導体スイッチが破壊されるのを防止するため、通常はスナバ回路を設けている。
図２のインバータ部９（図３の高周波コンバータ４）がゼロ電圧ベクトルを出力するとき、インバータ部９の直流電流は強制的にゼロとなるので、サージ電圧は最も大きくなる。 The energy stored in the leakage inductance of the high-frequency transformer appears as a surge voltage when switching the semiconductor switch. In order to prevent the semiconductor switch from being destroyed by this surge voltage, a snubber circuit is usually provided.
When the inverter unit 9 in FIG. 2 (the high-frequency converter 4 in FIG. 3) outputs a zero voltage vector, the direct current of the inverter unit 9 is forced to be zero, so that the surge voltage becomes the largest.

そこで本実施形態では、インバータ部９がゼロ電圧を出力するタイミングを、図３における仮想高周波リンク部制御手段３０Ａのゼロベクトル検出手段３３が比較手段４３の出力から検出し、図２の高周波トランス８ａの一次側を短絡させるために上アームまたは下アームの半導体スイッチをオンさせるようなパルスパターンをトランス一次側短絡手段３４が生成して、ＰＷＭパルス合成手段５１に出力する。
これにより、ＰＷＭパルス合成手段５１の出力パルスが与えられる高周波コンバータ２Ａでは、高周波トランス３の一次側を短絡させるように半導体スイッチがオンし、その二次側から出力される電流をゼロにして漏れインダクタンスへのエネルギーの蓄積を回避することができる。
この結果、電力変換器１０の出力側には同じゼロ電圧を出力しながら、漏れインダクタンスにエネルギーが蓄えられるのを防止することができ、スナバ回路を小形化することが可能になる。 Therefore, in the present embodiment, the timing at which the inverter unit 9 outputs the zero voltage is detected from the output of the comparison unit 43 by the zero vector detection unit 33 of the virtual high frequency link control unit 30A in FIG. 3, and the high frequency transformer 8a in FIG. The transformer primary side short-circuit means 34 generates a pulse pattern that turns on the upper arm or lower arm semiconductor switch in order to short-circuit the primary side of the first and outputs the pulse pattern to the PWM pulse synthesis means 51.
Thereby, in the high frequency converter 2A to which the output pulse of the PWM pulse synthesizing means 51 is given, the semiconductor switch is turned on so as to short-circuit the primary side of the high frequency transformer 3, and the current output from the secondary side is made zero and leaks. Accumulation of energy in the inductance can be avoided.
As a result, while the same zero voltage is output to the output side of the power converter 10, energy can be prevented from being stored in the leakage inductance, and the snubber circuit can be miniaturized.

本発明の第１実施形態を示す構成図である。It is a block diagram which shows 1st Embodiment of this invention. 直流リンク部を有する高周波リンク方式の三相−三相電力変換器の構成図である。It is a block diagram of the three-phase-three-phase power converter of the high frequency link system which has a direct-current link part. 本発明の第２実施形態を示す構成図である。It is a block diagram which shows 2nd Embodiment of this invention. 従来技術を示す構成図である。It is a block diagram which shows a prior art.

符号の説明Explanation of symbols

２Ａ，４：高周波コンバータ
３：高周波トランス
５：負荷
６：三相交流電源
７：整流器
８：高周波リンク部
８ａ：高周波トランス
９：インバータ部
１０：絶縁形直接電力変換器
２０：仮想整流器制御手段
２１：電源電圧検出手段
２２：電流指令生成手段
２３：キャリア発生手段
２４：比較手段
２５：パルスパターン変換手段
３０，３０Ａ：仮想高周波リンク部制御手段
３１：アップ／ダウン検出手段
３２：方形波発生手段
３３：ゼロベクトル検出手段
３４：トランス一次側短絡手段
４０：仮想インバータ部制御手段
４１：出力電圧指令生成手段
４２：キャリア発生手段
４３：比較手段
５０：パルス合成手段
５１，５２：ＰＷＭパルス合成手段 2A, 4: High frequency converter 3: High frequency transformer 5: Load 6: Three-phase AC power supply 7: Rectifier 8: High frequency link unit 8a: High frequency transformer 9: Inverter unit 10: Insulated direct power converter 20: Virtual rectifier control means 21 : Power supply voltage detection means 22: current command generation means 23: carrier generation means 24: comparison means 25: pulse pattern conversion means 30, 30A: virtual high frequency link unit control means 31: up / down detection means 32: square wave generation means 33 : Zero vector detection means 34: Transformer primary side short-circuit means 40: Virtual inverter section control means 41: Output voltage command generation means 42: Carrier generation means 43: Comparison means 50: Pulse synthesis means 51, 52: PWM pulse synthesis means

Claims (5)

交流電源に接続された第１のコンバータと、このコンバータに一次側が接続された高周波トランスと、この高周波トランスの二次側に接続され、かつ、出力側が負荷に接続された第２のコンバータとを備え、第１，第２のコンバータを構成する半導体スイッチの動作により、交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に直接変換して負荷に供給する高周波リンク方式の絶縁形直接電力変換器を、
交流電源に接続された整流器と、この整流器に直流リンク部を介して接続され、かつ高周波トランスを備えた高周波リンク部と、この高周波リンク部に直流リンク部を介して接続され、かつ交流側に負荷が接続されるインバータ部と、の組合せとして仮想し、
前記絶縁形直接電力変換器を制御する制御装置が、
前記整流器の半導体スイッチを制御する仮想整流器制御手段と、
前記高周波リンク部の半導体スイッチを制御する仮想高周波リンク部制御手段と、
前記インバータ部の半導体スイッチを制御する仮想インバータ部制御手段と、
前記各制御手段からそれぞれ出力されるパルスを合成して第１，第２のコンバータの半導体スイッチに対するパルスに変換するパルス合成手段と、
を備えたことを特徴とする絶縁形直接電力変換器の制御装置。 A first converter connected to an AC power source, a high-frequency transformer having a primary side connected to the converter, and a second converter connected to a secondary side of the high-frequency transformer and having an output side connected to a load. Insulation type direct power converter of high frequency link system that directly converts an AC voltage into an AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency and supplies it to a load by operation of semiconductor switches constituting the first and second converters The
A rectifier connected to an AC power source, a high-frequency link unit connected to the rectifier via a DC link unit and having a high-frequency transformer, connected to the high-frequency link unit via a DC link unit, and on the AC side As a combination with the inverter unit to which the load is connected,
A control device for controlling the isolated direct power converter,
Virtual rectifier control means for controlling the semiconductor switch of the rectifier;
Virtual high-frequency link unit control means for controlling the semiconductor switch of the high-frequency link unit;
Virtual inverter unit control means for controlling the semiconductor switch of the inverter unit;
Pulse synthesizing means for synthesizing the pulses respectively output from the control means and converting them to pulses for the semiconductor switches of the first and second converters;
A control device for an insulated direct power converter, comprising: 請求項１に記載した絶縁形直接電力変換器の制御装置において、
前記パルス合成手段は、
前記仮想整流器制御手段の出力パルスと前記仮想高周波リンク部制御手段の出力パルスとを合成し、これを第１のコンバータの半導体スイッチに対するパルスに変換する手段と、
前記仮想インバータ部制御手段の出力パルスと前記仮想高周波リンク部制御手段の出力パルスとを合成し、これを第２のコンバータの半導体スイッチに対するパルスに変換する手段と、
を備えたことを特徴とする絶縁形直接電力変換器の制御装置。 In the control device for an insulated direct power converter according to claim 1,
The pulse synthesizing means includes
Means for synthesizing the output pulse of the virtual rectifier control means and the output pulse of the virtual high-frequency link control means, and converting this into a pulse for the semiconductor switch of the first converter;
Means for synthesizing the output pulse of the virtual inverter section control means and the output pulse of the virtual high frequency link section control means, and converting this into a pulse for the semiconductor switch of the second converter;
A control device for an insulated direct power converter, comprising: 請求項２に記載した絶縁形直接電力変換器の制御装置において、
前記パルス合成手段は、
前記仮想整流器制御手段の出力パルスに相当するスイッチング関数と前記仮想高周波リンク部制御手段の出力パルスに相当するスイッチング関数とに基づいて第１のコンバータの半導体スイッチに対するスイッチング関数を生成する手段と、
前記仮想インバータ部制御手段の出力パルスに相当するスイッチング関数と前記仮想高周波リンク部制御手段の出力パルスに相当するスイッチング関数とに基づいて第２のコンバータの半導体スイッチに対するスイッチング関数を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする絶縁形直接電力変換器の制御装置。 In the control apparatus for an insulated direct power converter according to claim 2,
The pulse synthesizing means includes
Means for generating a switching function for the semiconductor switch of the first converter based on a switching function corresponding to the output pulse of the virtual rectifier control means and a switching function corresponding to the output pulse of the virtual high-frequency link control means;
Means for generating a switching function for the semiconductor switch of the second converter based on a switching function corresponding to the output pulse of the virtual inverter control means and a switching function corresponding to the output pulse of the virtual high-frequency link control means;
A control device for an insulated direct power converter, comprising: 請求項１〜３の何れか１項に記載した絶縁形直接電力変換器の制御装置において、
仮想した前記インバータ部の出力のゼロ電圧を検出する検出手段と、
この手段により検出したゼロ電圧の出力時に、仮想した前記高周波リンク部の前記高周波トランスの一次側を短絡する短絡手段と、
を備えたことを特徴とする絶縁形直接電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the insulation type direct power converter given in any 1 paragraph of Claims 1-3,
Detecting means for detecting a zero voltage of the output of the virtual inverter unit;
Short-circuit means for short-circuiting the primary side of the high-frequency transformer of the virtual high-frequency link section at the time of outputting zero voltage detected by this means,
A control device for an insulated direct power converter, comprising: 請求項１〜４の何れか１項に記載した絶縁形直接電力変換器の制御装置において、
前記絶縁形直接電力変換器が、三相入力−三相出力形の電力変換器であることを特徴とする絶縁形直接電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the insulation type direct power converter given in any 1 paragraph of Claims 1-4,
The controller for an insulated direct power converter, wherein the insulated direct power converter is a three-phase input-three-phase output type power converter.
JP2005062159A 2005-03-07 2005-03-07 Insulated direct power converter controller Active JP4683386B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005062159A JP4683386B2 (en) 2005-03-07 2005-03-07 Insulated direct power converter controller

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005062159A JP4683386B2 (en) 2005-03-07 2005-03-07 Insulated direct power converter controller

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2006246673A true JP2006246673A (en) 2006-09-14
JP4683386B2 JP4683386B2 (en) 2011-05-18

Family

ID=37052475

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2005062159A Active JP4683386B2 (en) 2005-03-07 2005-03-07 Insulated direct power converter controller

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4683386B2 (en)

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009041276A1 (en) * 2007-09-25 2009-04-02 Daihen Corporation Pwm signal generator, and inverter equipped with this pwm signal generator
WO2009054379A1 (en) * 2007-10-24 2009-04-30 Daikin Industries, Ltd. Power conversion device
JP2012065437A (en) * 2010-09-15 2012-03-29 Toshiba Corp Power converter
JP2012249431A (en) * 2011-05-27 2012-12-13 Mie Univ Power conversion apparatus
WO2013035783A1 (en) * 2011-09-06 2013-03-14 日産自動車株式会社 Power conversion device
WO2013035781A1 (en) * 2011-09-06 2013-03-14 日産自動車株式会社 Power conversion device
WO2013035782A1 (en) * 2011-09-06 2013-03-14 日産自動車株式会社 Power conversion device
KR101250454B1 (en) 2011-12-13 2013-04-08 한국교통대학교산학협력단 Switching fuction generator and generating method for control voltage of vienna rectifier using carrier comparison pwm
JP2015089197A (en) * 2013-10-30 2015-05-07 富士電機株式会社 Power conversion device for wind power generation
CN109039115A (en) * 2018-08-07 2018-12-18 北京航空航天大学 A kind of isolated converter of high-frequency AC and its uniform spaces Vector Modulation strategy
JP2021145457A (en) * 2020-03-11 2021-09-24 株式会社豊田中央研究所 Control device and power conversion device
DE102022127899A1 (en) 2022-07-04 2024-01-04 Schwing Gmbh Electric drive device for the electric drive of a truck-mounted concrete pump, truck-mounted concrete pump and system for driving a truck-mounted concrete pump

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07147777A (en) * 1993-11-24 1995-06-06 Fuji Electric Co Ltd Electronic insulating transformer
JPH08168266A (en) * 1994-12-09 1996-06-25 Fuji Electric Co Ltd Method for controlling dc-ac converter
JP2001298953A (en) * 2000-04-13 2001-10-26 Fuji Electric Co Ltd Power conversion device
JP2004254360A (en) * 2003-02-18 2004-09-09 Fuji Electric Holdings Co Ltd Backup device of ac-ac power converter
JP2005020828A (en) * 2003-06-24 2005-01-20 Fuji Electric Holdings Co Ltd Controller of ac-ac direct conversion power converter

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07147777A (en) * 1993-11-24 1995-06-06 Fuji Electric Co Ltd Electronic insulating transformer
JPH08168266A (en) * 1994-12-09 1996-06-25 Fuji Electric Co Ltd Method for controlling dc-ac converter
JP2001298953A (en) * 2000-04-13 2001-10-26 Fuji Electric Co Ltd Power conversion device
JP2004254360A (en) * 2003-02-18 2004-09-09 Fuji Electric Holdings Co Ltd Backup device of ac-ac power converter
JP2005020828A (en) * 2003-06-24 2005-01-20 Fuji Electric Holdings Co Ltd Controller of ac-ac direct conversion power converter

Cited By (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5291627B2 (en) * 2007-09-25 2013-09-18 株式会社ダイヘン PWM signal generation device and inverter device provided with the PWM signal generation device
US8385085B2 (en) 2007-09-25 2013-02-26 Daihen Corporation PWM signal generator, and inverter equipped with this PWM signal generator
WO2009041276A1 (en) * 2007-09-25 2009-04-02 Daihen Corporation Pwm signal generator, and inverter equipped with this pwm signal generator
WO2009054379A1 (en) * 2007-10-24 2009-04-30 Daikin Industries, Ltd. Power conversion device
AU2008315011B2 (en) * 2007-10-24 2011-08-18 Daikin Industries, Ltd. Power conversion device
US8270186B2 (en) 2007-10-24 2012-09-18 Daikin Industries, Ltd. Power conversion device
JP2012065437A (en) * 2010-09-15 2012-03-29 Toshiba Corp Power converter
JP2012249431A (en) * 2011-05-27 2012-12-13 Mie Univ Power conversion apparatus
US9203325B2 (en) 2011-09-06 2015-12-01 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion device
US9197137B2 (en) 2011-09-06 2015-11-24 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion device
JP2013055868A (en) * 2011-09-06 2013-03-21 Nissan Motor Co Ltd Power conversion device
JP2013055866A (en) * 2011-09-06 2013-03-21 Nissan Motor Co Ltd Electric power conversion apparatus
CN103765748B (en) * 2011-09-06 2016-05-04 日产自动车株式会社 Power-converting device
WO2013035781A1 (en) * 2011-09-06 2013-03-14 日産自動車株式会社 Power conversion device
CN103765748A (en) * 2011-09-06 2014-04-30 日产自动车株式会社 Power conversion device
WO2013035783A1 (en) * 2011-09-06 2013-03-14 日産自動車株式会社 Power conversion device
US9190922B2 (en) 2011-09-06 2015-11-17 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion device
WO2013035782A1 (en) * 2011-09-06 2013-03-14 日産自動車株式会社 Power conversion device
KR101250454B1 (en) 2011-12-13 2013-04-08 한국교통대학교산학협력단 Switching fuction generator and generating method for control voltage of vienna rectifier using carrier comparison pwm
JP2015089197A (en) * 2013-10-30 2015-05-07 富士電機株式会社 Power conversion device for wind power generation
CN109039115A (en) * 2018-08-07 2018-12-18 北京航空航天大学 A kind of isolated converter of high-frequency AC and its uniform spaces Vector Modulation strategy
CN109039115B (en) * 2018-08-07 2024-01-05 北京航空航天大学 High-frequency AC isolated converter and unified space vector modulation strategy thereof
JP2021145457A (en) * 2020-03-11 2021-09-24 株式会社豊田中央研究所 Control device and power conversion device
JP7099486B2 (en) 2020-03-11 2022-07-12 株式会社豊田中央研究所 Control device and power converter
DE102022127899A1 (en) 2022-07-04 2024-01-04 Schwing Gmbh Electric drive device for the electric drive of a truck-mounted concrete pump, truck-mounted concrete pump and system for driving a truck-mounted concrete pump

Also Published As

Publication number Publication date
JP4683386B2 (en) 2011-05-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4683386B2 (en) Insulated direct power converter controller
Nguyen et al. A new SVM method for an indirect matrix converter with common-mode voltage reduction
EP2784925A1 (en) Power conversion device
JP2006141162A (en) Apparatus for interconnecting generated power
JP2014079145A (en) Bidirectional DC/DC converter
JP2016042772A (en) Method for controlling three levels of inverters and controller
JP5147624B2 (en) Inverter device
JP3838093B2 (en) Grid interconnection power converter
JP4822100B2 (en) AC / AC direct conversion device
JP2017093077A (en) Controller and control method of open winding system
JP2006238621A (en) Uninterruptible power supply
JP4059083B2 (en) Power converter
Cengelci et al. New medium voltage PWM inverter topologies for adjustable speed AC motor drive systems
JP4019263B2 (en) AC-AC direct conversion power converter
JP3873888B2 (en) AC-AC power converter
JP2007082321A (en) Motor drive unit
JP3584686B2 (en) Voltage source power conversion circuit
JP2018087423A (en) Power supply circuit system for driving jet fan using non-isolated transformer
Kwak et al. Development of modulation strategy for two-phase AC-AC matrix converters
JP2008259380A (en) Controller for ac-ac direct converter
JP2006280063A (en) Controller of ac/ac direct power converter
JP4591049B2 (en) AC / AC direct converter motor controller
JP2012010507A (en) Dc power supply device
JP5428744B2 (en) Power converter control method
KR20160146363A (en) Method for compensating line voltage of multi-phase inverter

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20080124

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20080124

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20101117

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20110111

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20110201

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20110201

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140218

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4683386

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140218

Year of fee payment: 3

S533 Written request for registration of change of name

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140218

Year of fee payment: 3

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R3D02

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250