JP2006244812A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 温度が高くなった状態で放電灯が外されて無負荷になったときに、インバータ回路が発振するとコンデンサ、トランスに高電圧が発生して回路部品の故障を引き起こす恐れがあった。
【解決手段】 商用電源１を直流に変換する電源回路５と、
電源回路５の低電位側にＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２が接続され、放電灯９に流れる電流を帰還して発振するインバータ回路８と、
放電灯９の少なくとも一方のフィラメントｆ１、ｆ２を介して接続される起動用コンデンサＣ１と、
起動用コンデンサＣ１とＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲートの経路に接続され基準電圧を設定するトリガダイオードＴＤ１とを備え、
インバータ回路８の発振周波数より速くスイッチングするダイオードＤ２と、高温時の漏れ電流がダイオードＤ２の常温時の漏れ電流とほぼ同等のダイオードＤ１とを同極性方向に直列接続して起動用コンデンサＣ１とＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレインの経路に接続する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、放電灯点灯装置のインバータ回路を起動させるための起動回路に関するものである。

二つの蛍光ランプＦ１、Ｆ２（本願では放電灯と称する）は、それぞれチョークコイルＣＨ１、ＣＨ２を介して出力端子５と整流回路３の直流出力端子との間に交流的に並列に接続されており、整流回路３のプラス側直流出力端子から抵抗Ｒ８、両ランプのフィラメント、抵抗Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１およびコンデンサＣ１（本願では起動用コンデンサと称する）を順に経由して整流回路３のマイナス側直流出力端子に至る直列回路と、抵抗Ｒ１０とＲ１１との接続点Ｊから一方とスイッチングトランジスタＱ１ｂのコレクタとの間に順方向に接続されたダイオードＤ１は、インバータ起動後にコンデンサＣ１の充電電圧を双方向サイリスタＳＳのブレークオーバー電圧以下に保ち、起動回路の動作を停止させ、インバータの誤動作を防止するものが例えば特許文献１に開示されている。

特開昭６１−２２７６７６号公報（第３頁左上９行目〜右上６行目、図１）

従来装置では放電灯が接続されていないときや電極が断線している異常な蛍光ランプが接続されたときは、コンデンサＣ１への充電経路が形成されないので、発振は開始しないように構成されている。

しかしながら、発振中にコンデンサＣ１の電荷をダイオードＤ１→スイッチングトランジスタＱ１ｂの経路でスイッチングトランジスタＱ１ｂがＯＮする都度放電するため、一般的にダイオードＤ１は逆回復時間Ｔｒｒが早い高速スイッチングダイオードを必要としている。この高速スイッチングダイオードは一般的に逆漏れ電流が大きく、また、温度上昇による漏れ電流が増大する特性がある。従って点灯装置として器具に装着し継続使用して温度が高くなった状態で放電灯が外されて無負荷状態になったときに、電源１が印加されたままでは、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ１の漏れ電流→コンデンサＣ１の経路でコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ１の電圧が双方向サイリスタＳＳのブレークオーバー電圧に達すると双方向サイリスタＳＳがブレークオーバーして、スイッチングトランジスタＱ１ｂのベース端子にＯＮのトリガを掛ける。

このとき、インバータ回路は無負荷で発振するため発振周波数は高い周波数で発振し、また無負荷時の負荷経路にコンデンサとトランスの直列共振回路があると、直列共振回路にダンピング抵抗成分がほとんどないために共振のＱが高くなり、コンデンサ、トランスには高電圧が発生する恐れがあり、回路部品の故障を引き起こす恐れがあった。

商用電源を直流に変換する電源回路と、前記電源回路の低電位側にスイッチング素子のソース端子が接続され、放電灯に流れる負荷電流を帰還して前記スイッチング素子のゲート端子に電圧を供給し、前記スイッチング素子をオン／オフさせて発振するインバータ回路と、前記インバータ回路に接続する放電灯の少なくとも一方のフィラメントを介して接続されるコンデンサと、前記コンデンサと前記スイッチング素子のゲートの経路に接続され、前記インバータ回路を起動する基準電圧を設定する基準電圧設定手段とを備え、前記インバータ回路の発振周波数より速くスイッチングする第１のダイオードと、高温時の漏れ電流が前記第１のダイオードの常温時の漏れ電流とほぼ同等の第２のダイオードとを同極性方向に直列接続して前記コンデンサと前記スイッチング素子のドレインの経路に接続する。

通常点灯した後放電灯９を外して再度電源を投入するなど、ダイオードＤ２、Ｄ３１の温度が高いときに電源を入れても、起動用コンデンサＣ１への充電電流をダイオードＤ１、Ｄ３２が遮断するので、インバータ回路８を起動させることがなく、無負荷発振などによってかかる部品ストレスを抑制でき、構成部品の長寿命化が図れる。

実施の形態１．
図１は本実施の形態１を示す回路ブロック図である。
図１の回路ブロックについて説明をする。
商用電源１が印加されるとノイズフィルタ２を介して全波整流回路３に供給されて全波整流され、この全波整流された電圧は昇圧チョッパ形アクティブフィルタ４に供給されて、昇圧チョッパ形アクティブフィルタ４で設定された電圧値まで昇圧して平滑コンデンサＣ４１に直流電圧が充電される電源回路５を備えている。この平滑コンデンサＣ４１に充電される直流電圧は平滑されて点灯回路６に供給される。なお、この電源回路５は昇圧チョッパ形アクティブフィルタを用いて直流電圧を生成しているが、これに限定されることがなく、全波整流した電圧をコンデンサで平滑するコンデンサインプット型としてもよい。

点灯回路６は起動回路７及びインバータ回路８を備えており、点灯回路６に直流電圧が供給されると起動回路７がインバータ回路８の発振を開始させ、インバータ回路８は供給される直流を高周波電源に変換して負荷である放電灯９に出力して、放電灯９を高周波点灯させる。

次にインバータ回路８の構成について説明する。
電源回路５から供給される直流電圧の高電位側にＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン端子が接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のソース端子にＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレイン端子、チョークコイルＴ０１が接続され、チョークコイルＴ０１の他方の端子から負荷である放電灯９のフィラメントｆ１に接続している。ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のソース端子は電源回路５の低電位側に接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２を交互にスイッチングさせて負荷である放電灯９へ高周波電源を供給する。

放電灯９の他方のフィラメントｆ２にカップリングコンデンサＣ４が接続され、このカップリングコンデンサＣ４の他方の端子はＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のソース端子に接続されている。

チョークコイルＴ０１と放電灯９のフィラメントｆ１の接続点と、放電灯９のフィラメントｆ２とカップリングコンデンサＣ４の接続点との間にコンデンサＣ５２が接続されている。このコンデンサＣ５２は負荷である放電灯９に流れるリップル電流を抑制して放電灯９が出力する光の変動率を抑制するものである。

カップリングコンデンサＣ４の両端にダイオードＤ４を接続し、ダイオードＤ４のカソード側を放電灯９のフィラメントｆ２とカップリングコンデンサＣ４の接続点に接続して、ダイオードＤ４のカソード側とＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン端子の間に、同一極性方向に直列接続したダイオードＤ３１とダイオードＤ３２を接続して、ダイオードＤ３１のカソード側をＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン端子に接続して電圧帰還回路１１を構成している。

この電圧帰還回路１１は、負荷である放電灯９にかかる管電圧を電源回路５に帰還させ負荷電圧を直流電圧値以下に抑制するようにしている。放電灯９が寿命末期時などに発生する電圧を抑制して、負荷電力が著しく上昇するのを防止している。

ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン−ソース間と並列に抵抗Ｒ７を接続し、フィラメントｆ１のチョークコイルＴ０１と接続する端子とは異なる他端と、フィラメントｆ２のカップリングコンデンサＣ４と接続する端子とは異なる他端と抵抗Ｒ８及び始動用コンデンサＣ５１を接続する。

電源回路５から点灯回路６に直流電圧が供給されると、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ１→抵抗Ｒ８→フィラメントｆ２の経路で後述する起動回路７に電流が流れる。

また、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２をスイッチングさせて放電灯９を点灯するが、放電灯９が点灯するまでは、チョークコイルＴ０１と始動用コンデンサＣ５１を共振させて放電灯に高い管電圧をかけて放電灯を放電開始させている。

次にＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２をそれぞれオン／オフ制御するドライバ回路１０について説明する。
チョークコイルＴ０１には、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２を備えており、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２は一次巻線と同極性とするように巻かれている。

帰還巻線Ｔ０１−１の巻き始め側の端子は、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のソース端子とＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレイン端子の中点に接続され、帰還巻線Ｔ０１−１の他方の端子はゲート抵抗Ｒ３を介してＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のゲート端子に接続する。

ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のゲート−ソース間に、アノード側同士を接続したツェナーダイオードＤＺ２、ＤＺ３を備えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のゲート−ソース間の耐電圧を超える電圧がかかるのを防止している。

また、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のゲート−ソース間に直列接続した抵抗Ｒ５、コンデンサＣ２を備えて、帰還巻線Ｔ０１−１の電圧から抵抗Ｒ５、コンデンサＣ２の時定数及びゲートにかかる電圧によってＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のスイッチングを制御している。

帰還巻線Ｔ０１−２の巻き始め側の端子は、ゲート抵抗Ｒ４を介してＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート端子に接続され、帰還巻線Ｔ０１−２の他方の端子はＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のソース端子に接続する。

ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間に、アノード側同士を接続したツェナーダイオードＤＺ４、ＤＺ５を備えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間の耐電圧を超える電圧がかかるのを防止している。

また、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間に直列接続した抵抗Ｒ６、コンデンサＣ３を備えて、帰還巻線Ｔ０１−２の電圧から抵抗Ｒ６、コンデンサＣ３の時定数及びゲートにかかる電圧によってＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のスイッチングを制御している。

なお、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２は一次巻線と同極性巻きにしてＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２を交互にスイッチングする例を記載したが、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２を一次巻線と逆極性あるいは帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２の極性を互いに逆極性としてもよく、要するにＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２を交互にスイッチングするドライバ回路１０を構成すればよい。

次に起動回路７の構成について説明する。
ツェナーダイオードＤＺ１のカソードはフィラメントｆ２とカップリングコンデンサＣ４の中点に接続され、ツェナーダイオードＤＺ１のアノードは抵抗Ｒ１に接続され、この抵抗Ｒ１の他端は、起動用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２、トリガダイオードＴＤ１に接続されている。起動用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２の他端は、電源回路５の低電位側に接続されている。

トリガダイオードＴＤ１の他端は、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート端子に接続されており、起動用コンデンサＣ１の電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えるとＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間に電流が流れて、起動用コンデンサＣ１は放電する。

一般整流ダイオードからなるダイオードＤ１と高速スイッチングダイオードからなるダイオードＤ２を同極性に直列接続して、ダイオードＤ１のアノードを抵抗Ｒ１と起動用コンデンサＣ１の中点に、ダイオードＤ２のカソードをＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のソース端子とＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレイン端子の中点に接続して、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２がオンすると、ダイオードＤ１→ダイオードＤ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレイン−ソース間の経路で起動用コンデンサＣ１の電荷を放電する。

次にインバータ回路８の起動及び放電灯９の点灯動作の説明をする。
点灯回路６に供給される電流は、インバータ回路８の抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→放電灯９のフィラメントｆ１→抵抗８→放電灯９のフィラメントｆ２→カップリングコンデンサＣ４の経路で流れ、カップリングコンデンサＣ４を充電するとともに、点灯回路６に備えられた起動回路に抵抗７→チョークコイルＴ０１→放電灯９のフィラメントｆ１→抵抗８→放電灯９のフィラメントｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路で電流が流れて、起動用コンデンサＣ１の充電が開始される。

起動用コンデンサＣ１の充電電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えると、トリガダイオードＴＤ１がブレークオーバーしてインバータ回路８に備えられたＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間を通して起動用コンデンサＣ１の放電が開始され、このＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間に流れるエネルギーによって、インバータ回路８の発振が開始される。

ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間に電圧がかかるとＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２がオンし、カップリングコンデンサＣ４に充電された電荷は、フィラメントｆ２→抵抗Ｒ８→フィラメントｆ１→チョークコイルＴ０１→ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレイン−ソース間の経路で電流が流れ、放電する。

このとき、チョークコイルＴ０１に巻かれた２本の帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２にそれぞれ電圧が発生し、帰還巻線Ｔ０１−１には正の電圧、帰還巻線Ｔ０１−２には負の電圧が発生する。帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２はそれぞれゲート抵抗Ｒ３、Ｒ４を介してＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２のゲート端子に接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１をオン、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２をオフさせる。

ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１がオンすると、電源回路５からＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン−ソース間→チョークコイルＴ０１→放電灯９のフィラメントｆ１→抵抗Ｒ８及び始動用コンデンサＣ５１→放電灯９のフィラメントｆ２→カップリングコンデンサＣ４の経路で電流が流れる。このとき、チョークコイルＴ０１に流れる電流の方向が変わるので、チョークコイルＴ０１の帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２に発生する電圧の極性が変わり、帰還巻線Ｔ０１−１には負の電圧が発生し、帰還巻線Ｔ０１−２には正の電圧が発生して、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１をオフ、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２をオンさせる。このチョークコイルＴ０１の帰還電流によってインバータ回路８の発振が継続され、放電灯９が点灯するまでの期間はチョークコイルＴ０１−始動用コンデンサＣ５１が共振して放電灯９の両端に共振電圧がかかり、この共振電圧が放電灯９の放電開始電圧を超えると放電を開始する。放電灯９が放電すると共振状態が変化して、チョークコイルＴ０１−始動用コンデンサＣ５１の共振は弱まる。

なお、放電灯９が寿命末期時などは放電が行われずにチョークコイルＴ０１−始動用コンデンサＣ５１の共振が継続して高い共振電圧が発生するが、予め設定される時間よりも継続する場合など異常を検出し、インバータの発振を停止させてインバータ回路８を構成する回路素子などを保護する保護回路（図示しない）を備えている。

放電灯９が放電を開始すると、電源回路５から電力をＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン側に供給し、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１→チョークコイルＴ０１→放電灯９→コンデンサＣ４の経路で電流が流れる。このとき、チョークコイルＴ０１に流れる電流に応じて、帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２に二次電圧が発生してＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１をオフ、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２をオンにして、カップリングコンデンサＣ４に充電された電荷は、放電灯９→チョークコイルＴ０１→ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２の経路で電流が流れ、放電する。

従って、前記の経路でカップリングコンデンサＣ４の電荷が放電中は帰還巻線Ｔ０１−２の発生電圧はＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２をオンする極性に、カップリングコンデンサＣ４の電荷が放電を完了すると逆起電力が発生し、Ｔ０１−１の発生電圧がＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１をオンする方向に、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２をオフする方向の極性に電圧を発生する。ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１がオンすると電源からＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１→チョークコイルＴ０１→放電灯９のフィラメントｆ１→コンデンサＣ５→放電灯９のフィラメントｆ２→カップリングコンデンサＣ４の経路でカップリングコンデンサＣ４を充電する。

このようにチョークコイルＴ０１に流れる電流を帰還する帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２の巻線電圧の作用でＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２は交互にオン／オフし発振を継続する。ツェナーダイオードＤＺ２〜ＤＺ５はＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２のゲート端子ヘ印加する電圧を制限するものであり、抵抗Ｒ５、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ６、コンデンサＣ３はインバータ回路８の発振周波数を制御するものである。

また、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン端子とＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のソース端子間に高速スイッチングダイオードからなるダイオードＤ３１、一般整流ダイオードからなるダイオードＤ３２、高速スイッチングダイオードからなるダイオードＤ４の順に極性を同極性方向に直列接続して備え、ダイオードＤ３１のカソードをＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン端子に、ダイオードＤ４のアノード端子をＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のソース端子に接続し、ダイオードＤ３１とダイオードＤ４の中点にカップリングコンデンサＣ４とフィラメントｆ２の中点を接続して、電源帰還回路１１を構成する。この電源帰還回路１１は、カップリングコンデンサＣ４に発生する電圧が電源回路５の高電位側の電圧を超えるときはダイオードＤ３１、Ｄ３２を介して電源回路５に帰還し、カップリングコンデンサＣ４に発生する電圧が電源回路５の低電位側の電圧を下回るときはダイオードＤ４を介して電源回路５に帰還するものである。そのため、インバータ回路の発振周波数より高速にスイッチングする高速スイッチングダイオードをダイオードＤ３１、Ｄ４に用いて、インバータ回路８が発振している時にダイオードＤ３１、Ｄ４を介して電源帰還回路１１に逆電流が流れないようにしている。

このようにカップリングコンデンサＣ４に発生する過大な電圧を電圧帰還回路１１で帰還して放電灯９の管電圧を抑制するとともに、ランプ寿命末期時などでも電力が著しく上がらない回路としている。

次に放電灯９が点灯しているときの起動回路７の動作について説明する。
インバータ回路８が発振しているとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１がオン（ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２はオフ）すると直流電圧はＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１のドレイン−ソース間→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ１→放電灯９、抵抗Ｒ８、始動用コンデンサＣ５１→フィラメントｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路で起動用コンデンサＣ１を充電する。この起動用コンデンサＣ１は、カップリングコンデンサＣ４にかかる電圧からツェナーダイオードＤＺ１で降圧した電圧を抵抗Ｒ１と起動用コンデンサＣ１の時定数をもって充電される。ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２は数十ｋＨｚの周波数でスイッチングしているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１がオンしている時間は起動用コンデンサＣ１の充電電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧に達する時間より短い。

ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２がオン（ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１はオフ）すると、起動用コンデンサＣ１に充電された電荷は、ダイオードＤ１→ダイオードＤ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレイン−ソース間の経路で放電される。ここで、インバータ回路の発振周波数より高速にスイッチングする高速スイッチングダイオード（例えば逆回復時間が０．４μｓ以下のスイッチングダイオードなど）をダイオードＤ２に用いて、インバータ回路８が発振している時にダイオードＤ２を介して起動回路５に逆電流が流れないようにしている。

したがって、インバータ回路８の起動開始後は、起動用コンデンサＣ１の電荷はダイオードＤ１→ダイオードＤ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレイン−ソース間を経由して放電され、インバータ回路が発振している間、起動用コンデンサＣ１の電圧をトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧より低い電圧値に抑制するのでトリガダイオードＴＤ１がブレークオーバーすることがなく、起動回路７はチョークコイルＴ０１の帰還電圧へ影響を与えないので、インバータ回路８の発振に影響を及ぼさない。

次に放電灯９が外されているなど無負荷状態のときの起動回路７の動作について説明する。
放電灯点灯装置、特に起動回路７を構成する回路部品が常温（２５℃）のとき、インバータ回路８から放電灯９が外されたときなどに商用電源１を入れると、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ１→抵抗Ｒ８→フィラメントｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路１と称する。）から放電灯９が外されるので、起動用コンデンサＣ１への充電経路が遮断され充電されない。

次に、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路２と称する。）ではダイオードＤ２のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。

次に、ダイオードＤ３１→ダイオードＤ３２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路３と称する。）では、ダイオードＤ３１のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。

ここで、点灯した直後など回路部品が高温（例えば１００℃）になっているとき、それぞれの回路部品の温度特性による起動回路５の動作を考察する。

経路１〜経路３に用いられている回路部品は、抵抗、コンデンサ、ツェナーダイオード、ダイオードの４種類の部品である。

抵抗の温度特性は、常温時（２５℃）と高温時（１００℃）の抵抗値の変化率は、抵抗値によって異なるものの、変化率が大きいものでも約２％以下である。

次にコンデンサの温度特性は、常温時（２５℃）と高温時（１００℃）のインピーダンスの変化率は、コンデンサの容量によって異なるものの、変化率が大きいものでも１５００ｐｐｍ以下である。

次に、ツェナーダイオードの温度特性は、ツェナーダイオードは負の温度係数を持つトンネル効果と、正の温度係数持つアバランシェ効果を持っており、ツェナー電圧が５Ｖ付近のツェナーダイオードではアバランシェ効果とトンネル効果のバランスがとれて温度による影響がほとんどなくなるが、ツェナー電圧が高くなるとアバランシェ効果よりもトンネル効果の影響が大きくなりツェナー電圧が下がる。

次に、ダイオードの温度特性は、温度が上昇すると漏れ電流が増加する傾向があるが、材料による漏れ電流よりも接合表面の漏れ電流の占める割合が大きい場合は、温度によって大きく変化しない。

また、ダイオードは高速スイッチングダイオード（例えばショットキーバリアダイオードなど）と一般整流ダイオードがあり、高速スイッチングダイオードは逆回復時間が短いことから高速動作に向いているものの漏れ電流が多い特性があり、特にダイオードの温度が上昇すると逆電流の増加が顕著になる。

例えば高速スイッチングダイオードＥＲＡ２２−０６（富士電機製）の電気特性は、逆電圧に対する耐電圧は６００Ｖ、順方向電流の定格最大電流Ｉｍａｘ＝０．５Ａであり、逆回復時間Ｔｒ＝０．４μｓ、逆電流ＩＲ＝１０μＡｍａｘ（２５℃）である。図３に高速スイッチングダイオードＥＲＡ２２−０６（富士電機製）の温度による逆電流の特性図を示しているが、この図によると、ダイオードの温度が２５℃のときの漏れ電流は０．２５μＡであるのに対して、１００℃でのときの漏れ電流は約１２０倍の３０μＡとなる特性を示している。

一方、一般整流ダイオードは、高速動作に向いていないものの漏れ電流（逆電流）が少ない特性があり、ダイオードの温度が上昇しても高速スイッチングダイオードの漏れ電流（逆電流）よりも低く、また一般整流ダイオードは逆回復時間が規定されていないほどの低速であり、高速スイッチングダイオードに比較して非常に低速である。

例えば一般整流ダイオードＥＲＡ１５−０６（富士電機製）の電気特性は、逆電流Ｉｒ＝１０μＡｍａｘ（２５℃）で規定されている。図３に一般整流ダイオードＥＲＡ１５−０６（富士電機製）の温度による逆電流の特性図を示しているが、この図によると、１００℃のときの漏れ電流は０．４μＡ（１００℃）となる特性を示している。

したがって一般整流ダイオードが高温（例えば１００℃）のときの漏れ電流は、高速スイッチングダイオードが常温（例えば２５℃）のときの漏れ電流との差が少ない。

次に、放電灯点灯装置、特に起動回路７を構成する回路部品が高温時に放電灯９が外される場合の無負荷状態、例えば長時間点灯している放電灯９を消灯した直後に放電灯９を外して商用電源１をオンにしたときなどの起動回路７の動作について説明する。

上記経路１は、放電灯９のフィラメントｆ１、ｆ２を介して起動用コンデンサＣ１を充電するが、インバータ回路８から放電灯９が外されているので、起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断されている。したがって、抵抗Ｒ１、Ｒ７、Ｒ８、チョークコイルＴ０１、ツェナーダイオードＤＺ１の温度特性によってインピーダンスなどが変化してもこの経路１によって起動用コンデンサＣ１が充電されることはない。

次に上記経路２は、抵抗Ｒ７の高温時のインピーダンスの変化率は約２％以下であるので、ほとんど影響がないが、ダイオードＤ２の漏れ電流は温度上昇に伴って増加する。

しかしながら、ダイオードＤ１の漏れ電流は温度上昇してもダイオードＤ２の常温時（２５℃）の漏れ電流とほぼ同等である。

したがって、ダイオードＤ２の温度特性によって漏れ電流が増加してもダイオードＤ１の漏れ電流が少ないので、この経路２を介して起動用コンデンサＣ１に流れる電流はダイオードＤ１の漏れ電流までに制限され、起動用コンデンサＣ１の充電を抑制することができる。

特に放電灯９を点灯しているときの放電灯点灯回路を構成する部品の温度は、スイッチングロスなどによる自己発熱、または自己発熱する部品の影響による熱によって上昇する。例えば、放電灯点灯装置を照明器具内に収容して放電灯を点灯しているとき、部品温度は約８０℃〜９０℃になる。したがって、ダイオードＤ１の部品温度が約８０℃〜９０℃のとき、ダイオードＤ２が常温（２５℃）のときの漏れ電流よりも少ないダイオードＤ１を選定するとよい。

次に上記経路３は、ツェナーダイオードＤＺ１は温度が上昇するとツェナー電圧が下がり、またダイオードＤ３１は温度が上昇すると漏れ電流が増加する。しかしながら、ダイオードＤ３２の漏れ電流は温度上昇してもダイオードＤ３１の常温時（２５℃）の漏れ電流とほぼ同等である。

したがって、ツェナーダイオードＤＺ１のツェナー電圧が下がり、ダイオードＤ３１の漏れ電流が増加してもダイオードＤ３２の漏れ電流が少ないので、この経路３を介して起動用コンデンサＣ１に流れる電流はダイオードＤ１の漏れ電流までに制限され、起動用コンデンサＣ１の充電を抑制することができる。

上記経路１〜経路３によって、通常点灯した後放電灯９を外して再度電源を投入するなど、高温時の漏れ電流が多いダイオードＤ２、Ｄ３１の温度が高いときに電源を入れても、起動用コンデンサＣ１への充電電流を高温時の漏れ電流の少ないダイオードＤ１、Ｄ３２が遮断するので、インバータ回路８を起動させることがなく、無負荷発振などによってかかる部品ストレスを抑制でき、各部品の長寿命化が図れる。

また、ダイオードＤ２、Ｄ３１の温度特性による漏れ電流の影響を抑えることができるので、起動回路７の設計が容易になる。

さらに、起動用コンデンサＣ１と並列に抵抗Ｒ２を備えている。この抵抗Ｒ２は、高速スイッチングダイオードＤ１の高温時の漏れ電流に対して起動用コンデンサＣ１の端子電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧に達しないように設定してある。

例えばダイオードＤ２の漏れ電流ｉ、抵抗Ｒ２の抵抗値Ｒｉ、起動用コンデンサＣ１のコンデンサ容量Ｃｉとすると発生する電圧Ｖｉは
Ｖｉ＝ｉ・（Ｒｉ＋１／ωＣｉ） … （１）
となり、
トリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧Ｖｂ、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲートをオンにするのに必要なオン電圧Ｖｇとすると、
Ｖｉ＜Ｖｂ＋Ｖｇ … （２）
となり、したがって
Ｒｉ＜（Ｖｂ＋Ｖｇ）／ｉ−１／ωＣｉ … （３）
とするように抵抗値Ｒ２を適宜設定する。このように設定することで、ダイオードＤ１が短絡故障などをした際もダイオードＤ２の漏れ電流によって充電される起動用コンデンサＣ１の端子電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えることがなく、より信頼性が向上する。

なお、インバータに供給する電源電圧の変動が少なく、ランプ電圧＜＜インバータ電源電圧の場合、例えば電源回路５から供給される直流電圧が放電灯の管電圧よりも２倍以上大きい場合などは放電灯９の光出力の変動が少ないので、コンデンサＣ５２を放電灯９と並列に接続しなくてもよいが、この放電灯点灯装置においても、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２の中点から放電灯９の出力端子までの回路基板の分布容量及び出力端子から放電灯に接続する電線、コネクタの分布容量などの影響がある。この分布容量はインバータ回路８に放電灯９が接続されていない無負荷時にコンデンサＣ５２と同様の作用することがある。

この場合、インバータ回路８が起動すると上記分布容量の影響によってインバータ回路８の発振が継続するため各部品にストレスをかける恐れがあるが、ダイオードＤ２及びＤ３１とダイオードＤ１及びＤ３２をそれぞれ直列接続して起動用コンデンサＣ１に流れる電流を抑制しているので、ダイオードＤ２、Ｄ３１が高温のときもダイオードＤ２、Ｄ３１の漏れ電流によって起動用コンデンサＣ１の充電電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えることがなく、インバータ回路８が起動することがない。

また、この実施の形態はチョークコイルＴ０１に帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２を設けてチョークコイルＴ０１に流れる電流をＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２に帰還させて発振制御をするようにしたが、図４に示すように、チョークコイルＴ０１とは別にインバータ回路８を発振制御させるカレントトランスＴ０２を設けてもよい。この場合、カレントトランスＴ０２に巻線する帰還巻線Ｔ０２−１、Ｔ０２−２を備えて、帰還巻線Ｔ０２−１、Ｔ０２−２に発生する電圧をＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２に帰還してインバータ回路を発振させており、放電灯９を消灯させた直後など放電灯点灯装置を構成する回路部品が高温のとき、ダイオードＤ１、Ｄ３１によって起動用コンデンサＣ１に流れる電流が制限されるので、同様の効果がある。

また、この実施の形態はトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えるとインバータ回路に起動電圧をかけてインバータ回路を発振開始させるように構成したが、これに限らず例えばツェナーダイオードなどを用いて、起動用コンデンサＣ１の充電電圧がツェナーダイオードのツェナー電圧とＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のオン電圧からなる基準電圧を超えるときにＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間に電圧をかけてインバータ回路を発振開始させるように構成してもよい。

また、この実施の形態は、ダイオードＤ１、ダイオードＤ３２に一般整流ダイオード、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３１に高速スイッチングダイオードを用いたが、ダイオードＤ１、ダイオードＤ３２に高速スイッチングダイオード、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３１に一般整流ダイオードを用いるなど組み合わせを変えても良く、要するに高速にスイッチングするダイオードと漏れ電流が少ないダイオードが直列接続されていればよい。

実施の形態２．
本実施の形態は、実施の形態１の放電灯９を、直列に放電灯を２本接続して点灯するように構成したものである。

図５は、本実施の形態を示す図であり、実施の形態１と同様の動作は同符号を付し、説明を省略する。

図５の放電灯点灯装置は、電源回路５で直流電圧に変換され、この直流電圧を点灯装置５で高周波電源に変換して直列接続される放電灯９１、９２に供給して点灯する。

この放電灯９１のフィラメントｆ９１の一端はチョークコイルＴ０１に接続され、放電灯９１の他端部のフィラメントｆ９２の一端は、放電灯９２のフィラメントｆ９３の一端に接続されている。さらに、フィラメントｆ９１の他端とフィラメントｆ９２の他端の間に抵抗Ｒ８１が接続されている。

放電灯９２の他端はフィラメントｆ９４の一端はカップリングコンデンサＣ４に接続され、フィラメントｆ９３の他端とフィラメントｆ９４の他端は抵抗Ｒ８２が接続されている。また、フィラメントｆ９１の他端とフィラメントｆ９４の他端は始動用コンデンサＣ５１が接続されており、チョークコイルＴ０１と始動用コンデンサＣ５１の共振によって放電灯９１、９２を点灯開始させるための電圧を発生させるものである。

チョークコイルＴ０１には、実施の形態１と同様にインバータ回路８に帰還する帰還巻線Ｔ０１−１、Ｔ０１−２を備えており、さらにフィラメントｆ９２、ｆ９３を予熱するための二次巻線Ｔ０１−３を備えている。この二次巻線Ｔ０１−３はコンデンサＣ５３と直列接続して、フィラメントｆ９２の他端部とフィラメントｆ９３の他端部間に接続されている。

フィラメントｆ９２の他端部とフィラメントｆ９３の他端部に接続されるコンデンサＣ５３と二次巻線Ｔ０１−３は放電灯９１、９２が放電するまでフィラメントｆ９２とフィラメントｆ９３を予熱して放電灯９１、９２の放電をし易くするとともに、フィラメントｆ９２、ｆ９３に塗布されているエミッタ物質を放電開始時に飛散し難くするものである。

次に起動回路について説明する。
起動回路に備えた起動用コンデンサＣ１は抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ９１→抵抗Ｒ８１→フィラメントｆ９２→フィラメントｆ９３→抵抗Ｒ８２→フィラメントｆ９４→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路で充電され、この起動用コンデンサＣ１を充電電圧がトリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧を超えると、トリガダイオードＴＤ１がブレークオーバーしてＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間を介して起動用コンデンサＣ１の電荷を放電する。

次に放電灯９１、９２の何れかが外されているなど無負荷状態のときの起動回路７の動作について説明する。
放電灯点灯装置、特に起動回路７を構成する回路部品が常温（２５℃）のとき、インバータ回路８から放電灯９が外されたときなどに商用電源を入れると、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ９１→抵抗Ｒ８１→フィラメントｆ９２→フィラメントｆ９３→抵抗Ｒ８２→フィラメントｆ９４→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路１１と称する。）から放電灯９１または放電灯９２が外されるので、起動用コンデンサＣ１への充電経路が遮断され充電されない。

つまり放電灯９１、９２の何れかがインバータ回路から外されるなど、フィラメントｆ９１〜ｆ９４が１ヶ所でも接続されていない無負荷状態では起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断されるため起動用コンデンサＣ１が充電されることはない。

次に、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路１２と称する。）ではダイオードＤ２のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。

次に、ダイオードＤ３１→ダイオードＤ３２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路１３と称する。）では、ダイオードＤ３１のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。

ここで、点灯した直後など回路部品が高温（例えば１００℃）になっているとき、それぞれの回路部品の温度特性による起動回路７の動作を考察する。

経路１１〜経路１３に用いられている回路部品は、抵抗、コンデンサ、ツェナーダイオード、ダイオードの４種類の部品であり、それぞれの常温時（２５℃）と高温時（１００℃）の温度特性は実施の形態１と同様である。

従って、経路１１〜経路１３における高温時の起動回路７の動作は実施の形態１の経路１〜経路３と同様に、経路１１ではフィラメントｆ９１〜ｆ９４のいずれかが接続されていないので起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断され、経路１２、経路１３ではダイオードＤ１、Ｄ３２の漏れ電流によって電流制限されるので起動用コンデンサＣ１の充電電流が抑制されて、トリガダイオードＴＤ１のブレークオーバー電圧まで起動用コンデンサＣ１が充電されることがない。

実施の形態３．
本実施の形態は、実施の形態１のトリガダイオードＴＤ１をツェナーダイオードにして、さらに放電灯９を並列に２本接続して点灯するように構成したものである。

図６は本実施の形態を示す図であり、実施の形態１と同様の動作は同符号を付し、説明を省略する。

図６の放電灯点灯装置は、電源回路５で直流電圧に変換され、この直流電圧をインバータ回路８で高周波電源に変換してバランサコイルＴ０３を介して並列接続される放電灯９、９に供給して点灯する。

このバランサコイルＴ０３はインバータ回路８から放電灯９、９に供給される電力がそれぞれの放電灯９の定格となるようにバランスするもので、放電灯９、９の定格電力が同じときは、バランサコイルＴ０３の巻き数が略同一となる中点にチョークコイルＴ０１の出力線を接続する。なお、いずれかの放電灯９の定格電力が他方の放電灯９の定格電力よりも低いときなどは、バランサコイルＴ０３と定格電力の低い放電灯９の接続側の巻き数が、定格電力の高い放電灯９の接続側の巻き数よりも多くなる中点にチョークコイルＴ０１の出力線を接続すると、それぞれの放電灯９の定格電力となるように電力が供給されるのでより望ましい。

放電灯９、９のフィラメントｆ１、ｆ１はバランサコイルＴ０３の両端部に接続され、放電灯９、９の他端のフィラメントｆ２、ｆ２はカップリングコンデンサＣ４に接続されている。フィラメントｆ１、ｆ１の他端部とフィラメントｆ２、ｆ２の他端部間には抵抗Ｒ８、Ｒ８と始動用コンデンサＣ５１、Ｃ５１が接続されている。

起動回路７はツェナーダイオードＤＺ１のアノードに抵抗Ｒ１が接続され、抵抗Ｒ１の他端部と電源回路５の低電位側の間に起動用コンデンサＣ１が接続されている。

抵抗Ｒ１と起動用コンデンサＣ１の中点にツェナーダイオードＤＺ６のカソードが接続され、アノードがＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート端子に接続されており、起動用コンデンサＣ１の電圧が、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート電圧とツェナーダイオードＤＺ６のツェナー電圧からなる基準電圧を超えると、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート−ソース間を介して起動用コンデンサＣ１の電荷が放電されるとともに、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のドレイン−ソース間に電流が流れて、インバータ回路８を発振開始させる。

なお、ツェナーダイオードＤＺ６を用いることなく、たとえば実施の形態１と同様にトリガダイオードＴＤ１などを用いてインバータ回路８を発振開始させる基準電圧を設定してもよいことは明らかである。

インバータ回路８に並列に放電灯９、９が接続されており、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→バランサコイルＴ０３→フィラメントｆ１、ｆ１→抵抗Ｒ８、Ｒ８→フィラメントｆ２、ｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の２つの放電灯９、９を介する経路で始動用コンデンサＣ１を充電する。

従って、放電灯９、９の少なくとも一方が接続されていれば、起動用コンデンサＣ１の充電経路が構成され、放電灯が１灯の場合の間引き点灯が可能にしている。

次に放電灯９、９の２灯とも外されているなど無負荷状態のときの起動回路７の動作について説明する。
放電灯点灯装置、特に起動回路７を構成する回路部品が常温（２５℃）のとき、インバータ回路８から放電灯９が外されたときなどに商用電源を入れると、抵抗Ｒ７→チョークコイルＴ０１→フィラメントｆ１→抵抗Ｒ８→フィラメントｆ２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路２１と称する。）から放電灯９、９が外されるので、起動用コンデンサＣ１への充電経路が遮断され充電されない。

つまり放電灯９、９の両方がインバータ回路８から外されるなど、フィラメントｆ１、ｆ１、ｆ２、ｆ２が接続されていない無負荷状態では起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断されるため起動用コンデンサＣ１が充電されることはない。

次に、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路２２と称する。）では高速スイッチングダイオードＤ１のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。

次に、ダイオードＤ３１→ダイオードＤ３２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路（以下経路２３と称する。）では、ダイオードＤ３１のカソードが電源回路５の高電位側に接続されているので、起動用コンデンサＣ１は充電されない。

ここで、点灯した直後など回路部品が高温（例えば１００℃）になっているとき、それぞれの回路部品の温度特性による起動回路７の動作を考察する。

経路２１〜経路２３に用いられている回路部品は、抵抗、コンデンサ、ツェナーダイオード、ダイオードの４種類の部品であり、それぞれの常温時（２５℃）と高温時（１００℃）の温度特性は実施の形態１と同様である。

従って、経路２１〜経路２３における高温時の起動回路７の動作は実施の形態１の経路１〜経路３と同様に、経路２１ではフィラメントｆ１、ｆ１とフィラメントｆ２、ｆ２が接続されていないので起動用コンデンサＣ１の充電経路が遮断されるので、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート電圧とツェナーダイオードＤＺ６のツェナー電圧からなる基準電圧まで起動用コンデンサＣ１が充電されることがない。

また、経路２２では漏れ電流の少ないダイオードＤ１と漏れ電流の多いダイオードＤ２を同極性方向にして直列接続しているので、抵抗Ｒ７→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→起動用コンデンサＣ１の経路ではダイオードＤ１の漏れ電流によって電流制限され、放電灯９、９の両方がインバータ回路８から外されているとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート電圧とツェナーダイオードＤＺ６のツェナー電圧からなる基準電圧まで起動用コンデンサＣ１が充電されることがない。

また、経路２３では漏れ電流の多いダイオードＤ３１と漏れ電流の少ないダイオードＤ３２を同極性方向にして直列接続しているので、ダイオードＤ３１→ダイオードＤ３２→ツェナーダイオードＤＺ１→抵抗Ｒ１→起動用コンデンサＣ１の経路ではダイオードＤ３２の漏れ電流によって電流制限され、放電灯９、９の両方がインバータ回路８から外されているとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート電圧とツェナーダイオードＤＺ６のツェナー電圧からなる基準電圧まで起動用コンデンサＣ１が充電されることがない。

放電灯点灯装置のインバータ回路を起動させるための起動回路に関するものである。

実施の形態１を示す回路図である。 高速スイッチングダイオードの漏れ電流と温度の特性を示す一例である。 一般整流ダイオードの漏れ電流と温度の特性を示す一例である。 実施の形態１を示す他の回路図である。 実施の形態２を示す回路図である。 実施の形態３を示す回路図である。

符号の説明

１ 商用電源、２ ノイズフィルタ、３ 全波整流回路、４ 昇圧チョッパ形アクティブフィルタ、５ 電源回路、６ 点灯回路、７ 起動回路、８ インバータ回路、９、９１、９２ 放電灯、１０ ドライバ回路、１１ 電圧帰還回路、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ４、Ｄ３１、Ｄ３２ ダイオード、ＤＺ１〜ＤＺ６ ツェナーダイオード、Ｔ０１ チョークコイル、Ｔ０１−１、Ｔ０１−２、Ｔ０２−１、Ｔ０２−２ 帰還巻線、Ｔ０１−３ 二次巻線、Ｔ０２ カレントトランス、Ｔ０３ バランサコイル、Ｑ１、Ｑ２ ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗、ＴＤ１ トリガダイオード、Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ４１、Ｃ５１〜Ｃ５４ コンデンサ、ｆ１、ｆ２、ｆ９１、ｆ９２、ｆ９３、ｆ９４ フィラメント。

Claims (7)

1. 商用電源を直流に変換する電源回路と、
   前記電源回路からの電源で点灯する放電灯と、
   前記電源回路の低電位側に接続されるソース端子と、放電灯に流れる負荷電流を帰還して電圧が供給されるゲート端子とを有するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン／オフさせて発振するインバータ回路と、
   前記放電灯の少なくとも一方のフィラメントを介して前記電源回路との低電位側と前記インバータ回路との間に接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサと前記スイッチング素子のゲート端子の経路に接続され、前記インバータ回路が起動する基準電圧を設定する基準電圧設定手段と、
   前記コンデンサと前記スイッチング素子のドレイン端子の経路に同極性方向に直列接続される前記インバータ回路の発振周波数より速くスイッチングする第１のダイオード及び前記放電灯が点灯状態の部品温度よりも低くかつ常温時よりも高い時の漏れ電流が前記第１のダイオードの常温時の漏れ電流とほぼ同等の第２のダイオードとを備える放電灯点灯装置。
2. 前記コンデンサと前記電源回路の高電位側の経路に同極性方向に直列接続される第１のダイオードと第２のダイオードとを備える請求項１に記載の放電灯点灯装置。
3. 逆回復時間が０．４μＳ以下の第１のダイオードを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の放電灯点灯装置。
4. 部品温度が８０℃〜９０℃のとき前記第１のダイオードの常温時の漏れ電流よりも少ない第２のダイオードを備えることを特徴とする請求項１〜請求項３に記載の放電灯点灯装置。
5. 前記第１のダイオードはショットキーバリアダイオードからなる請求項１〜請求項４に記載の放電灯点灯装置。
6. 前記第２のダイオードは一般整流ダイオードからなる請求項１〜請求項５に記載の放電灯点灯装置
7. 前記基準電圧設定手段はトリガダイオードからなる請求項１〜請求項６に記載の放電灯点灯装置。

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