JP2006186800A - マルチキャリア伝送方法、送信方法及び受信方法と、その送信装置及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】送効率が高く、各々の変調シンボルの時間応答が有限で、各々の搬送波の変調スペクトルが集中されたマルチキャリア伝送方法。
【解決手段】シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し伝送するマルチキャリア伝送方法において、シンボルの時間間隔をＴ_sとし、複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、マルチキャリア信号の各シンボルの時間応答は有限でかつ２Ｔ_sより長く、時間領域で互いに重複して伝送される。マルチキャリア信号はベースバンドで複素信号として構成され、複素拡張重複変換に基づいて生成することができる。
【選択図】図７

Description

本発明は、複数の搬送波に送信データで変調を施した信号を多重伝送するマルチキャリア伝送方法に関するもので、特に変調シンボルを重複させて変調スペクトルを集中させたマルチキャリア伝送方法に関するものである。

従来のマルチキャリア伝送方法としては、以下に示すＯＦＤＭ／ＱＡＭ、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ及びＯＦＤＭ／ＭＳＫが知られている。特許文献１において、ＯＦＤＭ／ＱＡＭ及びＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは従来技術として詳細に述べられており、ＯＦＤＭ／ＭＳＫは特許文献１における新規技術として開示されている。

（ＯＦＤＭ／ＱＡＭ）
ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、一般的に直交周波数分割多重と呼ばれ、地上波ディジタルテレビジョン放送や無線ＬＡＮなど広く実用に供されている技術で、それらの原理は非特許文献１に記載されている。
ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、シンボル毎に複数の搬送波に複素ベクトル変調を施し、それらを多重して得られたＯＦＤＭ／ＱＡＭ信号を伝送する。シンボルの時間間隔をＴ_s、搬送波の周波数間隔をｆ_sとすると、ＯＦＤＭ／ＱＡＭ信号の一般式は数１のように表すことができる。

数１において、ｍはシンボル番号、ｋは搬送波の番号、ｔは時間を表す。ｄ_m,kは第ｍシンボルの第ｋ搬送波で伝送する送信データを表す複素ベクトルである。ｇ（ｔ−ｍＴ_s）は第ｍシンボルに対する窓関数で、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。例えば、窓関数ｇ（ｔ）は数２のように定義される。窓関数ｇ（ｔ）の一例を図２Ａに示す。

１つのシンボル期間はガード期間と有効シンボル期間からなる。数２において、Ｔ_gはガード期間長、Ｔ_uは有効シンボル期間長であり、Ｔ_s＝Ｔ_g＋Ｔ_uなる関係がある。
ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、有効シンボル期間長をＴ_uとすると、複数の搬送波の周波数間隔ｆ_sはｆ_s＝１／Ｔ_uとなる。従って、シンボル期間長をＴ_sとすると、複数の搬送波の周波数間隔ｆ_sはｆ_s＞１／Ｔ_sになる。ｆ_sＴ_s格子密度は１より小さい。
また、ＯＦＤＭ／ＱＡＭの受信処理では、ガード期間を含むシンボル期間のうち有効シンボル期間長Ｔ_uに相当する信号を切り出して復調する。このガード期間を有することで、マルチパスによる複数の到来波の時間差を許容して複数の搬送波間の直交性を保つことができる。

（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ）
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、複数の搬送波に振幅変調を施して周波数スペクトルが重複するように多重伝送する方法として非特許文献２に記述されている。
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、シンボル毎に複数の搬送波に振幅変調を施し、それらを多重して得られたＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号を伝送する。シンボルの時間間隔をＴ_s、搬送波の周波数間隔をｆ_sとすると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号の一般式は数３のように表すことができる。

数３において、ｍはシンボル番号、ｋは搬送波の番号、ｔは時間を表す。ｄ_m,kは第ｍシンボルの第ｋ搬送波で伝送する送信データを表す振幅値である。φ_m,kは数４で表される変調位相である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、互いに隣接するシンボル間、あるいは互いに隣接する搬送波間で変調する位相をπ／２ラジアン異ならせている。

数３において、ｇ（ｔ−ｍＴ_s）は第ｍシンボルに対する窓関数で、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。非特許文献３において、窓関数ｇ（ｔ）はナイキスト・ロールオフと定義されており、その周波数応答Ｇ（ｆ）の特徴は数５で表される。窓関数ｇ（ｔ）の一例を図３Ａに、その周波数応答Ｇ（ｆ）の絶対値を図３Ｂに示す。

ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、窓関数ｇ（ｔ）の時間応答は制約されず図３Ａのように長い時間応答を有し、複数の変調シンボルは互いに重複して伝送される。ただし、同一の搬送波において、奇数シンボル離れたシンボル間は変調位相によって、偶数シンボル離れたシンボル間はナイキストの原理によって直交性が保たれ相互に干渉を発生しない。
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、窓関数ｇ（ｔ）がナイキスト・ロールオフで与えられているため、図３Ｂのように各々の搬送波の変調スペクトルが±ｆ_sの範囲内に収まるように制約できる。
また、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは、シンボルの時間間隔をＴ_sとすると、搬送波の周波数間隔ｆ_sはｆ_s＝１／２Ｔ_sとなる。ｆ_sＴ_s格子密度は２である。

（ＯＦＤＭ／ＭＳＫ）
ＯＦＤＭ／ＭＳＫは、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおける窓関数ｇ（ｔ）が時間的に長い応答を持つ欠点を解決したものとして、特許文献１で開示されている。同じく、時間が制約された直交マルチキャリア変調として非特許文献３に記述されている。
ＯＦＤＭ／ＭＳＫでは、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと同様に、シンボル毎に複数の搬送波に振幅変調を施し、それらを多重して得られたＯＦＤＭ／ＭＳＫ信号を伝送する。シンボルの時間間隔をＴ_s、搬送波の周波数間隔をｆ_sとすると、ＯＦＤＭ／ＭＳＫ信号の一般式は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号と同様に、数６のように表すことができる。

数６において、ｍはシンボル番号、ｋは搬送波の番号、ｔは時間を表す。ｄ_m,kは第ｍシンボルの第ｋ搬送波で伝送する送信データを表す振幅値である。φ_m,kは数７で表される変調位相である。ＯＦＤＭ／ＭＳＫでは、互いに隣接するシンボル間、あるいは互いに隣接する搬送波間で変調する位相をπ／２ラジアン異ならせている。

数６において、ｇ（ｔ−ｍＴ_s）は第ｍシンボルに対する窓関数で、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。特許文献１において、窓関数ｇ（ｔ）は数８のように、２シンボル期間長（２Ｔ_s）に相当する有限の時間応答を維持する信号として定義されている。非特許文献３において、窓関数はコサイン・ロールオフ窓で定義されており、そのパラメータαを１とした場合は数８で示される窓関数と同じになる。窓関数ｇ（ｔ）の一例を図４Ａに示す。

ＯＦＤＭ／ＭＳＫでは、窓関数ｇ（ｔ）は２シンボル期間長（２Ｔ_s）に収まるように時間応答が制約されており、各々の変調シンボルは１シンボル期間長（Ｔ_s）ずつ重複して伝送される。
また、ＯＦＤＭ／ＭＳＫでは、シンボルの時間間隔をＴ_sとすると、搬送波の周波数間隔ｆ_sはｆ_s＝１／２Ｔ_sとなる。ｆ_sＴ_s格子密度は２である。
特表平１１−５１０６５３号公報（国際公開番号：ＷＯ９６／３５２７８） エス・ビー・ウエインスタイン アンド ポール・エム・エバート（Ｓ．Ｂ．Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ ａｎｄ Ｐａｕｌ Ｍ．Ｅｂｅｒｔ），"データ・トランスミッション・バイ・フリークエンシイ−ディビジョン・マルチプレクシング・ユージング・ザ・ディスクリート・フーリエ・トランスフォーム（Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｂｙ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）"，アイトリプルイー・トランス・オン・コミュニケーションズ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ），ｖｏｌ．ＣＯＭ−１９，ｐｐ．６２８−６３４，Ｏｃｔ．１９７１． バートン・アール・サルツベルク（Ｂｕｒｔｏｎ Ｒ．Ｓａｌｔｚｂｅｒｇ），"パフォーマンス・オブ・アン・エフィシエント・パラレル・データ・トランスミッション・システム（Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）"，アイトリプルイー・トランス・オン・コミュニケーションズ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ），ｖｏｌ．ＣＯＭ−１５，ｐｐ．８０５−８１１，Ｄｅｃ．１９６７． アール・リ アンド ジー・ステッテ（Ｒ．Ｌｉ ａｎｄ Ｇ．Ｓｔｅｔｔｅ），"タイムーリミテッド・オーソゴナル・マルチキャリア・モジュレーション・シーメス（Ｔｉｍｅ−Ｌｉｍｉｔｅｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅｓ）"，アイトリプルイー・トランス・オン・コミュニケーションズ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ），ｖｏｌ．４３，ｐｐ．１２６９−１２７２，Ｆｅｂ．／Ｍａｒ．／Ａｐｒ．１９９５． エッチ・エス・マルバー（Ｈ．Ｓ．Ｍａｌｖａｒ），"エクステンデッド・ラップド・トランスフォームズ：プロパティーズ，アプリケーションズ，アンド ファスト・アルゴリズム（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｌａｐｐｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ：Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ，Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ａｎｄ Ｆａｓｔ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ）"，アイトリプルイー・トランス・オン・シグナル・プロセシング（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ），ｖｏｌ．４０，ｐｐ．２７０３−２７１４，Ｎｏｖ．１９９２．

しかしながら、前記従来の構成では、それぞれ以下のような課題を有していた。
（ＯＦＤＭ／ＱＡＭ）
ＯＦＤＭ／ＱＡＭは以下の課題を有する。
第１に、マルチパスなどの影響による複数の到来波の時間差を許容するために、ガード期間を設けることが必要である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ及びＯＦＤＭ／ＭＳＫはｆ_sＴ_s格子密度が２で振幅変調すなわち１軸の変調が可能であるのに対して、ＯＦＤＭ／ＱＡＭはｆ_sＴ_sの格子密度が１より小さいにもかかわらず複素ベクトル変調すなわち２軸の変調しかできない。それゆえに、ＯＦＤＭ／ＱＡＭは伝送効率を低下させるか、もしくは、伝送に必要な帯域幅を拡大させ電力効率を低下させる。
第２に、送信時にガード期間を超えてシンボルを重複させないことと、窓関数が緩やかに設計できないため、各々の搬送波の変調スペクトルの減衰が緩やかである。
第３に、送信処理において、窓信号ｇ（ｔ）が図２Ａのように滑らかでない時間応答であるため、各々の搬送波の変調スペクトルが図２Ｂのように広い周波数範囲に波及する。
第４に、受信処理において、有効シンボル期間長Ｔ_uに相当する信号を切り出す際に滑らかでない有限の短い時間窓関数で切り出すために、受信した変調信号の時間的な変動によって大きな搬送波間干渉が生じる。

（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ）
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは以下の課題を有する。
第１に、窓関数ｇ（ｔ）が図３Ａのように時間的に長い応答を持つため、送信装置あるいは受信装置の回路規模が大きくなる。あるいは、窓関数を短い時間で打ち切った場合は、搬送波間及びシンボル間の直交性が損なわれて搬送波間及びシンボル間の干渉を生じる。
第２に、窓関数ｇ（ｔ）が図３Ａのように時間的に長い応答を持つため、多数のシンボルが重複して伝送されることになり、受信した変調信号の時間的な変動によって大きなシンボル間干渉が生じる。

（ＯＦＤＭ／ＭＳＫ）
ＯＦＤＭ／ＭＳＫは以下の課題を有する。
窓関数ｇ（ｔ）が図４Ａのように２シンボル期間長（２Ｔ_s）以内に制約されており、各々の搬送波の変調スペクトルは図４Ｂのように広い周波数範囲に波及する。２シンボル期間長の制約の下では、変調スペクトルを集中させることが困難である。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、伝送効率が高く、各々の変調シンボルの時間応答が有限で、各々の搬送波の変調スペクトルが集中され、受信した変調信号の時間的な変動によるシンボル間及び搬送波間の干渉が少なく、送信装置あるいは受信装置の回路規模を小さく構成でき、設計自由度が高いマルチキャリア変調方法を提供することを目的とする。

上記従来の課題を解決するために、本発明のマルチキャリア伝送方法は、シンボル期間長がＴ_s、複数の搬送波の周波数間隔ｆ_sがｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、シンボル毎に複数の搬送波に振幅変調を施して多重する。本構成によって、伝送効率を高くできる。
本発明のマルチキャリア伝送方法は、複素化した拡張重複変換（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｌａｐｐｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ）によって複数の搬送波を変調する。本構成によって、送信装置あるいは受信装置の回路規模を小さく構成することができる。また、本構成によって、設計自由度が高いマルチキャリア伝送方法を提供することができる。
本発明のマルチキャリア伝送方法は、各々の変調シンボルの時間応答が有限でかつ２シンボルを超え、シンボル毎に順次重畳して伝送する。本構成によって、各々の変調シンボルの時間応答が有限でかつ各々の搬送波の変調スペクトルを集中させることができる。
本発明のマルチキャリア伝送方法は、送信側において、ベースバンドで複数の搬送波に対して変調を行い、ベースバンドの変調信号を直交変調して送信する。本構成によって、送信装置の構成を簡単にすることができる。
本発明のマルチキャリア伝送方法は、受信側において、受信した高周波帯域のマルチキャリア信号を直交検波してベースバンドに変換し、ベースバンドにおいて各々の搬送波周波数で復調する。本構成によって、受信装置の構成を簡単にすることができる。

本発明のマルチキャリア伝送方法によれば、伝送効率が高く、各々の変調シンボルの時間応答が有限で、各々の搬送波の変調スペクトルが集中され、受信した変調信号の時間的な変動によるシンボル間及び搬送波間の干渉が少なく、送信装置あるいは受信装置の回路規模を小さく構成できる。また、設計自由度が高いマルチキャリア伝送方法を提供することができる。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図５は、本発明の実施の形態１におけるマルチキャリア伝送方法の変調手段のブロック図である。図５において、１０１はベースバンド変調手段、１０２は直交変調手段である。
ベースバンド変調手段１０１は、シンボル毎に送信データを表す振幅値ｄ_m,kを入力し、複数の搬送波に振幅値ｄ_m,kによって振幅変調を施して複素信号で構成されるベースバンドのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）を生成し出力する。Ｒｅ［ｘ（ｔ）］及びＩｍ［ｘ（ｔ）］はそれぞれベースバンドのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）の実数部と虚数部の信号である。

ベースバンド変調手段１０１は、数９に従って複数の搬送波に振幅変調を施す。数９において、ｍはシンボル番号、ｋは搬送波の番号、ｔは時間を表す。ｄ_m,kは第ｍシンボルの第ｋ搬送波で伝送する送信データを表す振幅値である。搬送波の番号ｋは、−Ｋ≦ｋ≦Ｋ−１である整数値とする。ｇ（ｔ−ｍＴ_s）は第ｍシンボルに対する窓関数で、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。

直交変調手段１０２は、ベースバンドのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）を直交変調して高周波帯域のマルチキャリア信号ｓ（ｔ）に変換する。直交変調手段１０２では、ベースバンドのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）の実数部の信号Ｒｅ［ｘ（ｔ）］にｃｏｓ（ｆ_cｔ）を乗じたものと虚数部の信号Ｉｍ［ｘ（ｔ）］に−ｓｉｎ（ｆ_cｔ）を乗じたものを加算して高周波帯域のマルチキャリア信号ｓ（ｔ）を得る。直交変調の処理は数１０と等価である。

ベースバンド変調手段１０１は、例えば図６のように構成することができる。図６において、２０１は合成手段、２０２は第１の変調手段、２０３は第２の変調手段である。
合成手段２０１は、シンボル毎に送信データを表す２Ｋ個の振幅値からなる行列Ｄ＝［ｄ_m,-K，ｄ_m,-K+1，…，ｄ_m,0，…，ｄ_m,K-1］^Tを入力し（^Tは行列の転置）、数１１に従った行列演算を行い、Ｋ個の振幅値からなる２つの行列Ｄ_r及びＤ_iを出力する。数１１において、Ｉは単位行列、Ｊは逆単位行列である。

第１の変調手段２０２は、Ｋ個の振幅値からなる行列Ｄ_rを入力し、拡張重複変換に基づいて複数の搬送波をＤ_rで振幅変調し、ベースバンドのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）の実数部の信号Ｒｅ［ｘ（ｔ）］を出力する。
第２の変調手段２０３は、Ｋ個の振幅値からなる行列Ｄ_iを入力し、拡張重複変換に基づいて複数の搬送波をＤ_iで振幅変調し、ベースバンドのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）の虚数部の信号Ｉｍ［ｘ（ｔ）］を出力する。
拡張重複変換は、コサイン変調フィルタバンクの一種として、非特許文献４に記載されている。ただし、図６に示したような構成により拡張重複変換を複素信号処理に拡張することは公知ではない。

第１の変調手段２０２は、例えば図７のように構成できる。図７において、３０１はタイプ４の離散コサイン変換手段、３０２ａから３０２ｃは第１から第Ｌのバタフライ演算手段、３０３は１シンボル遅延手段、３０４は２シンボル遅延手段、３０５はアップサンプリング手段、３０６は１サンプル遅延手段、３０７は加算手段である。

離散コサイン変換手段３０１は、Ｋ個の振幅値からなる行列Ｄ_rを入力し、タイプ４の離散コサイン変換を施して出力する。離散コサイン変換手段３０１はＭ個の値を出力する（ただし、Ｍ≧Ｋ）。
離散コサイン変換手段３０１の出力は、配列が入れ替えられ、また一部が１シンボル遅延手段３０３で遅延されて、第１のバタフライ演算手段３０２ａに供給される。第１から第Ｌのバタフライ演算手段３０２ａから３０２ｃは、一部の信号が２シンボル遅延手段３０４で遅延されて順次接続され、ラティスフィルタを構成する。第ｊのバタフライ演算は、数１２に示す行列Ｂｒ_jにより行列演算を行う。数１２において、ｄｉａｇ｛｝は各要素を主対角に持つ正方行列である。θ_i,jは第ｊのバタフライ演算手段の第ｉ番目のあらかじめ与えられている回転係数である。

第Ｌのバタフライ演算手段３０２ｃの出力は、アップサンプリング手段３０５でサンプリング周波数がＭ倍にされ、１サンプル遅延手段３０６で遅延されながら、順次、加算手段３０７で加算されて、ベースバンドのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）の実数部の信号Ｒｅ［ｘ（ｔ）］が得られる。
第２の変調手段２０３は、例えば図８のように構成できる。図８において、４０１はタイプ４の離散サイン変換手段、４０２ａから４０２ｃは第１から第Ｌのバタフライ演算手段、４０３は１シンボル遅延手段、４０４は２シンボル遅延手段、４０５はアップサンプリング手段、４０６は１サンプル遅延手段、４０７は加算手段である。
離散サイン変換手段４０１は、Ｋ個の振幅値からなる行列Ｄ_iを入力し、タイプ４の離散サイン変換を施して出力する。離散サイン変換手段４０１はＭ個の値を出力する（ただし、Ｍ≧Ｋ）。

離散サイン変換手段４０１の出力は、配列が入れ替えられ、また一部が１シンボル遅延手段４０３で遅延されて、第１のバタフライ演算手段４０２ａに供給される。第１から第Ｌのバタフライ演算手段４０２ａから４０２ｃは、一部の信号が２シンボル遅延手段４０４で遅延されて順次接続され、ラティスフィルタを構成する。第ｊのバタフライ演算は、数１２に示す行列Ｂｉ_jにより行列演算を行う。数１２において、ｄｉａｇ｛｝は各要素を主対角に持つ正方行列である。θ_i,jは第ｊのバタフライ演算手段の第ｉ番目のあらかじめ与えられている回転係数である。

第Ｌのバタフライ演算手段４０２ｃの出力は、アップサンプリング手段４０５でサンプリング周波数がＭ倍にされ、１サンプル遅延手段４０６で遅延されながら、順次、加算手段４０７で加算されて、ベースバンドのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）の虚数部の信号Ｉｍ［ｘ（ｔ）］が得られる。

実施の形態１におけるマルチキャリア伝送方法の変調手段は上記のようにしてマルチキャリア信号ｓ（ｔ）を生成する。

上記のように構成された変調手段において、窓関数ｇ（ｔ）の応答時間が４シンボル期間長になるように設計した場合の窓関数ｇ（ｔ）の一例を図１Ａに示す。また、その窓関数ｇ（ｔ）によって変調を施した場合、各々の搬送波の変調スペクトルは図１Ｂのようになる。このように、窓関数ｇ（ｔ）の時間応答が有限で、かつ、変調スペクトルを集中させたマルチキャリア信号ｓ（ｔ）を生成することができる。

かかる構成によれば、ベースバンド変調手段１０１によって複素化した拡張重複変換に基づいて複数の搬送波に変調を施すことにより、伝送効率が高く、設計自由度が高く、各々の変調シンボルの時間応答が有限でかつ各々の搬送波の変調スペクトルを集中させたマルチキャリア伝送方法を提供することができ、また、送信装置の回路規模を小さく構成することができる。特に、変調シンボルの時間応答が２シンボルを超えるマルチキャリア伝送方法が自由に構成できる。

また、かかる構成によれば、第１の変調手段２０２及び第２の変調手段２０３が変調する搬送波の数はそれぞれ伝送する搬送波の数の半分でよく、さらに実数演算で実現できるため、演算量が少なく回路規模を小さく実現できる。
なお、本実施の形態において、第１の変調手段２０２は図７のように構成し、第２の変調手段２０３は図８のように構成したが、同等の機能を有するものであれば構成は問わず、例えばフィルタバンクとして構成してもよい。

（実施の形態２）
図９は、本発明の実施の形態２におけるマルチキャリア伝送方法の復調手段のブロック図である。図９において、５０１は直交検波手段、５０２はベースバンド復調手段である。

直交検波手段５０１は、高周波帯域のマルチキャリア信号ｒ（ｔ）を直交検波してベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）に変換する。直交検波手段５０１では、高周波帯域のマルチキャリア信号ｒ（ｔ）にｃｏｓ（ｆ_cｔ）を乗じて低域通過フィルタで濾波したものをベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）の実数部の信号Ｒｅ［ｙ（ｔ）］として、高周波帯域のマルチキャリア信号ｒ（ｔ）に−ｓｉｎ（ｆ_cｔ）を乗じて低域通過フィルタで濾波したものをベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）の虚数部の信号Ｉｍ［ｙ（ｔ）］として出力する。
ベースバンド復調手段５０２は、ベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）を入力し、シンボル毎に複数の搬送波を復調して送信データを表す振幅の推定値ａ_m,kを求めて出力する。

ベースバンド復調手段５０２は、例えば図１０のように構成することができる。図１０において、６０１は第１の復調手段、６０２は第２の復調手段、６０３は分離手段である。
第１の復調手段６０１は、拡張重複変換に基づいて、入力されたベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）の実数部の信号Ｒｅ［ｙ（ｔ）］を複数の搬送波で復調し、Ｋ個の振幅値からなる行列Ａ_rを出力する。
第２の復調手段６０２は、拡張重複変換に基づいて、入力されたベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）の虚数部の信号Ｉｍ［ｙ（ｔ）］を複数の搬送波で復調し、Ｋ個の振幅値からなる行列Ａ_iを出力する。
分離手段６０３は、２種類のＫ個の振幅値からなる行列Ａ_r及びＡ_iを入力し、数１３に従った行列演算を行って、２Ｋ個の送信データを表す振幅の推定値Ａ＝［ａ_m,-K，ａ_m,-K+1，…，ａ_m,0，…，ａ_m,K-1］^Tを出力する（^Tは行列の転置）。

第１の復調手段６０１は、例えば図１１のように構成できる。図１１において、７０１１はサンプル遅延手段、７０２はダウンサンプリング手段、７０３ａから７０３ｃは第１から第Ｌのバタフライ演算手段、７０４は２シンボル遅延手段、７０５は１シンボル遅延手段、７０６はタイプ４の離散コサイン変換手段である。

１サンプル遅延手段７０１は、入力されたベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）の実数部の信号Ｒｅ［ｙ（ｔ）］を順次１サンプルずつ遅延する。ダウンサンプリング手段７０２は、１サンプル遅延手段で順次遅延されたベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）の実数部の信号Ｒｅ［ｙ（ｔ）］のサンプリング周波数を１／Ｍ倍にし、シンボル毎にＭ個の値を第Ｌのバタフライ演算手段７０３ｃに供給する。
第１から第Ｌのバタフライ演算手段７０３ａから７０３ｃは、一部の信号が２シンボル遅延手段７０４で遅延されて順次接続され、ラティスフィルタを構成する第ｊのバタフライ演算は、数１４に示す行列Ｂｒ_jにより行列演算を行う。数１４において、ｄｉａｇ｛｝は各要素を主対角に持つ正方行列である。θ_i,jは第ｊのバタフライ演算手段の第ｉ番目のあらかじめ与えられている回転係数である。第１のバタフライ演算手段７０３ａの出力は、配列が入れ替えられ、また一部が１シンボル遅延手段７０５で遅延されて、離散コサイン変換手段７０６に供給される。

離散コサイン変換手段７０６は、タイプ４の離散コサイン変換を施して、Ｋ個の値Ａ_rを出力する。
第２の復調手段６０２は、例えば図１２のように構成できる。図１２において、８０１１はサンプル遅延手段、８０２はダウンサンプリング手段、８０３ａから８０３ｃは第１から第Ｌのバタフライ演算手段、８０４は２シンボル遅延手段、８０５は１シンボル遅延手段、８０６はタイプ４の離散サイン変換手段である。

１サンプル遅延手段８０１は、入力されたベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）の虚数部の信号Ｉｍ［ｙ（ｔ）］を順次１サンプルずつ遅延する。ダウンサンプリング手段８０２は、１サンプル遅延手段で順次遅延されたベースバンドのマルチキャリア信号ｙ（ｔ）の虚数部の信号Ｉｍ［ｙ（ｔ）］のサンプリング周波数を１／Ｍ倍にし、シンボル毎にＭ個の値を第Ｌのバタフライ演算手段８０３ｃに供給する。
第１から第Ｌのバタフライ演算手段８０３ａから８０３ｃは、一部の信号が２シンボル遅延手段８０４で遅延されて順次接続され、ラティスフィルタを構成する第ｊのバタフライ演算は、数１４に示す行列Ｂｉ_jにより行列演算を行う。数１４において、ｄｉａｇ｛｝は各要素を主対角に持つ正方行列である。θ_i,jは第ｊのバタフライ演算手段の第ｉ番目のあらかじめ与えられている回転係数である。第１のバタフライ演算手段８０３ａの出力は、配列が入れ替えられ、また一部が１シンボル遅延手段８０５で遅延されて、離散サイン変換手段８０６に供給される。
離散サイン変換手段８０６は、タイプ４の離散サイン変換を施して、Ｋ個の値Ａ_iを出力する。

実施の形態２におけるマルチキャリア伝送方法の復調手段は上記のようにして受信したマルチキャリア信号ｒ（ｔ）から送信されたデータの推定値Ａを求める。
上記のように構成された復調手段において、窓関数ｇ（ｔ）の応答時間が４シンボル期間長になるように設計した場合の窓関数ｇ（ｔ）の一例を図１Ａに示す。また、その窓関数ｇ（ｔ）によって復調を施した場合、各々の搬送波の復調フィルタの通過特性は図１Ｂのようになる。このように、窓関数ｇ（ｔ）の時間応答が有限で、かつ、通過特性を集中させた復調フィルタを構成することができる。

かかる構成によれば、ベースバンド復調手段５０２によって複素化した拡張重複変換に基づいて複数の搬送波を復調することにより、設計自由度が高く、復調フィルタの時間応答が有限でかつ各々の搬送波の通過特性を集中させたマルチキャリア伝送方法を提供することができ、また、受信装置の回路規模を小さく構成することができる。特に、復調フィルタの時間応答が２シンボルを超えるマルチキャリア伝送方法が自由に構成できる。

また、かかる構成によれば、第１の復調手段６０１及び第２の復調手段６０２が復調する搬送波の数はそれぞれ伝送される搬送波の数の半分でよく、さらに実数演算で実現できるため、演算量が少なく回路規模を小さく実現できる。
なお、本実施の形態において、第１の復調手段６０１は図１１のように構成し、第２の復調手段６０２は図１２のように構成したが、同等の機能を有するものであれば構成は問わず、例えばフィルタバンクとして構成してもよい。

本発明にかかるマルチキャリア伝送方法は、伝送効率が高く、設計自由度が高く、各々の変調シンボルの時間応答が有限でかつ各々の搬送波の変調スペクトルを集中させることができ、有線、無線を問わず伝送効率が高い伝送方法等として有用である。また、受信信号の変動に対して高い耐性を有し、携帯電話や無線ＬＡＮ等の移動体通信や位相雑音が多く発生する高周波通信装置等の用途にも応用できる。

本発明の実施の形態１における窓関数の時間応答 本発明の実施の形態１における変調スペクトル 従来のＯＦＤＭ／ＱＡＭにおける窓関数の時間応答 従来のＯＦＤＭ／ＱＡＭにおける変調スペクトル 従来のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおける窓関数の時間応答 従来のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおける変調スペクトル 従来のＯＦＤＭ／ＭＳＫにおける窓関数の時間応答 従来のＯＦＤＭ／ＭＳＫにおける変調スペクトル 本発明の実施の形態１における変調手段のブロック図 本発明の実施の形態１におけるベーバンド変調手段のブロック図 本発明の実施の形態１における第１の変調手段のブロック図 本発明の実施の形態１における第２の変調手段のブロック図 本発明の実施の形態２における復調手段のブロック図 本発明の実施の形態２におけるベーバンド復調手段のブロック図 本発明の実施の形態２における第１の復調手段のブロック図 本発明の実施の形態２における第２の復調手段のブロック図

符号の説明

１０１ ベースバンド変調手段
１０２ 直交変調手段
２０１ 合成手段
２０２、２０３ 変調手段
３０１、７０６ 離散コサイン変換手段
３０２ａ〜ｃ、４０２ａ〜ｃ、７０３ａ〜ｃ、８０３ａ〜ｃ バタフライ演算手段
３０３、４０３、７０５、８０５ １シンボル遅延手段
３０４、４０４、７０４、８０４ ２シンボル遅延手段
３０５、４０５ アップサンプリング手段
３０６、４０６、７０１、８０１ １サンプル遅延手段
３０７、４０７ 加算手段
４０１、８０６ 離散サイン変換手段
５０１ 直交検波手段
５０２ ベースバンド復調手段
６０１、６０２ 復調手段
６０３ 分離手段
７０２、８０２ ダウンサンプリング手段

Claims (19)

1. シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し、前記マルチキャリア信号によって前記送信データを伝送するマルチキャリア伝送方法において、
   前記シンボルの時間間隔をＴ_sとし、前記複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、
   前記マルチキャリア信号はベースバンドの複素信号で構成され、
   前記マルチキャリア信号の各シンボルの時間応答は有限でかつ２Ｔ_sより長く、前記マルチキャリア信号の各シンボルは時間領域で互いに重複して伝送されることを特徴とする、マルチキャリア伝送方法。
2. ベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を直交変調によって高周波帯域に周波数変換して送信することを特徴とする、マルチキャリア送信方法。
3. 高周波帯域で受信した信号を直交検波してベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号に変換し、ベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を復調して送信されたデータを抽出することを特徴とする、マルチキャリア受信方法。
4. シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し、前記マルチキャリア信号によって前記送信データを伝送するマルチキャリア伝送方法において、
   前記シンボルの時間間隔をＴ_sとし、前記複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、
   複素拡張重複変換に基づいて前記マルチキャリア信号を構成することを特徴とする、マルチキャリア伝送方法。
5. 前記複素拡張重複変換が、離散コサイン変換を直交基底とする第１の変換と、離散サイン変換を直交基底とする第２の変換とからなることを特徴とする、請求項４に記載のマルチキャリア伝送方法。
6. シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し、前記マルチキャリア信号によって前記送信データを伝送するマルチキャリア伝送方法において、
   前記シンボルの時間間隔をＴ_sとし、前記複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、
   複素拡張重複変換に基づいて変調を施してベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を生成し、
   ベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を直交変調によって高周波帯域に周波数変換して送信することを特徴とする、マルチキャリア送信方法。
7. 前記複素拡張重複変換に基づく変調が、離散コサイン変換を直交基底とする第１の変調と、離散サイン変換を直交基底とする第２の変調とからなることを特徴とする、請求項６に記載のマルチキャリア送信方法。
8. 前記複素拡張重複変換に基づく変調が、合成手順を含むことを特徴とする、請求項７に記載のマルチキャリア送信方法。
9. シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し、前記マルチキャリア信号によって前記送信データを伝送するマルチキャリア伝送方法において、
   前記シンボルの時間間隔をＴ_sとし、前記複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、
   高周波帯域で受信した信号を直交検波してベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号に変換し、
   ベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を複素拡張重複変換に基づいて復調し送信されたデータを抽出することを特徴とする、マルチキャリア受信方法。
10. 前記複素拡張重複変換に基づく復調が、離散コサイン変換を直交基底とする第１の復調と、離散サイン変換を直交基底とする第２の復調とからなることを特徴とする、請求項９に記載のマルチキャリア受信方法。
11. 前記複素拡張重複変換に基づく復調が、分離手順を含むことを特徴とする、請求項１０に記載のマルチキャリア受信方法。
12. シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し、前記マルチキャリア信号によって前記送信データを伝送するマルチキャリア伝送方法において、
    前記シンボルの時間間隔をＴ_sとし、前記複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、
    前記マルチキャリア信号の各シンボルの時間応答は有限でかつ２Ｔ_sより長く、前記マルチキャリア信号の各シンボルは時間領域で互いに重複され、
    前記送信データで複数の搬送波に変調を施してベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を生成するベースバンド変調手段と、
    ベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を高周波帯域に周波数変換する直交変調手段を備えることを特徴とする、マルチキャリア送信装置。
13. シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し、前記マルチキャリア信号によって前記送信データを伝送するマルチキャリア伝送方法において、
    前記シンボルの時間間隔をＴ_sとし、前記複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、
    複素拡張重複変換に基づいて前記送信データで複数の搬送波に変調を施してベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を生成するベースバンド変調手段と、
    ベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を高周波帯域に周波数変換する直交変調手段を備えることを特徴とする、マルチキャリア送信装置。
14. 前記ベースバンド変調手段は、離散コサイン変換を直交基底として変調を行う第１の変調手段と、離散サイン変換を直交基底として変調を行う第２の変調手段を備えることを特徴とする、請求項１３に記載のマルチキャリア送信装置。
15. 前記ベースバンド変調手段は、前記送信データを表す振幅値を合成して前記第１の変調手段と前記第２の変調手段に供給する合成手段を備えることを特徴とする、請求項１４に記載のマルチキャリア送信装置。
16. シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し、前記マルチキャリア信号によって前記送信データを伝送するマルチキャリア伝送方法において、
    前記シンボルの時間間隔をＴ_sとし、前記複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、
    前記マルチキャリア信号の各シンボルの時間応答は有限でかつ２Ｔ_sより長く、前記マルチキャリア信号の各シンボルは時間領域で互いに重複され、
    高周波帯域で受信した信号を直交検波してベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号に変換する直交検波手段と、
    ベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を復調して送信されたデータを抽出するベースバンド復調手段を備えることを特徴とする、マルチキャリア受信装置。
17. シンボル毎に複数の搬送波に対して送信データで変調を施してマルチキャリア信号を生成し、前記マルチキャリア信号によって前記送信データを伝送するマルチキャリア伝送方法において、
    前記シンボルの時間間隔をＴ_sとし、前記複数の搬送波の周波数間隔をｆ_sとしたときにｆ_s＝１／２Ｔ_sであって、
    高周波帯域で受信した信号を直交検波してベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号に変換する直交検波手段と、
    ベースバンドの複素信号で構成された前記マルチキャリア信号を複素拡張重複変換に基づいて復調し送信されたデータを抽出するベースバンド復調手段を備えることを特徴とする、マルチキャリア受信装置。
18. 前記ベースバンド復調手段は、離散コサイン変換を直交基底として復調を行う第１の復調手段と、離散サイン変換を直交基底として復調を行う第２の復調手段を備えることを特徴とする、請求項１７に記載のマルチキャリア受信装置。
19. 前記ベースバンド復調手段は、前記第１の復調手段の出力と前記第２の復調手段の出力から前記送信データを表す振幅の推定値を抽出する分離手段を備えることを特徴とする、請求項１８に記載のマルチキャリア受信装置。

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