JPWO2007080745A1 - マルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置 - Google Patents

Abstract

ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調に好適な伝送チャネルの伝達特性を推定するためのパイロット信号を形成することを目的とする。変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロットシンボルと、受信端で既知の振幅で変調された振幅参照パイロット信号を送信端から伝送し、受信端において位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性を推定し補償する。これにより、送信端のフレーム構成処理が簡易になり、かつ、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

Description

本発明は、パイロット信号を用いて伝送チャネルの伝達特性の推定を行うことができるマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置に関し、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Ｏｆｆｓｅｔ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）型マルチキャリア変調を用いる場合に好適に上記推定を行うことができるマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置に関する。

無線通信あるいは有線通信においてマルチキャリア変調が広く使用されている。マルチキャリア変調は、送信データを分割し、分割した送信データを複数のキャリアにそれぞれ割り当て、各送信データで対応するキャリアを変調し、変調されたキャリアを多重する方法である。マルチキャリア変調の一種であり、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれるマルチキャリア変調が、地上波デジタルテレビジョン放送、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、ｘＤＳＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）や電力線通信（ＰＬＣ：Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）などの分野において広く実用に供されている。具体的な応用例として、地上波デジタルテレビジョン放送ではＤＶＢ−Ｔ、無線ＬＡＮではＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ｘＤＳＬではＡＤＳＬ、電力線通信ではＨｏｍｅＰｌｕｇなどを挙げることができる。以下の説明では、特に他のマルチキャリア変調と区別するために、上記の一般的なＯＦＤＭを用いたマルチキャリア変調をＯＦＤＭ／ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）型マルチキャリア変調あるいは単にＯＦＤＭ／ＱＡＭと呼ぶことにする。

（ＯＦＤＭ／ＱＡＭについて）
ＯＦＤＭ／ＱＡＭの原理は非特許文献１に記載されている。

ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、シンボル送信周期毎に、周波数が相違する複数のキャリアにそれぞれ複素ベクトル変調を施し、変調されたキャリアを多重するマルチキャリア変調である。時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔をＴ_ｓ、周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔をｆ_ｓとすると、ＯＦＤＭ／ＱＡＭにおける伝送信号の一般式は（数１）のように表すことができる。

（数１）において、ｍはシンボル番号、ｋはキャリアの番号、ｆ_ｃはキャリアの基準周波数、ｔは時間を表す。ｄ_ｍ，ｋは第ｍシンボルにおいて第ｋキャリアで伝送される送信データを表す複素ベクトルである。ｇ（ｔ−ｍＴ_ｓ）は第ｍシンボルに対する窓関数であり、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。例えば、窓関数ｇ（ｔ）は（数２）のように定義される。

１シンボル期間はガード期間と有効シンボル期間とからなる。（数２）において、Ｔ_ｇはガード期間長、Ｔ_ｕは有効シンボル期間長であり、Ｔ_ｇとＴ_ｕの間には、Ｔ_ｓ＝Ｔ_ｇ＋Ｔ_ｕなる関係がある。また、有効シンボル期間長Ｔ_ｕとキャリアの周波数間隔ｆ_ｓとの間には、Ｔ_ｕ＝１／ｆ_ｓなる関係がある。

ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、受信端の受信処理においてガード期間Ｔ_ｇを含むシンボル期間Ｔ_ｓのうち有効シンボル期間長Ｔ_ｕに相当する信号が切り出され復調される。

無線移動体通信においては、マルチパス伝搬がしばしば問題となる。マルチパス伝搬は、電波の反射によって様々な時間で遅延して到来する複数の送信信号が、受信端で多重して受信される現象である。ＯＦＤＭ／ＱＡＭにおいてはシンボル内にガード期間を設けることで、マルチパス伝搬による複数の到来波の時間差を許容して複数のキャリア間の直交性を保つことができる。ガード期間を設けることで、受信端はマルチパス伝搬環境においてもシンボル間干渉及びキャリア間干渉を生じることなく信号を受信することができる。地上波デジタルテレビジョン放送や無線ＬＡＮなどの無線通信分野では、このようなマルチパス伝搬に対する耐性が利用されている。

また、ｘＤＳＬや電力線通信などの有線通信においては、他のシステムや機器から受ける妨害信号がしばしば問題となる。このような妨害信号は狭帯域信号であることが多い。ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、各キャリアで伝送される被変調波を各々通過帯域が狭いフィルタで受信する。よって、ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、妨害信号の影響を受けるキャリアを制限することができる。更に、ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、妨害信号の影響を受けるキャリアで伝送されるデータの情報量を減らし、或いは当該キャリアを使用しないようにすることで、妨害信号に対する耐性を向上させることができる。ｘＤＳＬや電力線通信などの有線通信分野では、このような狭帯域干渉信号に対する耐性が利用されている。

しかしながら、ＯＦＤＭ／ＱＡＭにおけるガード期間は、マルチパスの影響を吸収するためのみに使用され、有効な情報を伝送しない。ゆえに、特許文献１にも述べられるように、ＯＦＤＭ／ＱＡＭはスペクトル利用効率が低く、エネルギー損失が大きいという課題を有している。

また、ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、マルチパス伝搬による到来波の遅延時間差がガード期間を超えると急激に伝送品質が劣化するという課題を有する。また、ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、被変調波を受信するフィルタの通過帯域が十分に狭くなく、狭帯域な妨害信号の影響を受けるキャリアを制限する効果が不十分であるという課題を有する。

特許文献１でも述べられているように、上記の課題を解決する他のマルチキャリア変調として、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Ｏｆｆｓｅｔ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）型マルチキャリア変調が知られている。以下の説明において、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調を単にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと呼ぶことにする。

（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭについて）
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの原理は特許文献１、非特許文献２に記載されている。

ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、シンボル送信周期毎に、周波数が相違する複数のキャリアにそれぞれ振幅変調を施し、変調されたキャリアを多重するマルチキャリア変調である。時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔をＴ_ｓ、周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔をｆ_ｓとすると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおける伝送信号の一般式は（数３）のように表すことができる。

（数３）において、ｍはシンボル番号、ｋはキャリアの番号、ｆ_ｃはキャリアの基準周波数、ｔは時間を表す。ｄ_ｍ，ｋは第ｍシンボルにおいて第ｋキャリアで伝送される送信データを表す振幅値である。ｇ（ｔ−ｍＴ_ｓ）は第ｍシンボルに対する窓関数であり、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。φ_ｍ，ｋは（数４）で表される変調位相である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいては、時間方向に互いに隣接するシンボル間、及び、周波数方向に互いに隣接するキャリア間で、変調する位相をπ／２ラジアン異ならせる。

ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいて、時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔Ｔ_ｓと周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔ｆ_ｓとの間にはＴ_ｓ＝１／（２ｆ_ｓ）なる関係がある。

従って、キャリアの周波数間隔ｆ_ｓをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭとＯＦＤＭ／ＱＡＭとで同じに設定して比較すると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭはＯＦＤＭ／ＱＡＭの半分（ただし、ＯＦＤＭ／ＱＡＭはシンボル内にガード期間を含むため厳密には半分ではない）のシンボル送信周期で交互に直交する位相軸に振幅変調を施すことに留意されたい。本発明の適応の対象として、このＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの特徴を有するものはすべてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭとして取り扱う。例えば、非特許文献３に述べられている有限時間直交マルチキャリア変調、非特許文献４で述べられているＤＷＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）、及び、特許文献１で開示されているＯＦＤＭ／ＭＳＫならびにＯＦＤＭ／ＩＯＴＡはすべてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと同種とみなし、以下の説明においてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと総称する。

一方、ＯＦＤＭ／ＱＡＭを応用したシステムにおいては、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端の間の周波数や位相の誤差などを推定するために、送信端及び受信端で既知であるパイロット信号と称されるリファレンス信号が挿入されたフレームフォーマットが用いられている。

例えば、ヨーロッパの地上波デジタルテレビジョン放送の規格であるＤＶＢ−Ｔ（ＥＴＳ３００−７４４）は図９に示されるようなフレームフォーマットで構成される。図９は、時間−周波数座標平面上で表示されるフレームフォーマットの一部を切り出して示すものである。図９において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号はＤＶＢ−Ｔにおいてスキャッタドパイロットと称されるパイロット信号を表し、×記号はデータ伝送信号を表す。図９に示すように、パイロット信号は、周波数方向において１２キャリアごとに配される。また、パイロット信号は、時間方向においてシンボルごとに周波数方向に３キャリアずつシフトさせて配置される。シンボルごとに３キャリアずつシフトさせることにより、パイロット信号の配置パターンは４シンボルで一巡する。パイロット信号は、送信端及び受信端において既知の変調ベクトルで変調された信号であり、配置されたキャリア番号に従ってあらかじめ定められた変調ベクトルで変調された信号である。送信端が発した送信信号は、伝送チャネルを経て受信端で受信信号として受信される。受信端が受信した受信信号は、伝送チャネルの伝達特性に従ってその振幅及び位相が送信端で発した送信信号とは異なって受信される。受信端は、受信信号に含まれるパイロット信号を観測すると、伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。更に、パイロット信号に基づき推定された伝送チャネルの伝達特性を時間方向と周波数方向の二次元で補間することにより、データ伝送信号についての伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。受信端は、推定された伝送チャネルの伝達特性に基づき受信信号の振幅及び位相を補正することで、送信されたデータを正確に復調することができる。

他の例では、無線ＬＡＮの規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａの通信フレームは、図１０に例示されるようなフレームフォーマットを有する。図１０は、時間−周波数座標平面上で表示される１つのパケットフレームを表している。図１０において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号はパイロット信号を含むリファレンス信号を表し、×記号は伝送パラメータ信号またはデータを送信するデータ伝送信号を表す。パイロット信号を含むリファレンス信号は各々受信端で既知の変調ベクトルで変調される。図１０において、１番目及び２番目のシンボルで伝送される信号はショート・トレーニング・シーケンスと呼ばれ、受信端で主に自動利得制御（ＡＧＣ）、自動周波数制御（ＡＦＣ）、パケットの検出に用いられる。３番目及び４番目のシンボルで伝送される信号はロング・トレーニング・シーケンスと呼ばれ、受信端で主にシンボル同期、伝送チャネルの伝達特性の推定に用いられる。５番目のシンボルは主としてＳＩＧＮＡＬと呼ばれる伝送パラメタ情報を伝送するシンボルである。６番目からｍ番目のシンボルは主としてデータを伝送するシンボルである。５番目からｍ番目のシンボルに含まれるパイロット信号は、受信端で主に送信端とのキャリア周波数ずれ及びサンプリング周波数ずれに起因する位相ずれを推定するために用いられる。受信端は、推定した伝送チャネルの伝達特性及び位相ずれに基づいて受信信号の補正を行うことで、送信されたデータを正確に復調することができる。

しかしながら、特許文献２でも述べられているように、ＯＦＤＭ／ＱＡＭと同様のフレームフォーマット、すなわちパイロット信号を配置したフレームフォーマットをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭに適用することは困難を伴う。図１１を用いてその理由を説明する。

図１１は、時間−周波数座標平面上で表示されるフレームフォーマットの一部を示す図である。図１１において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。パイロット信号１０は、第ｍシンボルの第ｋキャリアに配置されて伝送される。パイロット信号１０の近傍には、データ送信信号１１〜１８が配置されて伝送される。データ伝送信号１１〜１３はそれぞれ、（ｍ−１）番目のシンボルの（ｋ−１）番目〜（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号１４及び１５はそれぞれ、ｍ番目のシンボルの（ｋ−１）番目、（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号１６〜１８はそれぞれ、（ｍ＋１）番目のシンボルの（ｋ−１）番目〜（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。

パイロット信号１０は、送信端及び受信端で既知である振幅値ｄ_ｍ，ｋで変調されている。データ伝送信号１１〜１８はそれぞれ、送信データに基づく振幅値ｄ_{ｍ−１，ｋ−１}、ｄ_{ｍ−１，ｋ}、ｄ_{ｍ−１，ｋ＋１}、ｄ_{ｍ，ｋ−１}、ｄ_{ｍ，ｋ＋１}、ｄ_{ｍ＋１，ｋ−１}、ｄ_{ｍ＋１，ｋ}及びｄ_{ｍ＋１，ｋ＋１}で変調されている。

理想的な（イデアル）状態において受信端で受信されるパイロット信号１０は（数５）で表される。ここで言う「理想的な状態」とは、伝送による振幅及び位相の変化、或いは雑音や干渉などの外乱がなく、送信端が発した送信信号が受信端でそのまま受信信号として受信される状態を言う。

（数５）において、ｒ_ｍ，ｋは理想的な状態で受信されるパイロット信号１０を示す複素ベクトルである。α_{ｍ−１，ｋ−１}、α_{ｍ−１，ｋ}、α_{ｍ−１，ｋ＋１}、α_{ｍ，ｋ−１}、α_{ｍ，ｋ＋１}、α_{ｍ＋１，ｋ−１}、α_{ｍ＋１，ｋ}及びα_{ｍ＋１，ｋ＋１}は、それぞれデータ伝送信号１１〜１８に起因するパイロット信号１０への固有干渉の係数である。（数５）からわかるように、理想的な状態において受信端で受信されるパイロット信号１０｛ｒ_ｍ，ｋ｝には、その実数項（同相）に送信端で変調を行ったパイロット信号１０の振幅値ｄ_ｍ，ｋが現われ、その虚数項（直交位相）にパイロット信号１０の近傍で伝送されたデータ伝送信号１１〜１８に起因する固有干渉が現われる。

次に伝送チャネルを介して通信を行った場合を考える。パイロット信号１０に対応する第ｍシンボルの第ｋキャリアにおける伝送チャネルの伝達特性をＨ_ｍ，ｋとすると、伝送チャネルを介して受信端で受信されるパイロット信号１０｛ｒ’_ｍ，ｋ｝は（数６）のように表される。ここで、伝達特性Ｈ_ｍ，ｋは複素ベクトルで表されるものとする。

伝送チャネルを介して受信端で受信されるパイロット信号ｒ’_ｍ，ｋから伝送チャネルの伝達特性Ｈ_ｍ，ｋを推定するには、（数７）に示されるように、伝送チャネルを介して受信されたパイロット信号ｒ’_ｍ，ｋを、理想的な状態で受信されるべきパイロット信号ｒ_ｍ，ｋで除算すればよい。

しかしなら、パイロット信号１０の近傍で伝送されたデータ伝送信号１１〜１８が受信端で未知であるデータに基づいて変調されている場合、パイロット信号１０に発生する干渉成分は受信端において不明であり、不明な干渉成分は伝送チャネルの伝達特性Ｈ_ｍ，ｋの推定を妨げる。

そこで、特許文献２に開示されている従来のマルチキャリア変調では、パイロット信号１０の近傍で伝送されるデータ伝送信号１１〜１８のうち少なくとも１つに拘束条件を課して、パイロット信号１０に発生する干渉（直交位相成分に発生する固有干渉）を抑圧している。すなわち、（数５）における虚数項が０になるように、データ伝送信号１１〜１８を変調する振幅値ｄ_{ｍ−１，ｋ−１}、ｄ_{ｍ−１，ｋ}、ｄ_{ｍ−１，ｋ＋１}、ｄ_{ｍ，ｋ−１}、ｄ_{ｍ，ｋ＋１}、ｄ_{ｍ＋１，ｋ−１}、ｄ_{ｍ＋１，ｋ}及びｄ_{ｍ＋１，ｋ＋１}のうちの少なくともいずれか一つの振幅値に拘束条件を課す。

例えば、（ｍ＋１）番目のシンボルのｋ番目のキャリアで伝送するデータ伝送信号１７を変調している振幅値ｄ_{ｍ＋１，ｋ}に拘束条件を課す場合、振幅値ｄ_{ｍ＋１，ｋ}は（数８）を満たすように決定される。

以上のように、パイロット信号１０の近傍で伝送されるデータ伝送信号１１〜１８からパイロット信号１０に発生する干渉（直交位相成分に発生する固有干渉）を抑圧することで、受信端で受信されるパイロット信号１０が複素数領域において既知となるため、受信端における伝送チャネルの伝達特性Ｈ_ｍ，ｋの推定が容易になる。
特表平１１−５１０６５３号公報（国際公開番号：ＷＯ９６／３５２７８） 特表２００４−５０９５６２号公報（国際公開番号：ＷＯ２００２／０２５８８４） Ｓ．Ｂ．Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ ａｎｄ Ｐａｕｌ Ｍ．Ｅｂｅｒｔ，"離散フーリエ変換を用いた周波数分割多重によるデータ伝送（Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｂｙ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．ＣＯＭ−１９，ｐｐ．６２８−６３４，Ｏｃｔ．１９７１． Ｂｕｒｔｏｎ Ｒ．Ｓａｌｔｚｂｅｒｇ，"効率的な並列データ伝送システムの性能（Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．ＣＯＭ−１５，ｐｐ．８０５−８１１，Ｄｅｃ．１９６７． Ｒ．Ｌｉ ａｎｄ Ｇ．Ｓｔｅｔｔｅ，"有限時間直交マルチキャリア変調方法（Ｔｉｍｅ−Ｌｉｍｉｔｅｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅｓ）"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４３，ｐｐ．１２６９−１２７２，Ｆｅｂ．／Ｍａｒ．／Ａｐｒ．１９９５． Ｍ．Ａ．Ｔｚａｎｎｅｓ，Ｍ．Ｃ．Ｔｚａｎｎｅｓ，Ｊ．Ｐｒｏａｋｉｓ ａｎｄ Ｐ．Ｎ．Ｈｅｌｌｅｒ，"ＤＭＴシステム、ＤＷＭＴシステム及びフィルタバンク（ＤＭＴ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ＤＷＭＴ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ）"，ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｐｐ．３１１−３１５，Ｍａｙ．１９９４

しかしながら、上記した拘束条件を課す従来の方法は、送信端において（数８）を満足する演算を行う必要があり、送信端の処理が複雑になるという課題を有していた。上記の説明では時間方向及び周波数方向に隣接する被変調波からの干渉のみを考慮しているが、実際にはより離れた位置で伝送される被変調波からの干渉も存在する。従って、実際の固有干渉の影響を抑圧するためには（数８）の演算は更に複雑になる。また、拘束条件が課されるデータ伝送信号以外のデータ伝送信号からのパイロット信号への干渉が大きい場合、その干渉を除去するために、拘束条件が課されるデータ送信信号の振幅が大きくなり、送信電力の増加を招くという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、送信端における処理が簡単で、かつ、送信電力を削減することができるマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置を提供することを目的とする。

本発明に係るマルチキャリア変調方法は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法において、
上記マルチキャリア変調方法に基づいて変調を施して生成されたマルチキャリア被変調信号は位相参照パイロット信号を含み、
上記位相参照パイロット信号はヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である。

これにより、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差を検出して、伝送チャネルの伝達特性の位相成分、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

本発明においては、上記位相参照パイロット信号は、所定のキャリアの時間方向に連続する複数のシンボルに配置されることが好ましい。

本発明に係るマルチキャリア変調方法は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法において、
上記マルチキャリア変調方法に基づいて変調を施して生成されたマルチキャリア被変調信号は位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号を含み、
上記位相参照パイロット信号はヌル信号（振幅値が０で変調された信号）であり、上記振幅参照パイロット信号は受信端で既知の振幅値で変調された信号である。

本発明においては、送信端において、変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号（すなわちヌル信号）と、０ではない既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とが挿入される。これにより、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

本発明においては、上記位相参照パイロット信号と上記振幅参照パイロット信号は、所定のキャリアの時間方向に連続する複数のシンボルに１シンボルごとに交互に配置されることが好ましい。

本発明においては、上記位相参照パイロット信号と上記振幅参照パイロット信号は、所定のシンボルの周波数方向に連続する複数のキャリアに１キャリアごとに交互に配置されることが好ましい。

本発明においては、上記位相参照パイロット信号と上記振幅参照パイロット信号は、周波数方向に１キャリアごとに交互に配置され、且つ、時間方向にも１シンボルごとに交互に配置されることが好ましい。

本発明に係る送信装置は、
本発明に係る上記マルチキャリア変調方法に基づいてマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する。

本発明に係る送信装置は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従ってマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する送信装置であって、
送信データを入力し、該送信データに基づくデータ伝送信号を生成するための振幅値と、位相参照パイロット信号を生成するための０である振幅値とを含むフレーム信号を構成するフレーム構成手段と、
上記フレーム信号に含まれる各振幅値情報に基づき上記マルチキャリア変調方法に従って上記マルチキャリア被変調信号を生成するマルチキャリア変調手段とを備える。

本発明に係る送信装置は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従ってマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する送信装置であって、
送信データを入力し、該送信データに基づくデータ伝送信号を生成するための振幅値と、位相参照パイロット信号を生成するための０である振幅値と、振幅参照パイロット信号を生成するための受信側で既知である振幅値とを含むフレーム信号を構成するフレーム構成手段と、
上記フレーム信号に含まれる各振幅値情報に基づき上記マルチキャリア変調方法に従って上記マルチキャリア被変調信号を生成するマルチキャリア変調手段とを備える。

本発明に係る受信装置は、
本発明に係る上記マルチキャリア変調方法に基づいて生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し、
上記マルチキャリア被変調信号に含まれる上記位相参照パイロット信号に基づいて上記マルチキャリア変調信号の位相の変位を推定して補償する。

本発明に係る受信装置は、
本発明に係る上記マルチキャリア変調方法に基づいて生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し、
上記マルチキャリア被変調信号に含まれる上記位相参照パイロット信号に基づいて上記マルチキャリア変調信号の位相の変位を推定して補償し、
上記マルチキャリア被変調信号に含まれる上記振幅参照パイロット信号に基づいて上記マルチキャリア変調信号の振幅の変位を推定して補償する。

本発明に係る受信装置は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従って生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し復調する受信装置であって、
上記マルチキャリア被変調信号は、ヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である位相参照パイロット信号を含み、
受信した上記マルチキャリア被変調信号を復調することにより復調ベクトルを生成し、該復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調手段と、
上記復調ベクトルを入力し、上記位相参照パイロット信号に基づいて上記復調ベクトルの位相変位を推定して補償する等化手段とを備える。

本発明においては、
上記等化手段は、
上記復調ベクトルに含まれる上記位相参照パイロット信号を抽出して上記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
上記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて上記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段とを含むことが好ましい。

本発明に係る受信装置は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従って変調されたマルチキャリア被変調信号を受信し復調する受信装置であって、
上記マルチキャリア被変調信号は、ヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である位相参照パイロット信号と、受信端で既知の振幅で変調された振幅参照パイロット信号を含み、
受信した上記マルチキャリア被変調信号を復調することにより復調ベクトルを生成し、該復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調手段と、
上記復調ベクトルを入力し、上記位相参照パイロット信号に基づいて上記復調ベクトルの位相変位を推定して補償し、上記振幅参照パイロット信号に基づいて上記復調ベクトルの振幅変位を推定して補償する等化手段とを備える。

本発明においては、
上記等化手段は、
上記復調ベクトルに含まれる上記位相参照パイロット信号を抽出して上記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
上記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて上記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段と、
上記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルに含まれる上記振幅参照パイロット信号を抽出して上記位相補償された復調ベクトルの振幅変位を推定する振幅推定手段と、
上記振幅推定手段で推定された振幅変位に基づいて上記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルの振幅を補償する位相補償手段とを含むことが好ましい。

本発明においては、
上記等化手段は、
上記復調ベクトルに含まれる上記位相参照パイロット信号を抽出して上記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
上記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて上記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段と、
上記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルに含まれる上記振幅参照パイロット信号を抽出して上記位相補償された復調ベクトルの振幅変位を推定する振幅推定手段と、
上記位相推定手段で推定された位相変位及び上記振幅推定手段で推定された振幅変位に基づいて上記復調ベクトルの位相及び振幅を補償する補償手段とを含むことが好ましい。

本発明のマルチキャリア変調によれば、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉を演算することなく、所定の既知のパイロット信号を挿入することができる。更に、位相参照パイロット信号は、その変調振幅が０に抑圧されており実質的には送信端から送出されないため、送信電力を削減する効果がある。

図１は、本発明の実施の形態１におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図である。 図２は、本発明のマルチキャリア変調を用いた通信システムの概要図である。 図３は、本発明のマルチキャリア変調を用いた等化手段の一構成例のブロック図である。 図４は、本発明のマルチキャリア変調を用いた等化手段の他の構成例のブロック図である。 図５は、本発明の実施の形態２におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図である。 図６は、本発明の実施の形態３におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図である。 図７は、本発明の実施の形態４におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図である。 図８は、本発明の実施の形態５におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図である。 図９は、従来の地上波デジタルテレビジョン放送規格のフレームフォーマットを示す図である。 図１０は、従来の無線ＬＡＮ規格のフレームフォーマットを示す図である。 図１１は、従来のマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図である。

符号の説明

１０ パイロット信号
１１〜１８ データ伝送信号
２０ 位相参照パイロット信号
２１ 振幅参照パイロット信号
２２〜３１ データ伝送信号
１１０ 送信端
１１１ フレーム構成手段
１１２ マルチキャリア変調手段
１２０ 伝送チャネル
１３０ 受信端
１３１ マルチキャリア復調手段
１３２ 等化手段
１４１ 位相推定手段
１４２ 位相補償手段
１４３ 振幅推定手段
１４４ 振幅補償手段
１５１ 位相推定手段
１５２ 位相補償手段
１５３ 振幅推定手段
１５４ 補償手段

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図１において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。位相参照パイロット信号２０は、ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに配置されて伝送される。振幅参照パイロット信号２１は、（ｍ＋１）番目のシンボルのｋ番目のキャリアに配置されて伝送される。位相参照パイロット信号２０及び振幅参照パイロット信号２１の近傍には、データ伝送信号２２〜３１が配置されて伝送されている。データ伝送信号２２〜２４はそれぞれ、（ｍ−１）番目のシンボルの（ｋ−１）番目〜（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号２５及び２６はそれぞれ、ｍ番目のシンボルの（ｋ−１）番目、（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号２７及び２８はそれぞれ、（ｍ＋１）番目のシンボルの（ｋ−１）番目、（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号２９〜３１はそれぞれ、（ｍ＋２）番目のシンボルの（ｋ−１）番目〜（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。

本実施の形態は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調方法を対象としている。後述する他の実施の形態も同様である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、シンボル送信周期毎に、周波数が相違する複数のキャリアにそれぞれ振幅変調を施し、変調されたキャリアを多重するマルチキャリア変調である。時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔をＴ_ｓ、周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔をｆ_ｓとすると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおける伝送信号の一般式は（数９）のように表すことができる。

（数９）において、ｍはシンボル番号、ｋはキャリアの番号、ｆ_ｃはキャリアの基準周波数、ｔは時間を表す。ｄ_ｍ，ｋは第ｍシンボルにおいて第ｋキャリアで伝送される送信データを表す振幅値である。ｇ（ｔ−ｍＴ_ｓ）は第ｍシンボルに対する窓関数であり、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。φ_ｍ，ｋは（数１０）で表される変調位相である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいては、時間方向に互いに隣接するシンボル間、及び、周波数方向に互いに隣接するキャリア間で、変調する位相をπ／２ラジアン異ならせる。

ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいて、時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔Ｔ_ｓと周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔ｆ_ｓとの間には、ｆ_ｓＴ_ｓ＝１／２なる関係がある。

位相参照パイロット信号２０は、送信端において振幅値ｄ_ｍ，ｋを０として変調した信号である。すなわち、位相参照パイロット信号２０はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号２０がヌル信号であることは、受信端において知られているものとする。

振幅参照パイロット信号２１は、受信端で既知である振幅値ｄ_{ｍ＋１，ｋ}で変調した信号である。データ伝送信号２２〜３１は、それぞれ送信データに基づく振幅値ｄ_{ｍ−１，ｋ−１}、ｄ_{ｍ−１，ｋ}、ｄ_{ｍ−１，ｋ＋１}、ｄ_{ｍ，ｋ−１}、ｄ_{ｍ，ｋ＋１}、ｄ_{ｍ＋１，ｋ−１}、ｄ_{ｍ＋１，ｋ＋１}、ｄ_{ｍ＋２，ｋ−１}、ｄ_{ｍ＋２，ｋ}及びｄ_{ｍ＋２，ｋ＋１}で変調した信号である。

理想的な（イデアル）状態において受信端で受信される位相参照パイロット信号２０は（数１１）で表される。

（数１１）において、ｒ_ｍ，ｋは理想的な状態で受信される位相参照パイロット信号２０を表す複素ベクトルである。α_{ｍ＋１，ｋ}は、振幅参照パイロット信号２１から位相参照パイロット信号２０の直交位相軸への干渉の係数である。ここで、「直交位相軸」とは、送信端で各シンボルの各キャリアに振幅変調を施した位相軸と直交する（すなわち、π／２ラジアン異なる）位相軸のことである。また、α_{ｍ−１，ｋ−１}、α_{ｍ−１，ｋ}、α_{ｍ−１，ｋ＋１}、α_{ｍ，ｋ−１}、α_{ｍ，ｋ＋１}、α_{ｍ＋１，ｋ−１}及びα_{ｍ＋１，ｋ＋１}は、それぞれデータ伝送信号２２〜２８から位相参照パイロット信号２０の直交位相軸への干渉の大きさを表す係数である。（数１１）からわかるように、理想的な状態において受信端で受信される位相参照パイロット信号２０には、その虚数項にのみ近傍で伝送される振幅参照パイロット信号２１及びデータ伝送信号２２〜２８からの干渉成分が現われる。よって、理想的な状態において受信端で受信される位相参照パイロット信号２０は虚数成分のみ有する。従って、位相参照パイロット信号２０｛ｒ_ｍ，ｋ｝の位相は、±π／２ラジアンである。（数１１）では、位相参照パイロット信号２０の直交位相軸への干渉は隣接して伝送される被変調信号のみについて考慮しているが、実際にはより離れた位置の被変調信号からの干渉も存在する。なお、位相参照パイロット信号２０に対して隣接より離れた位置の被変調信号からの干渉も位相参照パイロット信号２０の直交位相軸に発生する。よって、干渉を及ぼす範囲に関して、（数１１）は一般性を損なわない。

伝送チャネルを介して通信を行った場合を考える。位相参照パイロット信号２０は、ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアで伝送されている。位相参照パイロット信号２０に対する伝送チャネルの伝達特性をＨ_ｍ，ｋとすると、伝送チャネルを介して受信端で受信された位相参照パイロット信号２０｛ｒ’_ｍ，ｋ｝は（数１２）のように表される。ここで、伝達特性Ｈ_ｍ，ｋは複素ベクトルで表される。

伝送チャネルを介して受信端で受信された位相参照パイロット信号２０｛ｒ’_ｍ，ｋ｝から、伝送チャネルの伝達特性Ｈ_ｍ，ｋの位相成分Φ_ｍ，ｋを推定することができる。伝送チャネルの伝達特性の位相成分Φ_ｍ，ｋは、（数１３）に示されるように、伝送チャネルを介して受信端で受信された位相参照パイロット信号２０の位相∠ｒ’_ｍ，ｋから理想的な状態で受信される位相参照パイロット信号２０の位相∠ｒ_ｍ，ｋである＋π／２ラジアンまたは−π／２ラジアンを差し引くことで推定される。

推定された伝送チャネルの伝達特性の位相成分Φ_ｍ，ｋは位相参照パイロット信号２０の位相∠ｒ_ｍ，ｋがもつπラジアンの位相不確定性を含むが、この位相不確定性は後述する手順において除去される。ここで言う「πラジアンの位相不確定性」とは、理想的な状態で受信される位相参照パイロット信号２０が＋π／２ラジアンであるか−π／２ラジアンであるかがこの時点では未知であることに起因し、＋π／２ラジアンと−π／２ラジアンの差の曖昧さを含むことを意味する。

理想的な状態において受信端で受信される振幅参照パイロット信号２１は（数１４）で表される。

（数１４）において、ｒ_{ｍ＋１，ｋ}は理想的な状態で受信される振幅参照パイロット信号２１を表す複素ベクトルである。α_{ｍ，ｋ−１}、α_{ｍ，ｋ＋１}、α_{ｍ＋１，ｋ−１}、α_{ｍ＋１，ｋ＋１}、α_{ｍ＋２，ｋ−１}、α_{ｍ＋２，ｋ}及びα_{ｍ＋２，ｋ＋１}はそれぞれ、データ伝送信号２５〜３１から振幅参照パイロット信号２１の直交位相軸への干渉の大きさを表す係数である。（数１４）からわかるように、理想的な状態において受信端で受信される振幅参照パイロット信号２０には、その実数項に送信端で変調を行った振幅参照パイロット信号２１の振幅値ｄ_{ｍ＋１，ｋ}が現われ、その虚数項に近傍のデータ伝送信号２５〜３１からの干渉成分が現われる。

伝送チャネルを介して通信を行った場合を考える。振幅参照パイロット信号２１は、（ｍ＋１）番目のシンボルのｋ番目のキャリアで伝送されている。振幅参照パイロット信号２１に対する伝達特性をＨ_{ｍ＋１，ｋ}とすると、伝送チャネルを介して受信端で受信される振幅参照パイロット信号２１｛ｒ’_{ｍ＋１，ｋ}｝は（数１５）のように表される。ここで、伝達特性Ｈ_{ｍ＋１，ｋ}は複素ベクトルで表される。

伝送チャネルを介して受信端で受信された振幅参照パイロット信号２１｛ｒ’_{ｍ＋１，ｋ}｝から伝送チャネルの伝達特性Ｈ_{ｍ＋１，ｋ}の振幅成分Ａ_{ｍ＋１，ｋ}を推定することができる。ここで伝送チャネルの伝達特性の時間的変動は少ないと仮定し、ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアの伝達特性Ｈ_ｍ，ｋと（ｍ＋１）番目のシンボルのｋ番目のキャリアの伝達特性Ｈ_{ｍ＋１，ｋ}は等しいとする。伝送チャネルの伝達特性の振幅成分Ａ_{ｍ＋１，ｋ}は、（数１６）に示されるように、伝送チャネルを介して受信端で受信された振幅参照パイロット信号２１の位相ｒ’_{ｍ＋１，ｋ}を、既に推定された伝送チャネルの伝達特性の位相成分Φ_ｍ，ｋで位相補正し、位相補正された振幅参照パイロット信号２１の実数成分を振幅参照パイロット信号２１の既知の振幅値すなわち送信端での振幅値ｄ_{ｍ＋１，ｋ}で除算することで推定される。

上記の如く推定された伝達特性の位相成分Φ_ｍ，ｋ及び振幅成分Ａ_{ｍ＋１，ｋ}を用いて、伝送チャネルの伝達特性Ｈ_ｍ，ｋ及びＨ_{ｍ＋１，ｋ}は（数１７）のように推定される。

推定された伝達特性の位相成分Φ_ｍ，ｋがその位相不確定性によって、真実の値とはπラジアン異なって推定された場合であっても、その位相不確定性は除去される。なぜなら、伝達特性の位相成分Φ_ｍ，ｋが真実の値とはπラジアン異なって推定された場合には、（数１６）で推定された伝達特性の振幅成分Ａ_{ｍ＋１，ｋ}の極性が反転し、さらに（数１７）において極性が反転した値同士が掛け合わされることとなり、結局、推定された伝達特性Ｈ_ｍ，ｋ及びＨ_{ｍ＋１，ｋ}の極性は真実の極性と等しくなるからである。

図２を用いて、本発明のマルチキャリア変調を用いた通信システムの概要を説明する。
図２に示されるように、この通信システムは、送信端１１０と、受信端１３０とを備えている。送信端１１０から送出されたマルチキャリア被変調信号は、伝送チャネル１２０を介して受信端１３０で受信される。

伝送チャネル１２０は、有線チャネルまたは無線チャネルである。伝送チャネル１２０が無線の場合、送信端１１０から伝送チャネル１２０、伝送チャネル１２０から受信端１３０へはアンテナを介して接続される。

送信端１１０は、フレーム構成手段１１１とマルチキャリア変調手段１１２とを含む。フレーム構成手段１１１は、送信データを入力し、入力された送信データに基づいてデータ伝送信号を変調するための振幅値を生成するとともに、データ伝送信号を変調するための振幅値と位相参照パイロット信号を変調するための振幅値と振幅参照パイロット信号を変調するための振幅値とを含むフレーム信号を生成する。フレーム信号に含まれる位相参照パイロット信号を変調するための振幅値は０であり、フレーム信号に含まれる振幅参照信号を変調するための振幅値は受信端で既知の値である。マルチキャリア変調手段１１２は、フレーム構成手段１１１で生成されたフレーム信号を入力し、フレーム信号に含まれる振幅値に基づいてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア変調を施してマルチキャリア被変調信号を生成し、このマルチキャリア被変調信号を送信端１１０より送出する。

受信端１３０は、マルチキャリア復調手段１３１と、等化手段１３２を含む。マルチキャリア復調手段１３１は、受信されたＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア被変調信号をマルチキャリア復調し、復調ベクトルを出力する。等化手段１３２は、マルチキャリア復調手段１３１が出力した復調ベクトルを入力し、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性を推定し補償する。等化手段１３２において伝達特性の補償が行われた復調ベクトルは、受信データに復調されて出力される。

等化手段１３２は、例えば図３に示されるように構成することができる。図３に示されるように、等化手段１３２は、位相推定手段１４１と、位相補償手段１４２と、振幅推定手段１４３と、振幅補償手段１４４とを含む。位相推定手段１４１は、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルに含まれる位相参照パイロット信号を抽出し、この位相参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分を推定する。位相補償手段１４２は、位相推定手段１４１で推定された伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分に基づいて、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルの位相を補償する。振幅推定手段１４３は、位相補償手段１４２が出力した位相補償された復調ベクトルに含まれる振幅参照パイロット信号を抽出し、この振幅参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性の振幅成分を推定する。振幅補償手段１４４は、振幅推定手段１４３で推定された伝送チャネル１２０の伝達特性の振幅成分に基づいて、位相補償手段１４２が出力する位相補償された復調ベクトルの振幅を補償する。位相及び振幅が補償された復調ベクトルは、受信データに復調されて出力される。

等化手段１３２は、図４に示されるように構成することも可能である。図４に示されるように、等化手段１３２は、位相推定手段１５１と、位相補償手段１５２と、振幅推定手段１５３と、補償手段１５４とを含む。位相推定手段１５１は、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルに含まれる位相参照パイロット信号を抽出し、この位相参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分を推定する。位相補償手段１５２は、位相推定手段１５１で推定された伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分に基づいて、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルに含まれる振幅参照パイロット信号の位相を補償する。振幅推定手段１５３は、位相補償手段１５２が出力した位相補償された復調ベクトルに含まれる振幅参照パイロット信号を抽出し、この振幅参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性の振幅成分を推定する。補償手段１５４は、位相推定手段１５１及び振幅推定手段１５３で推定された伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分及び振幅成分に基づいて、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルの位相及び振幅を補償する。位相及び振幅が補償された復調ベクトルは、受信データに復調され出力される。

なお、本実施の形態における上記の説明では、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１を挿入したフレームフォーマットについて説明したが、本実施の形態はこの例に限定されない。位相補償のみを行う場合は、位相参照パイロット信号２０のみを挿入したフレームフォーマットを用いてもよい。

また、本実施の形態における上記の説明では、振幅参照パイロット信号２１は時間方向において位相参照パイロット信号２０の次のシンボルに挿入されたフレームフォーマットについて説明したが、本実施の形態はこの例に限定されない。例えば、振幅参照パイロット信号２１が時間方向において位相参照パイロット信号２０の前のシンボルに挿入されたフレームフォーマットを用いてもよい。また、時間経過に伴う伝送チャネルの伝達特性の変化が少ない場合、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１は隣り合うシンボルに配置されていなくてもよい。つまり、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１の間に１又は複数のデータ伝送信号が介在していてもよい。

また、本実施の形態における上記の説明では、振幅参照パイロット信号２１は時間方向において位相参照パイロット信号２０の次のシンボルに挿入されたフレームフォーマットについて説明したが、本実施の形態はこの例に限定されない。振幅参照パイロット信号２１が周波数方向において位相参照パイロット信号２０に隣接するキャリアに挿入されたフレームフォーマットを用いてもよい。また、マルチパスによる複数の到来波の時間差がシンボル送信周期に比べて小さくコヒーレンス周波数帯域がキャリアの周波数の間隔よりも十分広い場合、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１は周波数方向において隣り合うキャリアに配置されていなくてもよい。つまり、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１の間に１又は複数のデータ伝送信号が介在していてもよい。

また、振幅参照パイロット信号２１はその振幅が受信端で既知であって、その極性を位相参照パイロット信号２０の直交位相に受信端で生じる固有干渉成分が大きくなるように選んでもよい。これにより、受信端において位相参照パイロット信号２０に基づき伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定する際、その推定精度が向上する。

以上のように、本発明のマルチキャリア変調方法では、送信端において、変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号（すなわちヌル信号）と、０ではない既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とが挿入される。これにより、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図５において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号は位相参照パイロット信号、●記号は振幅参照パイロット信号、×記号はデータ伝送信号を示す。実施の形態２においては、図５に示される如く、位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号は、ｋ番目のキャリアで時間方向に１シンボルおきに交互に伝送される。

位相参照パイロット信号は送信端において変調振幅が０に抑圧されている。すなわち、位相参照パイロット信号はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号がヌル信号であることは、受信端においても知られているものとする。振幅参照パイロット信号は受信端で既知である振幅値で変調されている。

実施の形態２において、好ましくは、時間方向において１シンボルおきに伝送される各々の振幅参照パイロット信号を振幅変調する極性は、それらの振幅参照パイロット信号を伝送するキャリアの周波数において互いに同じ位相となるように決定される。

実施の形態２においては、実施の形態１のマルチキャリア変調方法と同様、受信端において、位相参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定することができ、振幅参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の振幅成分を推定することができる。受信端において、推定された位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差に基づいて、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。特に、本実施の形態のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号を伝送するキャリアをパイロットキャリアとして取り扱う。

以上のように、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、送信端において変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号と、既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とをデータ伝送信号間に挿入することによって、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

特に本実施の形態のマルチキャリア変調は、１シンボルおきに伝送される各々の振幅参照パイロット信号の振幅変調極性をそれらの信号を伝送するキャリアの周波数において互いに同じ位相となるようにする場合、以下の効果を奏する。すなわち、このような位相関係にすることにより、各振幅参照パイロット信号が位相参照パイロット信号へ及ぼす固有干渉が大きくなる。これにより、受信端に置ける位相参照パイロット信号の直交位相軸に大きな振幅を発生させ、位相参照パイロット信号による位相検出の精度を向上させることができる。

（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図６において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号は位相参照パイロット信号、×記号はデータ伝送信号を示す。実施の形態３においては、図６に示されるが如く、位相参照パイロット信号はk番目のキャリアで時間方向に連続的に伝送される。

位相参照パイロット信号は送信端において変調振幅が０に抑圧されている。すなわち、位相参照パイロット信号はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号がヌル信号であることは、受信端においても知られているものとする。

実施の形態３では、実施の形態１のマルチキャリア変調方法と同様、受信端において、位相参照パイロット信号によって、送信端とのキャリア周波数ずれ及びサンプリング周波数ずれに起因する位相ずれを推定し、補正することができる。特に、本実施の形態のマルチキャリア変調方法では、位相参照パイロット信号を伝送するキャリアをパイロットキャリアとして取り扱う。

以上のように、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法では、送信端において変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号が挿入される。これにより、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。また、本実施の形態のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差を検出して、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

特に本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、位相補償を行うためのパイロットキャリアを用いるマルチキャリア変調として有用である。

（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図７において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号は位相参照パイロット信号、●記号は振幅参照パイロット信号、×記号はデータ伝送信号を示す。実施の形態４においては、図７に示されるが如く、位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号はｍ番目のシンボルで周波数方向にキャリアごとに交互に配置されて伝送される。

位相参照パイロット信号は送信端において変調振幅が０に抑圧されている。すなわち、位相参照パイロット信号はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号がヌル信号であることは、受信端においても知られているものとする。振幅参照パイロット信号は受信端で既知である振幅値で変調されている。

実施の形態４においては、実施の形態１のマルチキャリア変調方法と同様、受信端において、位相参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定することができ、振幅参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の振幅成分を推定することができる。実施の形態４においては、受信端において、推定された位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差に基づいて、それらを補間してデータ伝送信号について伝送チャネルの伝達特性を推定し、補正することができる。特に、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法では、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号を伝送するシンボルをパイロットシンボルとして取り扱う。

なお、本実施の形態の上記説明では、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号がｍ番目のシンボルで伝送されその前後のシンボルではデータ伝送信号が伝送されるものとして説明しているが、本実施の形態はこれに限定されない。例えば、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号が伝送されるシンボルはバースト状のフレームの先頭であってもよく、あるいは、その前後に特殊なシンボルが伝送されてもよい。

以上のように、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、送信端において変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号と、既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とをデータ伝送信号間に挿入することによって、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア伝送方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。また、位相参照パイロット伝送によって削減された送信電力を振幅参照パイロット信号に割り当てることにより、受信端において伝送チャネルの伝達特性の推定精度を更に向上させることができる。

特に本実施の形態のマルチキャリア変調方法は、伝送チャネルの特性を推定するためのパイロットシンボル又は参照シンボルを有するマルチキャリア変調として有用である。

（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図８において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号は位相参照パイロット信号、●記号は振幅参照パイロット信号、×記号はデータ伝送信号を示す。実施の形態５においては、図８に示されるが如く、位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号は、例えばｍ番目から（ｍ＋３）番目のシンボルにおいて、キャリアごとかつシンボルごとに交互に配置されて伝送される。

位相参照パイロット信号は送信端において変調振幅が０に抑圧されている。すなわち、位相参照パイロット信号はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号がヌル信号であることは、受信端においても知られているものとする。振幅参照パイロット信号は受信端で既知である振幅値で変調されている。

実施の形態５では、実施の形態１のマルチキャリア変調方法と同様、受信端において、位相参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定することができ、振幅参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の振幅成分を推定することができる。実施の形態５では、受信端において、推定された位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差に基づいて、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。特に、本実施の形態のマルチキャリア変調方法では、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号を伝送するシンボルをパイロットシンボルとして取り扱う。

実施の形態５において、好ましくは、時間方向において１シンボルおきに伝送される各々の振幅参照パイロット信号を振幅変調する極性は、それら振幅参照パイロット信号を伝送するキャリアの周波数において互いに同じ位相となるように決定される。

実施の形態５において、好ましくは、上記のように構成されるパイロットシンボルのシンボル数は、１つのシンボルの被変調波の時間応答の長さに相当するシンボル数以上に設定する。これによって、理想的な状態において受信端で受信される位相参照パイロット信号の振幅が一意に決定し、かつ、振幅参照パイロット信号の位相が一意に決定するシンボルが形成され、そのシンボルではすべてのキャリアで伝送チャネルの伝達特性の位相と振幅を同時に推定することができる。

なお、本実施の形態の上記説明において、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号がｍ番目から（ｍ＋３）番目のシンボルで伝送されその前後のシンボルではデータ伝送信号が伝送されるものとして説明しているが、実施の形態５は、この例に限定されない。すなわち、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号が連続的に伝送されるシンボルの数は任意である。また、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号が連続的に伝送されるシンボルはバースト状のフレームの先頭部分であってもよく、あるいは、その前後に特殊なシンボルが伝送されてもよい。

以上のように、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、送信端において変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号と、既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とをデータ伝送信号の間に挿入することによって、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。また、位相参照パイロット伝送によって削減された送信電力を振幅参照パイロット信号に割り当てることにより、受信端において伝送チャネルの伝達特性の推定精度を更に向上させることができる。

特に本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、伝送チャネルの特性を推定するためのパイロットシンボル又は参照シンボルを有するマルチキャリア変調として更に有用である。

本発明に係るマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置は、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア変調において、送信端でのフレーム構成処理を簡易にし、かつ、パイロット信号の伝送にかかる送信電力を削減するものである。本発明に係るマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置は、地上波デジタルテレビジョン放送、携帯電話や無線ＬＡＮなどの無線通信、ならびにｘＤＳＬや電力線通信などの有線通信における変調方法に有用である。また、その他の通信や音響解析にも応用できる。

本発明は、パイロット信号を用いて伝送チャネルの伝達特性の推定を行うことができるマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置に関し、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Ｏｆｆｓｅｔ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）型マルチキャリア変調を用いる場合に好適に上記推定を行うことができるマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置に関する。

無線通信あるいは有線通信においてマルチキャリア変調が広く使用されている。マルチキャリア変調は、送信データを分割し、分割した送信データを複数のキャリアにそれぞれ割り当て、各送信データで対応するキャリアを変調し、変調されたキャリアを多重する方法である。マルチキャリア変調の一種であり、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれるマルチキャリア変調が、地上波デジタルテレビジョン放送、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、ｘＤＳＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）や電力線通信（ＰＬＣ：Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）などの分野において広く実用に供されている。具体的な応用例として、地上波デジタルテレビジョン放送ではＤＶＢ−Ｔ、無線ＬＡＮではＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ｘＤＳＬではＡＤＳＬ、電力線通信ではＨｏｍｅＰｌｕｇなどを挙げることができる。以下の説明では、特に他のマルチキャリア変調と区別するために、上記の一般的なＯＦＤＭを用いたマルチキャリア変調をＯＦＤＭ／ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）型マルチキャリア変調あるいは単にＯＦＤＭ／ＱＡＭと呼ぶことにする。

（ＯＦＤＭ／ＱＡＭについて）
ＯＦＤＭ／ＱＡＭの原理は非特許文献１に記載されている。

ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、シンボル送信周期毎に、周波数が相違する複数のキャリアにそれぞれ複素ベクトル変調を施し、変調されたキャリアを多重するマルチキャリア変調である。時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔をＴ_s、周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔をｆ_sとすると、ＯＦＤＭ／ＱＡＭにおける伝送信号の一般式は（数１）のように表すことができる。

（数１）において、ｍはシンボル番号、ｋはキャリアの番号、ｆ_cはキャリアの基準周波数、ｔは時間を表す。ｄ_m,kは第ｍシンボルにおいて第ｋキャリアで伝送される送信データを表す複素ベクトルである。ｇ（ｔ−ｍＴ_s）は第ｍシンボルに対する窓関数であり、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。例えば、窓関数ｇ（ｔ）は（数２）のように定義される。

１シンボル期間はガード期間と有効シンボル期間とからなる。（数２）において、Ｔ_gはガード期間長、Ｔ_uは有効シンボル期間長であり、Ｔ_gとＴ_uの間には、Ｔ_s＝Ｔ_g＋Ｔ_uなる関係がある。また、有効シンボル期間長Ｔ_uとキャリアの周波数間隔ｆ_sとの間には、Ｔ_u＝１／ｆ_sなる関係がある。

ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、受信端の受信処理においてガード期間Ｔ_gを含むシンボル期間Ｔ_sのうち有効シンボル期間長Ｔ_uに相当する信号が切り出され復調される。

無線移動体通信においては、マルチパス伝搬がしばしば問題となる。マルチパス伝搬は、電波の反射によって様々な時間で遅延して到来する複数の送信信号が、受信端で多重して受信される現象である。ＯＦＤＭ／ＱＡＭにおいてはシンボル内にガード期間を設けることで、マルチパス伝搬による複数の到来波の時間差を許容して複数のキャリア間の直交性を保つことができる。ガード期間を設けることで、受信端はマルチパス伝搬環境においてもシンボル間干渉及びキャリア間干渉を生じることなく信号を受信することができる。地上波デジタルテレビジョン放送や無線ＬＡＮなどの無線通信分野では、このようなマルチパス伝搬に対する耐性が利用されている。

また、ｘＤＳＬや電力線通信などの有線通信においては、他のシステムや機器から受ける妨害信号がしばしば問題となる。このような妨害信号は狭帯域信号であることが多い。ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、各キャリアで伝送される被変調波を各々通過帯域が狭いフィルタで受信する。よって、ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、妨害信号の影響を受けるキャリアを制限することができる。更に、ＯＦＤＭ／ＱＡＭでは、妨害信号の影響を受けるキャリアで伝送されるデータの情報量を減らし、或いは当該キャリアを使用しないようにすることで、妨害信号に対する耐性を向上させることができる。ｘＤＳＬや電力線通信などの有線通信分野では、このような狭帯域干渉信号に対する耐性が利用されている。

しかしながら、ＯＦＤＭ／ＱＡＭにおけるガード期間は、マルチパスの影響を吸収するためのみに使用され、有効な情報を伝送しない。ゆえに、特許文献１にも述べられるように、ＯＦＤＭ／ＱＡＭはスペクトル利用効率が低く、エネルギー損失が大きいという課題を有している。

また、ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、マルチパス伝搬による到来波の遅延時間差がガード期間を超えると急激に伝送品質が劣化するという課題を有する。また、ＯＦＤＭ／ＱＡＭは、被変調波を受信するフィルタの通過帯域が十分に狭くなく、狭帯域な妨害信号の影響を受けるキャリアを制限する効果が不十分であるという課題を有する。

特許文献１でも述べられているように、上記の課題を解決する他のマルチキャリア変調として、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Ｏｆｆｓｅｔ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）型マルチキャリア変調が知られている。以下の説明において、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調を単にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと呼ぶことにする。

（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭについて）
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの原理は特許文献１、非特許文献２に記載されている。

ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、シンボル送信周期毎に、周波数が相違する複数のキャリアにそれぞれ振幅変調を施し、変調されたキャリアを多重するマルチキャリア変調である。時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔をＴ_s、周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔をｆ_sとすると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおける伝送信号の一般式は（数３）のように表すことができる。

（数３）において、ｍはシンボル番号、ｋはキャリアの番号、ｆ_cはキャリアの基準周波数、ｔは時間を表す。ｄ_m,kは第ｍシンボルにおいて第ｋキャリアで伝送される送信データを表す振幅値である。ｇ（ｔ−ｍＴ_s）は第ｍシンボルに対する窓関数であり、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。φ_m,kは（数４）で表される変調位相である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいては、時間方向に互いに隣接するシンボル間、及び、周波数方向に互いに隣接するキャリア間で、変調する位相をπ／２ラジアン異ならせる。

ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいて、時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔Ｔ_sと周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔ｆ_sとの間にはＴ_s＝１／（２ｆ_s）なる関係がある。

従って、キャリアの周波数間隔ｆ_sをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭとＯＦＤＭ／ＱＡＭとで同じに設定して比較すると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭはＯＦＤＭ／ＱＡＭの半分（ただし、ＯＦＤＭ／ＱＡＭはシンボル内にガード期間を含むため厳密には半分ではない）のシンボル送信周期で交互に直交する位相軸に振幅変調を施すことに留意されたい。本発明の適応の対象として、このＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの特徴を有するものはすべてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭとして取り扱う。例えば、非特許文献３に述べられている有限時間直交マルチキャリア変調、非特許文献４で述べられているＤＷＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）、及び、特許文献１で開示されているＯＦＤＭ／ＭＳＫならびにＯＦＤＭ／ＩＯＴＡはすべてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと同種とみなし、以下の説明においてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭと総称する。

一方、ＯＦＤＭ／ＱＡＭを応用したシステムにおいては、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端の間の周波数や位相の誤差などを推定するために、送信端及び受信端で既知であるパイロット信号と称されるリファレンス信号が挿入されたフレームフォーマットが用いられている。

例えば、ヨーロッパの地上波デジタルテレビジョン放送の規格であるＤＶＢ−Ｔ（ＥＴＳ３００−７４４）は図９に示されるようなフレームフォーマットで構成される。図９は、時間−周波数座標平面上で表示されるフレームフォーマットの一部を切り出して示すものである。図９において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号はＤＶＢ−Ｔにおいてスキャッタドパイロットと称されるパイロット信号を表し、×記号はデータ伝送信号を表す。図９に示すように、パイロット信号は、周波数方向において１２キャリアごとに配される。また、パイロット信号は、時間方向においてシンボルごとに周波数方向に３キャリアずつシフトさせて配置される。シンボルごとに３キャリアずつシフトさせることにより、パイロット信号の配置パターンは４シンボルで一巡する。パイロット信号は、送信端及び受信端において既知の変調ベクトルで変調された信号であり、配置されたキャリア番号に従ってあらかじめ定められた変調ベクトルで変調された信号である。送信端が発した送信信号は、伝送チャネルを経て受信端で受信信号として受信される。受信端が受信した受信信号は、伝送チャネルの伝達特性に従ってその振幅及び位相が送信端で発した送信信号とは異なって受信される。受信端は、受信信号に含まれるパイロット信号を観測すると、伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。更に、パイロット信号に基づき推定された伝送チャネルの伝達特性を時間方向と周波数方向の二次元で補間することにより、データ伝送信号についての伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。受信端は、推定された伝送チャネルの伝達特性に基づき受信信号の振幅及び位相を補正することで、送信されたデータを正確に復調することができる。

他の例では、無線ＬＡＮの規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａの通信フレームは、図１０に例示されるようなフレームフォーマットを有する。図１０は、時間−周波数座標平面上で表示される１つのパケットフレームを表している。図１０において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号はパイロット信号を含むリファレンス信号を表し、×記号は伝送パラメータ信号またはデータを送信するデータ伝送信号を表す。パイロット信号を含むリファレンス信号は各々受信端で既知の変調ベクトルで変調される。図１０において、１番目及び２番目のシンボルで伝送される信号はショート・トレーニング・シーケンスと呼ばれ、受信端で主に自動利得制御（ＡＧＣ）、自動周波数制御（ＡＦＣ）、パケットの検出に用いられる。３番目及び４番目のシンボルで伝送される信号はロング・トレーニング・シーケンスと呼ばれ、受信端で主にシンボル同期、伝送チャネルの伝達特性の推定に用いられる。５番目のシンボルは主としてＳＩＧＮＡＬと呼ばれる伝送パラメタ情報を伝送するシンボルである。６番目からｍ番目のシンボルは主としてデータを伝送するシンボルである。５番目からｍ番目のシンボルに含まれるパイロット信号は、受信端で主に送信端とのキャリア周波数ずれ及びサンプリング周波数ずれに起因する位相ずれを推定するために用いられる。受信端は、推定した伝送チャネルの伝達特性及び位相ずれに基づいて受信信号の補正を行うことで、送信されたデータを正確に復調することができる。

しかしながら、特許文献２でも述べられているように、ＯＦＤＭ／ＱＡＭと同様のフレームフォーマット、すなわちパイロット信号を配置したフレームフォーマットをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭに適用することは困難を伴う。図１１を用いてその理由を説明する。

図１１は、時間−周波数座標平面上で表示されるフレームフォーマットの一部を示す図である。図１１において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。パイロット信号１０は、第ｍシンボルの第ｋキャリアに配置されて伝送される。パイロット信号１０の近傍には、データ送信信号１１〜１８が配置されて伝送される。データ伝送信号１１〜１３はそれぞれ、（ｍ−１）番目のシンボルの（ｋ−１）番目〜（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号１４及び１５はそれぞれ、ｍ番目のシンボルの（ｋ−１）番目、（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号１６〜１８はそれぞれ、（ｍ＋１）番目のシンボルの（ｋ−１）番目〜（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。

パイロット信号１０は、送信端及び受信端で既知である振幅値ｄ_m,kで変調されている。データ伝送信号１１〜１８はそれぞれ、送信データに基づく振幅値ｄ_m-1,k-1、ｄ_m-1,k、ｄ_m-1,k+1、ｄ_m,k-1、ｄ_m,k+1、ｄ_m+1,k-1、ｄ_m+1,k及びｄ_m+1,k+1で変調されている。

理想的な（イデアル）状態において受信端で受信されるパイロット信号１０は（数５）で表される。ここで言う「理想的な状態」とは、伝送による振幅及び位相の変化、或いは雑音や干渉などの外乱がなく、送信端が発した送信信号が受信端でそのまま受信信号として受信される状態を言う。

（数５）において、ｒ_m,kは理想的な状態で受信されるパイロット信号１０を示す複素ベクトルである。α_m-1,k-1、α_m-1,k、α_m-1,k+1、α_m,k-1、α_m,k+1、α_m+1,k-1、α_m+1,k及びα_m+1,k+1は、それぞれデータ伝送信号１１〜１８に起因するパイロット信号１０への固有干渉の係数である。（数５）からわかるように、理想的な状態において受信端で受信されるパイロット信号１０｛ｒ_m,k｝には、その実数項（同相）に送信端で変調を行ったパイロット信号１０の振幅値ｄ_m,kが現われ、その虚数項（直交位相）にパイロット信号１０の近傍で伝送されたデータ伝送信号１１〜１８に起因する固有干渉が現われる。

次に伝送チャネルを介して通信を行った場合を考える。パイロット信号１０に対応する第ｍシンボルの第ｋキャリアにおける伝送チャネルの伝達特性をＨ_m,kとすると、伝送チャネルを介して受信端で受信されるパイロット信号１０｛ｒ’_m,k｝は（数６）のように表される。ここで、伝達特性Ｈ_m,kは複素ベクトルで表されるものとする。

伝送チャネルを介して受信端で受信されるパイロット信号ｒ’_m,kから伝送チャネルの伝達特性Ｈ_m,kを推定するには、（数７）に示されるように、伝送チャネルを介して受信されたパイロット信号ｒ’_m,kを、理想的な状態で受信されるべきパイロット信号ｒ_m,kで除算すればよい。

しかしなら、パイロット信号１０の近傍で伝送されたデータ伝送信号１１〜１８が受信端で未知であるデータに基づいて変調されている場合、パイロット信号１０に発生する干渉成分は受信端において不明であり、不明な干渉成分は伝送チャネルの伝達特性Ｈ_m,kの推定を妨げる。

そこで、特許文献２に開示されている従来のマルチキャリア変調では、パイロット信号１０の近傍で伝送されるデータ伝送信号１１〜１８のうち少なくとも１つに拘束条件を課して、パイロット信号１０に発生する干渉（直交位相成分に発生する固有干渉）を抑圧している。すなわち、（数５）における虚数項が０になるように、データ伝送信号１１〜１８を変調する振幅値ｄ_m-1,k-1、ｄ_m-1,k、ｄ_m-1,k+1、ｄ_m,k-1、ｄ_m,k+1、ｄ_m+1,k-1、ｄ_m+1,k及びｄ_m+1,k+1のうちの少なくともいずれか一つの振幅値に拘束条件を課す。

例えば、（ｍ＋１）番目のシンボルのｋ番目のキャリアで伝送するデータ伝送信号１７を変調している振幅値ｄ_m+1,kに拘束条件を課す場合、振幅値ｄ_m+1,kは（数８）を満たすように決定される。

以上のように、パイロット信号１０の近傍で伝送されるデータ伝送信号１１〜１８からパイロット信号１０に発生する干渉（直交位相成分に発生する固有干渉）を抑圧することで、受信端で受信されるパイロット信号１０が複素数領域において既知となるため、受信端における伝送チャネルの伝達特性Ｈ_m,kの推定が容易になる。
特表平１１−５１０６５３号公報（国際公開番号：ＷＯ９６／３５２７８） 特表２００４−５０９５６２号公報（国際公開番号：ＷＯ２００２／０２５８８４） Ｓ．Ｂ．Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ ａｎｄ Ｐａｕｌ Ｍ．Ｅｂｅｒｔ，"離散フーリエ変換を用いた周波数分割多重によるデータ伝送（Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｂｙ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．ＣＯＭ−１９，ｐｐ．６２８−６３４，Ｏｃｔ．１９７１． Ｂｕｒｔｏｎ Ｒ．Ｓａｌｔｚｂｅｒｇ，"効率的な並列データ伝送システムの性能（Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．ＣＯＭ−１５，ｐｐ．８０５−８１１，Ｄｅｃ．１９６７． Ｒ．Ｌｉ ａｎｄ Ｇ．Ｓｔｅｔｔｅ，"有限時間直交マルチキャリア変調方法（Ｔｉｍｅ−Ｌｉｍｉｔｅｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅｓ）"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４３，ｐｐ．１２６９−１２７２，Ｆｅｂ．／Ｍａｒ．／Ａｐｒ．１９９５． Ｍ．Ａ．Ｔｚａｎｎｅｓ，Ｍ．Ｃ．Ｔｚａｎｎｅｓ，Ｊ．Ｐｒｏａｋｉｓ ａｎｄ Ｐ．Ｎ．Ｈｅｌｌｅｒ，"ＤＭＴシステム、ＤＷＭＴシステム及びフィルタバンク（ＤＭＴ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ＤＷＭＴ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ）"，ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｐｐ．３１１−３１５，Ｍａｙ．１９９４

しかしながら、上記した拘束条件を課す従来の方法は、送信端において（数８）を満足する演算を行う必要があり、送信端の処理が複雑になるという課題を有していた。上記の説明では時間方向及び周波数方向に隣接する被変調波からの干渉のみを考慮しているが、実際にはより離れた位置で伝送される被変調波からの干渉も存在する。従って、実際の固有干渉の影響を抑圧するためには（数８）の演算は更に複雑になる。また、拘束条件が課されるデータ伝送信号以外のデータ伝送信号からのパイロット信号への干渉が大きい場合、その干渉を除去するために、拘束条件が課されるデータ送信信号の振幅が大きくなり、送信電力の増加を招くという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、送信端における処理が簡単で、かつ、送信電力を削減することができるマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置を提供することを目的とする。

本発明に係るマルチキャリア変調方法は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法において、
上記マルチキャリア変調方法に基づいて変調を施して生成されたマルチキャリア被変調信号は位相参照パイロット信号を含み、
上記位相参照パイロット信号はヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である。

これにより、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差を検出して、伝送チャネルの伝達特性の位相成分、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

本発明においては、上記位相参照パイロット信号は、所定のキャリアの時間方向に連続する複数のシンボルに配置されることが好ましい。

本発明に係るマルチキャリア変調方法は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法において、
上記マルチキャリア変調方法に基づいて変調を施して生成されたマルチキャリア被変調信号は位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号を含み、
上記位相参照パイロット信号はヌル信号（振幅値が０で変調された信号）であり、上記振幅参照パイロット信号は受信端で既知の振幅値で変調された信号である。

本発明においては、送信端において、変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号（すなわちヌル信号）と、０ではない既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とが挿入される。これにより、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

本発明においては、上記位相参照パイロット信号と上記振幅参照パイロット信号は、所定のキャリアの時間方向に連続する複数のシンボルに１シンボルごとに交互に配置されることが好ましい。

本発明においては、上記位相参照パイロット信号と上記振幅参照パイロット信号は、所定のシンボルの周波数方向に連続する複数のキャリアに１キャリアごとに交互に配置されることが好ましい。

本発明においては、上記位相参照パイロット信号と上記振幅参照パイロット信号は、周波数方向に１キャリアごとに交互に配置され、且つ、時間方向にも１シンボルごとに交互に配置されることが好ましい。

本発明に係る送信装置は、
本発明に係る上記マルチキャリア変調方法に基づいてマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する。

本発明に係る送信装置は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従ってマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する送信装置であって、
送信データを入力し、該送信データに基づくデータ伝送信号を生成するための振幅値と、位相参照パイロット信号を生成するための０である振幅値とを含むフレーム信号を構成するフレーム構成手段と、
上記フレーム信号に含まれる各振幅値情報に基づき上記マルチキャリア変調方法に従って上記マルチキャリア被変調信号を生成するマルチキャリア変調手段とを備える。

本発明に係る送信装置は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従ってマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する送信装置であって、
送信データを入力し、該送信データに基づくデータ伝送信号を生成するための振幅値と、位相参照パイロット信号を生成するための０である振幅値と、振幅参照パイロット信号を生成するための受信側で既知である振幅値とを含むフレーム信号を構成するフレーム構成手段と、
上記フレーム信号に含まれる各振幅値情報に基づき上記マルチキャリア変調方法に従って上記マルチキャリア被変調信号を生成するマルチキャリア変調手段とを備える。

本発明に係る受信装置は、
本発明に係る上記マルチキャリア変調方法に基づいて生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し、
上記マルチキャリア被変調信号に含まれる上記位相参照パイロット信号に基づいて上記マルチキャリア変調信号の位相の変位を推定して補償する。

本発明に係る受信装置は、
本発明に係る上記マルチキャリア変調方法に基づいて生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し、
上記マルチキャリア被変調信号に含まれる上記位相参照パイロット信号に基づいて上記マルチキャリア変調信号の位相の変位を推定して補償し、
上記マルチキャリア被変調信号に含まれる上記振幅参照パイロット信号に基づいて上記マルチキャリア変調信号の振幅の変位を推定して補償する。

本発明に係る受信装置は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従って生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し復調する受信装置であって、
上記マルチキャリア被変調信号は、ヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である位相参照パイロット信号を含み、
受信した上記マルチキャリア被変調信号を復調することにより復調ベクトルを生成し、該復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調手段と、
上記復調ベクトルを入力し、上記位相参照パイロット信号に基づいて上記復調ベクトルの位相変位を推定して補償する等化手段とを備える。

本発明においては、
上記等化手段は、
上記復調ベクトルに含まれる上記位相参照パイロット信号を抽出して上記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
上記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて上記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段とを含むことが好ましい。

本発明に係る受信装置は、
シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従って変調されたマルチキャリア被変調信号を受信し復調する受信装置であって、
上記マルチキャリア被変調信号は、ヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である位相参照パイロット信号と、受信端で既知の振幅で変調された振幅参照パイロット信号を含み、
受信した上記マルチキャリア被変調信号を復調することにより復調ベクトルを生成し、該復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調手段と、
上記復調ベクトルを入力し、上記位相参照パイロット信号に基づいて上記復調ベクトルの位相変位を推定して補償し、上記振幅参照パイロット信号に基づいて上記復調ベクトルの振幅変位を推定して補償する等化手段とを備える。

本発明においては、
上記等化手段は、
上記復調ベクトルに含まれる上記位相参照パイロット信号を抽出して上記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
上記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて上記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段と、
上記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルに含まれる上記振幅参照パイロット信号を抽出して上記位相補償された復調ベクトルの振幅変位を推定する振幅推定手段と、
上記振幅推定手段で推定された振幅変位に基づいて上記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルの振幅を補償する位相補償手段とを含むことが好ましい。

本発明においては、
上記等化手段は、
上記復調ベクトルに含まれる上記位相参照パイロット信号を抽出して上記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
上記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて上記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段と、
上記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルに含まれる上記振幅参照パイロット信号を抽出して上記位相補償された復調ベクトルの振幅変位を推定する振幅推定手段と、
上記位相推定手段で推定された位相変位及び上記振幅推定手段で推定された振幅変位に基づいて上記復調ベクトルの位相及び振幅を補償する補償手段とを含むことが好ましい。

本発明のマルチキャリア変調によれば、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉を演算することなく、所定の既知のパイロット信号を挿入することができる。更に、位相参照パイロット信号は、その変調振幅が０に抑圧されており実質的には送信端から送出されないため、送信電力を削減する効果がある。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図１において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。位相参照パイロット信号２０は、ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに配置されて伝送される。振幅参照パイロット信号２１は、（ｍ＋１）番目のシンボルのｋ番目のキャリアに配置されて伝送される。位相参照パイロット信号２０及び振幅参照パイロット信号２１の近傍には、データ伝送信号２２〜３１が配置されて伝送されている。データ伝送信号２２〜２４はそれぞれ、（ｍ−１）番目のシンボルの（ｋ−１）番目〜（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号２５及び２６はそれぞれ、ｍ番目のシンボルの（ｋ−１）番目、（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号２７及び２８はそれぞれ、（ｍ＋１）番目のシンボルの（ｋ−１）番目、（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。データ伝送信号２９〜３１はそれぞれ、（ｍ＋２）番目のシンボルの（ｋ−１）番目〜（ｋ＋１）番目のキャリアに配置されて伝送される。

本実施の形態は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型マルチキャリア変調方法を対象としている。後述する他の実施の形態も同様である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、シンボル送信周期毎に、周波数が相違する複数のキャリアにそれぞれ振幅変調を施し、変調されたキャリアを多重するマルチキャリア変調である。時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔をＴ_s、周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔をｆ_sとすると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおける伝送信号の一般式は（数９）のように表すことができる。

（数９）において、ｍはシンボル番号、ｋはキャリアの番号、ｆ_cはキャリアの基準周波数、ｔは時間を表す。ｄ_m,kは第ｍシンボルにおいて第ｋキャリアで伝送される送信データを表す振幅値である。ｇ（ｔ−ｍＴ_s）は第ｍシンボルに対する窓関数であり、窓関数ｇ（ｔ）を第ｍシンボルへ時間シフトしたものである。φ_m,kは（数１０）で表される変調位相である。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいては、時間方向に互いに隣接するシンボル間、及び、周波数方向に互いに隣接するキャリア間で、変調する位相をπ／２ラジアン異ならせる。

ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにおいて、時間方向に互いに隣接するシンボルの時間間隔Ｔ_sと周波数方向に互いに隣接するキャリアの周波数間隔ｆ_sとの間には、ｆ_sＴ_s＝１／２なる関係がある。

位相参照パイロット信号２０は、送信端において振幅値ｄ_m,kを０として変調した信号である。すなわち、位相参照パイロット信号２０はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号２０がヌル信号であることは、受信端において知られているものとする。

振幅参照パイロット信号２１は、受信端で既知である振幅値ｄ_m+1,kで変調した信号である。データ伝送信号２２〜３１は、それぞれ送信データに基づく振幅値ｄ_m-1,k-1、ｄ_m-1,k、ｄ_m-1,k+1、ｄ_m,k-1、ｄ_m,k+1、ｄ_m+1,k-1、ｄ_m+1,k+1、ｄ_m+2,k-1、ｄ_m+2,k及びｄ_m+2,k+1で変調した信号である。

理想的な（イデアル）状態において受信端で受信される位相参照パイロット信号２０は（数１１）で表される。

（数１１）において、ｒ_m,kは理想的な状態で受信される位相参照パイロット信号２０を表す複素ベクトルである。α_m+1,kは、振幅参照パイロット信号２１から位相参照パイロット信号２０の直交位相軸への干渉の係数である。ここで、「直交位相軸」とは、送信端で各シンボルの各キャリアに振幅変調を施した位相軸と直交する（すなわち、π／２ラジアン異なる）位相軸のことである。また、α_m-1,k-1、α_m-1,k、α_m-1,k+1、α_m,k-1、α_m,k+1、α_m+1,k-1及びα_m+1,k+1は、それぞれデータ伝送信号２２〜２８から位相参照パイロット信号２０の直交位相軸への干渉の大きさを表す係数である。（数１１）からわかるように、理想的な状態において受信端で受信される位相参照パイロット信号２０には、その虚数項にのみ近傍で伝送される振幅参照パイロット信号２１及びデータ伝送信号２２〜２８からの干渉成分が現われる。よって、理想的な状態において受信端で受信される位相参照パイロット信号２０は虚数成分のみ有する。従って、位相参照パイロット信号２０｛ｒ_m,k｝の位相は、±π／２ラジアンである。（数１１）では、位相参照パイロット信号２０の直交位相軸への干渉は隣接して伝送される被変調信号のみについて考慮しているが、実際にはより離れた位置の被変調信号からの干渉も存在する。なお、位相参照パイロット信号２０に対して隣接より離れた位置の被変調信号からの干渉も位相参照パイロット信号２０の直交位相軸に発生する。よって、干渉を及ぼす範囲に関して、（数１１）は一般性を損なわない。

伝送チャネルを介して通信を行った場合を考える。位相参照パイロット信号２０は、ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアで伝送されている。位相参照パイロット信号２０に対する伝送チャネルの伝達特性をＨ_m,kとすると、伝送チャネルを介して受信端で受信された位相参照パイロット信号２０｛ｒ’_m,k｝は（数１２）のように表される。ここで、伝達特性Ｈ_m,kは複素ベクトルで表される。

伝送チャネルを介して受信端で受信された位相参照パイロット信号２０｛ｒ’_m,k｝から、伝送チャネルの伝達特性Ｈ_m,kの位相成分Φ_m,kを推定することができる。伝送チャネルの伝達特性の位相成分Φ_m,kは、（数１３）に示されるように、伝送チャネルを介して受信端で受信された位相参照パイロット信号２０の位相∠ｒ’_m,kから理想的な状態で受信される位相参照パイロット信号２０の位相∠ｒ_m,kである＋π／２ラジアンまたは−π／２ラジアンを差し引くことで推定される。

推定された伝送チャネルの伝達特性の位相成分Φ_m,kは位相参照パイロット信号２０の位相∠ｒ_m,kがもつπラジアンの位相不確定性を含むが、この位相不確定性は後述する手順において除去される。ここで言う「πラジアンの位相不確定性」とは、理想的な状態で受信される位相参照パイロット信号２０が＋π／２ラジアンであるか−π／２ラジアンであるかがこの時点では未知であることに起因し、＋π／２ラジアンと−π／２ラジアンの差の曖昧さを含むことを意味する。

理想的な状態において受信端で受信される振幅参照パイロット信号２１は（数１４）で表される。

（数１４）において、ｒ_m+1,kは理想的な状態で受信される振幅参照パイロット信号２１を表す複素ベクトルである。α_m,k-1、α_m,k+1、α_m+1,k-1、α_m+1,k+1、α_m+2,k-1、α_m+2,k及びα_m+2,k+1はそれぞれ、データ伝送信号２５〜３１から振幅参照パイロット信号２１の直交位相軸への干渉の大きさを表す係数である。（数１４）からわかるように、理想的な状態において受信端で受信される振幅参照パイロット信号２０には、その実数項に送信端で変調を行った振幅参照パイロット信号２１の振幅値ｄ_m+1,kが現われ、その虚数項に近傍のデータ伝送信号２５〜３１からの干渉成分が現われる。

伝送チャネルを介して通信を行った場合を考える。振幅参照パイロット信号２１は、（ｍ＋１）番目のシンボルのｋ番目のキャリアで伝送されている。振幅参照パイロット信号２１に対する伝達特性をＨ_m+1,kとすると、伝送チャネルを介して受信端で受信される振幅参照パイロット信号２１｛ｒ’_m+1,k｝は（数１５）のように表される。ここで、伝達特性Ｈ_m+1,kは複素ベクトルで表される。

伝送チャネルを介して受信端で受信された振幅参照パイロット信号２１｛ｒ’_m+1,k｝から伝送チャネルの伝達特性Ｈ_m+1,kの振幅成分Ａ_m+1,kを推定することができる。ここで伝送チャネルの伝達特性の時間的変動は少ないと仮定し、ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアの伝達特性Ｈ_m,kと（ｍ＋１）番目のシンボルのｋ番目のキャリアの伝達特性Ｈ_m+1,kは等しいとする。伝送チャネルの伝達特性の振幅成分Ａ_m+1,kは、（数１６）に示されるように、伝送チャネルを介して受信端で受信された振幅参照パイロット信号２１の位相ｒ’_m+1,kを、既に推定された伝送チャネルの伝達特性の位相成分Φ_m,kで位相補正し、位相補正された振幅参照パイロット信号２１の実数成分を振幅参照パイロット信号２１の既知の振幅値すなわち送信端での振幅値ｄ_m+1,kで除算することで推定される。

上記の如く推定された伝達特性の位相成分Φ_m,k及び振幅成分Ａ_m+1,kを用いて、伝送チャネルの伝達特性Ｈ_m,k及びＨ_m+1,kは（数１７）のように推定される。

推定された伝達特性の位相成分Φ_m,kがその位相不確定性によって、真実の値とはπラジアン異なって推定された場合であっても、その位相不確定性は除去される。なぜなら、伝達特性の位相成分Φ_m,kが真実の値とはπラジアン異なって推定された場合には、（数１６）で推定された伝達特性の振幅成分Ａ_m+1,kの極性が反転し、さらに（数１７）において極性が反転した値同士が掛け合わされることとなり、結局、推定された伝達特性Ｈ_m,k及びＨ_m+1,kの極性は真実の極性と等しくなるからである。

図２を用いて、本発明のマルチキャリア変調を用いた通信システムの概要を説明する。
図２に示されるように、この通信システムは、送信端１１０と、受信端１３０とを備えている。送信端１１０から送出されたマルチキャリア被変調信号は、伝送チャネル１２０を介して受信端１３０で受信される。

伝送チャネル１２０は、有線チャネルまたは無線チャネルである。伝送チャネル１２０が無線の場合、送信端１１０から伝送チャネル１２０、伝送チャネル１２０から受信端１３０へはアンテナを介して接続される。

送信端１１０は、フレーム構成手段１１１とマルチキャリア変調手段１１２とを含む。フレーム構成手段１１１は、送信データを入力し、入力された送信データに基づいてデータ伝送信号を変調するための振幅値を生成するとともに、データ伝送信号を変調するための振幅値と位相参照パイロット信号を変調するための振幅値と振幅参照パイロット信号を変調するための振幅値とを含むフレーム信号を生成する。フレーム信号に含まれる位相参照パイロット信号を変調するための振幅値は０であり、フレーム信号に含まれる振幅参照パイロット信号を変調するための振幅値は受信端で既知の値である。マルチキャリア変調手段１１２は、フレーム構成手段１１１で生成されたフレーム信号を入力し、フレーム信号に含まれる振幅値に基づいてＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア変調を施してマルチキャリア被変調信号を生成し、このマルチキャリア被変調信号を送信端１１０より送出する。

受信端１３０は、マルチキャリア復調手段１３１と、等化手段１３２を含む。マルチキャリア復調手段１３１は、受信されたＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア被変調信号をマルチキャリア復調し、復調ベクトルを出力する。等化手段１３２は、マルチキャリア復調手段１３１が出力した復調ベクトルを入力し、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性を推定し補償する。等化手段１３２において伝達特性の補償が行われた復調ベクトルは、受信データに復調されて出力される。

等化手段１３２は、例えば図３に示されるように構成することができる。図３に示されるように、等化手段１３２は、位相推定手段１４１と、位相補償手段１４２と、振幅推定手段１４３と、振幅補償手段１４４とを含む。位相推定手段１４１は、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルに含まれる位相参照パイロット信号を抽出し、この位相参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分を推定する。位相補償手段１４２は、位相推定手段１４１で推定された伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分に基づいて、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルの位相を補償する。振幅推定手段１４３は、位相補償手段１４２が出力した位相補償された復調ベクトルに含まれる振幅参照パイロット信号を抽出し、この振幅参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性の振幅成分を推定する。振幅補償手段１４４は、振幅推定手段１４３で推定された伝送チャネル１２０の伝達特性の振幅成分に基づいて、位相補償手段１４２が出力する位相補償された復調ベクトルの振幅を補償する。位相及び振幅が補償された復調ベクトルは、受信データに復調されて出力される。

等化手段１３２は、図４に示されるように構成することも可能である。図４に示されるように、等化手段１３２は、位相推定手段１５１と、位相補償手段１５２と、振幅推定手段１５３と、補償手段１５４とを含む。位相推定手段１５１は、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルに含まれる位相参照パイロット信号を抽出し、この位相参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分を推定する。位相補償手段１５２は、位相推定手段１５１で推定された伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分に基づいて、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルに含まれる振幅参照パイロット信号の位相を補償する。振幅推定手段１５３は、位相補償手段１５２が出力した位相補償された復調ベクトルに含まれる振幅参照パイロット信号を抽出し、この振幅参照パイロット信号に基づいて伝送チャネル１２０の伝達特性の振幅成分を推定する。補償手段１５４は、位相推定手段１５１及び振幅推定手段１５３で推定された伝送チャネル１２０の伝達特性の位相成分及び振幅成分に基づいて、マルチキャリア復調手段１３１から出力された復調ベクトルの位相及び振幅を補償する。位相及び振幅が補償された復調ベクトルは、受信データに復調され出力される。

なお、本実施の形態における上記の説明では、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１を挿入したフレームフォーマットについて説明したが、本実施の形態はこの例に限定されない。位相補償のみを行う場合は、位相参照パイロット信号２０のみを挿入したフレームフォーマットを用いてもよい。

また、本実施の形態における上記の説明では、振幅参照パイロット信号２１は時間方向において位相参照パイロット信号２０の次のシンボルに挿入されたフレームフォーマットについて説明したが、本実施の形態はこの例に限定されない。例えば、振幅参照パイロット信号２１が時間方向において位相参照パイロット信号２０の前のシンボルに挿入されたフレームフォーマットを用いてもよい。また、時間経過に伴う伝送チャネルの伝達特性の変化が少ない場合、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１は隣り合うシンボルに配置されていなくてもよい。つまり、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１の間に１又は複数のデータ伝送信号が介在していてもよい。

また、本実施の形態における上記の説明では、振幅参照パイロット信号２１は時間方向において位相参照パイロット信号２０の次のシンボルに挿入されたフレームフォーマットについて説明したが、本実施の形態はこの例に限定されない。振幅参照パイロット信号２１が周波数方向において位相参照パイロット信号２０に隣接するキャリアに挿入されたフレームフォーマットを用いてもよい。また、マルチパスによる複数の到来波の時間差がシンボル送信周期に比べて小さくコヒーレンス周波数帯域がキャリアの周波数の間隔よりも十分広い場合、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１は周波数方向において隣り合うキャリアに配置されていなくてもよい。つまり、位相参照パイロット信号２０と振幅参照パイロット信号２１の間に１又は複数のデータ伝送信号が介在していてもよい。

また、振幅参照パイロット信号２１はその振幅が受信端で既知であって、その極性を位相参照パイロット信号２０の直交位相に受信端で生じる固有干渉成分が大きくなるように選んでもよい。これにより、受信端において位相参照パイロット信号２０に基づき伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定する際、その推定精度が向上する。

以上のように、本発明のマルチキャリア変調方法では、送信端において、変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号（すなわちヌル信号）と、０ではない既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とが挿入される。これにより、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図５において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号は位相参照パイロット信号、●記号は振幅参照パイロット信号、×記号はデータ伝送信号を示す。実施の形態２においては、図５に示される如く、位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号は、ｋ番目のキャリアで時間方向に１シンボルおきに交互に伝送される。

位相参照パイロット信号は送信端において変調振幅が０に抑圧されている。すなわち、位相参照パイロット信号はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号がヌル信号であることは、受信端においても知られているものとする。振幅参照パイロット信号は受信端で既知である振幅値で変調されている。

実施の形態２において、好ましくは、時間方向において１シンボルおきに伝送される各々の振幅参照パイロット信号を振幅変調する極性は、それらの振幅参照パイロット信号を伝送するキャリアの周波数において互いに同じ位相となるように決定される。

実施の形態２においては、実施の形態１のマルチキャリア変調方法と同様、受信端において、位相参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定することができ、振幅参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の振幅成分を推定することができる。受信端において、推定された位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差に基づいて、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。特に、本実施の形態のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号を伝送するキャリアをパイロットキャリアとして取り扱う。

以上のように、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、送信端において変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号と、既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とをデータ伝送信号間に挿入することによって、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

特に本実施の形態のマルチキャリア変調は、１シンボルおきに伝送される各々の振幅参照パイロット信号の振幅変調極性をそれらの信号を伝送するキャリアの周波数において互いに同じ位相となるようにする場合、以下の効果を奏する。すなわち、このような位相関係にすることにより、各振幅参照パイロット信号が位相参照パイロット信号へ及ぼす固有干渉が大きくなる。これにより、受信端に置ける位相参照パイロット信号の直交位相軸に大きな振幅を発生させ、位相参照パイロット信号による位相検出の精度を向上させることができる。

（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図６において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号は位相参照パイロット信号、×記号はデータ伝送信号を示す。実施の形態３においては、図６に示されるが如く、位相参照パイロット信号はk番目のキャリアで時間方向に連続的に伝送される。

位相参照パイロット信号は送信端において変調振幅が０に抑圧されている。すなわち、位相参照パイロット信号はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号がヌル信号であることは、受信端においても知られているものとする。

実施の形態３では、実施の形態１のマルチキャリア変調方法と同様、受信端において、位相参照パイロット信号によって、送信端とのキャリア周波数ずれ及びサンプリング周波数ずれに起因する位相ずれを推定し、補正することができる。特に、本実施の形態のマルチキャリア変調方法では、位相参照パイロット信号を伝送するキャリアをパイロットキャリアとして取り扱う。

以上のように、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法では、送信端において変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号が挿入される。これにより、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。また、本実施の形態のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差を検出して、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。

特に本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、位相補償を行うためのパイロットキャリアを用いるマルチキャリア変調として有用である。

（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図７において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号は位相参照パイロット信号、●記号は振幅参照パイロット信号、×記号はデータ伝送信号を示す。実施の形態４においては、図７に示されるが如く、位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号はｍ番目のシンボルで周波数方向にキャリアごとに交互に配置されて伝送される。

位相参照パイロット信号は送信端において変調振幅が０に抑圧されている。すなわち、位相参照パイロット信号はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号がヌル信号であることは、受信端においても知られているものとする。振幅参照パイロット信号は受信端で既知である振幅値で変調されている。

実施の形態４においては、実施の形態１のマルチキャリア変調方法と同様、受信端において、位相参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定することができ、振幅参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の振幅成分を推定することができる。実施の形態４においては、受信端において、推定された位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差に基づいて、それらを補間してデータ伝送信号について伝送チャネルの伝達特性を推定し、補正することができる。特に、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法では、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号を伝送するシンボルをパイロットシンボルとして取り扱う。

なお、本実施の形態の上記説明では、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号がｍ番目のシンボルで伝送されその前後のシンボルではデータ伝送信号が伝送されるものとして説明しているが、本実施の形態はこれに限定されない。例えば、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号が伝送されるシンボルはバースト状のフレームの先頭であってもよく、あるいは、その前後に特殊なシンボルが伝送されてもよい。

以上のように、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、送信端において変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号と、既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とをデータ伝送信号間に挿入することによって、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。また、位相参照パイロット伝送によって削減された送信電力を振幅参照パイロット信号に割り当てることにより、受信端において伝送チャネルの伝達特性の推定精度を更に向上させることができる。

特に本実施の形態のマルチキャリア変調方法は、伝送チャネルの特性を推定するためのパイロットシンボル又は参照シンボルを有するマルチキャリア変調として有用である。

（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５におけるマルチキャリア変調方法の時間−周波数座標平面上で表されるフレームフォーマットの一部を切り出して示した図である。図８において、横軸はシンボルの時間方向の配置、縦軸はキャリアの周波数方向の配置を表している。横軸の番号は時間方向におけるシンボル番号を表し、縦軸の番号は周波数方向におけるキャリア番号を表している。○記号は位相参照パイロット信号、●記号は振幅参照パイロット信号、×記号はデータ伝送信号を示す。実施の形態５においては、図８に示されるが如く、位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号は、例えばｍ番目から（ｍ＋３）番目のシンボルにおいて、キャリアごとかつシンボルごとに交互に配置されて伝送される。

位相参照パイロット信号は送信端において変調振幅が０に抑圧されている。すなわち、位相参照パイロット信号はヌル信号である。また、位相参照パイロット信号がヌル信号であることは、受信端においても知られているものとする。振幅参照パイロット信号は受信端で既知である振幅値で変調されている。

実施の形態５では、実施の形態１のマルチキャリア変調方法と同様、受信端において、位相参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の位相成分を推定することができ、振幅参照パイロット信号によって伝送チャネルの伝達特性の振幅成分を推定することができる。実施の形態５では、受信端において、推定された位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差に基づいて、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。特に、本実施の形態のマルチキャリア変調方法では、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号を伝送するシンボルをパイロットシンボルとして取り扱う。

実施の形態５において、好ましくは、時間方向において１シンボルおきに伝送される各々の振幅参照パイロット信号を振幅変調する極性は、それら振幅参照パイロット信号を伝送するキャリアの周波数において互いに同じ位相となるように決定される。

実施の形態５において、好ましくは、上記のように構成されるパイロットシンボルのシンボル数は、１つのシンボルの被変調波の時間応答の長さに相当するシンボル数以上に設定する。これによって、理想的な状態において受信端で受信される位相参照パイロット信号の振幅が一意に決定し、かつ、振幅参照パイロット信号の位相が一意に決定するシンボルが形成され、そのシンボルではすべてのキャリアで伝送チャネルの伝達特性の位相と振幅を同時に推定することができる。

なお、本実施の形態の上記説明において、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号がｍ番目から（ｍ＋３）番目のシンボルで伝送されその前後のシンボルではデータ伝送信号が伝送されるものとして説明しているが、実施の形態５は、この例に限定されない。すなわち、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号が連続的に伝送されるシンボルの数は任意である。また、位相参照パイロット信号及び振幅参照パイロット信号が連続的に伝送されるシンボルはバースト状のフレームの先頭部分であってもよく、あるいは、その前後に特殊なシンボルが伝送されてもよい。

以上のように、本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、送信端において変調振幅が０に抑圧された位相参照パイロット信号と、既知振幅で変調された振幅参照パイロット信号とをデータ伝送信号の間に挿入することによって、送信端においてデータ送信信号からパイロット信号への干渉量及びその干渉量をキャンセルするための演算を行うことなく、受信端における簡単な演算で正確に伝送チャネルの伝達特性を推定することができる。また、本発明のマルチキャリア変調方法は、受信端において位相参照パイロット信号の位相差及び振幅参照パイロット信号の振幅差を検出して、伝送チャネルの伝達特性、送信端と受信端との間の周波数や位相の誤差などを推定し補正することができる。更に、本発明のマルチキャリア変調方法は、位相参照パイロット信号にかかる送信電力を削減することができる。また、位相参照パイロット伝送によって削減された送信電力を振幅参照パイロット信号に割り当てることにより、受信端において伝送チャネルの伝達特性の推定精度を更に向上させることができる。

特に本実施の形態に係るマルチキャリア変調方法は、伝送チャネルの特性を推定するためのパイロットシンボル又は参照シンボルを有するマルチキャリア変調として更に有用である。

本発明に係るマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置は、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ型のマルチキャリア変調において、送信端でのフレーム構成処理を簡易にし、かつ、パイロット信号の伝送にかかる送信電力を削減するものである。本発明に係るマルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置は、地上波デジタルテレビジョン放送、携帯電話や無線ＬＡＮなどの無線通信、ならびにｘＤＳＬや電力線通信などの有線通信における変調方法に有用である。また、その他の通信や音響解析にも応用できる。

本発明の実施の形態１におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図 本発明のマルチキャリア変調を用いた通信システムの概要図 本発明のマルチキャリア変調を用いた等化手段の一構成例のブロック図 本発明のマルチキャリア変調を用いた等化手段の他の構成例のブロック図 本発明の実施の形態２におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図 本発明の実施の形態３におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図 本発明の実施の形態４におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図 本発明の実施の形態５におけるマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図 従来の地上波デジタルテレビジョン放送規格のフレームフォーマットを示す図 従来の無線ＬＡＮ規格のフレームフォーマットを示す図 従来のマルチキャリア変調のフレームフォーマットを示す図

符号の説明

１０ パイロット信号
１１〜１８ データ伝送信号
２０ 位相参照パイロット信号
２１ 振幅参照パイロット信号
２２〜３１ データ伝送信号
１１０ 送信端
１１１ フレーム構成手段
１１２ マルチキャリア変調手段
１２０ 伝送チャネル
１３０ 受信端
１３１ マルチキャリア復調手段
１３２ 等化手段
１４１ 位相推定手段
１４２ 位相補償手段
１４３ 振幅推定手段
１４４ 振幅補償手段
１５１ 位相推定手段
１５２ 位相補償手段
１５３ 振幅推定手段
１５４ 補償手段

Claims (16)

1. シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法において、
   前記マルチキャリア変調方法に基づいて変調を施して生成されたマルチキャリア被変調信号は位相参照パイロット信号を含み、
   前記位相参照パイロット信号はヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である、マルチキャリア変調方法。
2. 前記位相参照パイロット信号は、所定のキャリアの時間方向に連続する複数のシンボルに配置されることを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア変調方法。
3. シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法において、
   前記マルチキャリア変調方法に基づいて変調を施して生成されたマルチキャリア被変調信号は位相参照パイロット信号と振幅参照パイロット信号を含み、
   前記位相参照パイロット信号はヌル信号（振幅値が０で変調された信号）であり、前記振幅参照パイロット信号は受信端で既知の振幅値で変調された信号である、マルチキャリア変調方法。
4. 前記位相参照パイロット信号と前記振幅参照パイロット信号は、所定のキャリアの時間方向に連続する複数のシンボルに１シンボルごとに交互に配置されることを特徴とする請求項３記載のマルチキャリア変調方法。
5. 前記位相参照パイロット信号と前記振幅参照パイロット信号は、所定のシンボルの周波数方向に連続する複数のキャリアに１キャリアごとに交互に配置されることを特徴とする請求項３記載のマルチキャリア変調方法。
6. 前記位相参照パイロット信号と前記振幅参照パイロット信号は、周波数方向に１キャリアごとに交互に配置され、且つ、時間方向にも１シンボルごとに交互に配置されることを特徴とする請求項３記載のマルチキャリア変調方法。
7. 請求項１に記載のマルチキャリア変調方法に基づく変調を施してマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する、送信装置。
8. シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従ってマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する送信装置であって、
   送信データを入力し、該送信データに基づくデータ伝送信号を生成するための振幅値と、位相参照パイロット信号を生成するための０である振幅値とを含むフレーム信号を構成するフレーム構成手段と、
   前記フレーム信号に含まれる各振幅値情報に基づき前記マルチキャリア変調方法に従って前記マルチキャリア被変調信号を生成するマルチキャリア変調手段とを備える、送信装置。
9. シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従ってマルチキャリア被変調信号を生成し、該信号を送出する送信装置であって、
   送信データを入力し、該送信データに基づくデータ伝送信号を生成するための振幅値と、位相参照パイロット信号を生成するための０である振幅値と、振幅参照パイロット信号を生成するための受信側で既知である振幅値とを含むフレーム信号を構成するフレーム構成手段と、
   前記フレーム信号に含まれる各振幅値情報に基づき前記マルチキャリア変調方法に従って前記マルチキャリア被変調信号を生成するマルチキャリア変調手段とを備える、送信装置。
10. 請求項１に記載のマルチキャリア変調方法に基づいて生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し、
    前記マルチキャリア被変調信号に含まれる前記位相参照パイロット信号に基づいて前記マルチキャリア変調信号の位相の変位を推定して補償する、受信装置。
11. 請求項３に記載のマルチキャリア変調方法に基づいて生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し、
    前記マルチキャリア被変調信号に含まれる前記位相参照パイロット信号に基づいて前記マルチキャリア変調信号の位相の変位を推定して補償し、
    前記マルチキャリア被変調信号に含まれる前記振幅参照パイロット信号に基づいて前記マルチキャリア変調信号の振幅の変位を推定して補償する、受信装置。
12. シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従って生成されたマルチキャリア被変調信号を受信し復調する受信装置であって、
    前記マルチキャリア被変調信号は、ヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である位相参照パイロット信号を含み、
    受信した前記マルチキャリア被変調信号を復調することにより復調ベクトルを生成し、該復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調手段と、
    前記復調ベクトルを入力し、前記位相参照パイロット信号に基づいて前記復調ベクトルの位相変位を推定して補償する等化手段とを備える、受信装置。
13. 前記等化手段は、
    前記復調ベクトルに含まれる前記位相参照パイロット信号を抽出して前記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
    前記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて前記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段とを含むことを特徴とする請求項１２の受信装置。
14. シンボル送信周期をτとし複数のキャリアの周波数間隔をνとしたときにντ＝１／２であるマルチキャリア変調方法に従って変調されたマルチキャリア被変調信号を受信し復調する受信装置であって、
    前記マルチキャリア被変調信号は、ヌル信号（振幅値が０で変調された信号）である位相参照パイロット信号と、受信端で既知の振幅で変調された振幅参照パイロット信号を含み、
    受信した前記マルチキャリア被変調信号を復調することにより復調ベクトルを生成し、該復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調手段と、
    前記復調ベクトルを入力し、前記位相参照パイロット信号に基づいて前記復調ベクトルの位相変位を推定して補償し、前記振幅参照パイロット信号に基づいて前記復調ベクトルの振幅変位を推定して補償する等化手段とを備える、受信装置。
15. 前記等化手段は、
    前記復調ベクトルに含まれる前記位相参照パイロット信号を抽出して前記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
    前記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて前記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段と、
    前記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルに含まれる前記振幅参照パイロット信号を抽出して前記位相補償された復調ベクトルの振幅変位を推定する振幅推定手段と、
    前記振幅推定手段で推定された振幅変位に基づいて前記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルの振幅を補償する位相補償手段とを含むことを特徴とする請求項１４記載の受信装置。
16. 前記等化手段は、
    前記復調ベクトルに含まれる前記位相参照パイロット信号を抽出して前記復調ベクトルの位相変位を推定する位相推定手段と、
    前記位相推定手段で推定された位相変位に基づいて前記復調ベクトルの位相を補償する位相補償手段と、
    前記位相補償手段が出力する位相補償された復調ベクトルに含まれる前記振幅参照パイロット信号を抽出して前記位相補償された復調ベクトルの振幅変位を推定する振幅推定手段と、
    前記位相推定手段で推定された位相変位及び前記振幅推定手段で推定された振幅変位に基づいて前記復調ベクトルの位相及び振幅を補償する補償手段とを含むことを特徴とする請求項１４記載の受信装置。