JP2006186576A - Phase-locked loop type frequency synthesizer - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、無線通信装置などに用いられる位相同期ループ形周波数シンセサイザに関するものである。 The present invention relates to a phase-locked loop type frequency synthesizer used for a radio communication apparatus or the like.
従来、位相同期ループ形周波数シンセサイザとして、PLLシンセサイザ回路と、PLLのループ位相および周波数制御電圧をプリセットするデジタルループプリセット回路を備えたデジタルループプリセット形の周波数シンセサイザが提案されている(例えば、非特許文献1参照)。このような周波数シンセサイザは、価格や大きさの面で優れ、位相同期の高速な収束動作を行うことができるとされている。 Conventionally, as a phase-locked loop type frequency synthesizer, a digital loop preset type frequency synthesizer including a PLL synthesizer circuit and a digital loop preset circuit for presetting a PLL loop phase and a frequency control voltage has been proposed (for example, non-patent). Reference 1). Such a frequency synthesizer is excellent in terms of price and size, and is said to be able to perform high-speed convergence operation with phase synchronization.
しかしながら、従来の技術には次のような問題点があった。即ち、従来の位相同期ループ形周波数シンセサイザでは、デジタル演算により所望の出力周波数に対応した設定電圧を求め、電圧制御発振器に印加することで高速な周波数切り替えを実現している反面、出力周波数の周波数分解能を高めると、演算精度の高精度化が必要となり、デジタル演算回路の規模が増加し、消費電力が大きくなる問題があった。また、デジタル演算回路に起因する雑音が電圧制御発振器の入力端子に重畳するため、PLLシンセサイザの雑音特性が劣化する問題もあった。 However, the conventional technique has the following problems. That is, in the conventional phase-locked loop type frequency synthesizer, a set voltage corresponding to a desired output frequency is obtained by digital calculation and applied to a voltage controlled oscillator, while high-speed frequency switching is realized, but the frequency of the output frequency. When the resolution is increased, it is necessary to increase the calculation accuracy, which increases the scale of the digital operation circuit and increases the power consumption. In addition, since noise caused by the digital arithmetic circuit is superimposed on the input terminal of the voltage controlled oscillator, there is a problem that the noise characteristics of the PLL synthesizer deteriorate.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、デジタル演算回路を使用せずに、位相同期の高速な収束動作を維持しつつ、低雑音となる位相同期ループ形周波数シンセサイザを得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. A phase-locked loop type frequency synthesizer that achieves low noise while maintaining a high-speed phase-locked convergence operation without using a digital arithmetic circuit. The purpose is to obtain.
この発明に係る位相同期ループ形周波数シンセサイザは、第1の基準信号を生成する第1の基準発振源と、高周波信号を生成する第1の電圧制御発振器と、局部発振信号を生成する局部発振源と、高周波信号および局部発振信号を入力とし、低周波信号を出力する周波数変換器と、周波数変換器からの低周波信号を入力とし、低周波信号を周波数分周し、第1の同期信号を出力する第1の可変分周器と、第1の基準信号および第1の同期信号を入力とし、第1の位相比較信号を出力する第1の位相比較器と、第1の位相比較器の出力を入力とし、平滑した第1の位相比較信号を出力する第1のループフィルタと、第1のループフィルタの出力信号および局部発振源からの設定信号を入力とし、これら信号に基づいて第1の電圧制御発振器の制御信号を出力する加算器とを備えた構成において、局部発振源を、第2の基準信号を生成する第2の基準発振源と、局部発振信号を生成する第2の電圧制御発振器と、局部発振信号を入力し、局部発振信号を周波数分周し第2の同期信号を出力する第2の可変分周器と、第2の基準信号と第2の同期信号を入力とし、第2の位相比較信号を出力する第2の位相比較器と、第2の位相比較信号を入力とし、平滑した第2の位相比較信号を第2の電圧制御発振器と加算器にそれぞれ出力する第2のループフィルタとで構成するようにしたものである。 A phase locked loop frequency synthesizer according to the present invention includes a first reference oscillation source that generates a first reference signal, a first voltage-controlled oscillator that generates a high-frequency signal, and a local oscillation source that generates a local oscillation signal. A high frequency signal and a local oscillation signal as input, a frequency converter that outputs a low frequency signal, a low frequency signal from the frequency converter as input, a frequency division of the low frequency signal, and a first synchronization signal as A first variable frequency divider for output, a first phase comparator for inputting a first reference signal and a first synchronization signal, and outputting a first phase comparison signal, and a first phase comparator A first loop filter that outputs an input and outputs a smoothed first phase comparison signal, an output signal of the first loop filter and a setting signal from a local oscillation source are input, and a first signal is generated based on these signals. Voltage control oscillator control In a configuration including an adder that outputs a signal, the local oscillation source is a second reference oscillation source that generates a second reference signal, a second voltage-controlled oscillator that generates a local oscillation signal, and a local oscillation A second variable frequency divider that inputs a signal, divides the frequency of the local oscillation signal and outputs a second synchronization signal, and receives a second reference signal and a second synchronization signal as inputs, and performs a second phase comparison A second phase comparator that outputs a signal, a second loop filter that receives the second phase comparison signal as an input, and outputs a smoothed second phase comparison signal to the second voltage controlled oscillator and the adder, respectively It is made up of.
この発明の位相同期ループ形周波数シンセサイザは、位相同期ループ形周波数シンセサイザに対して、更に同様の構成の位相同期ループ形周波数シンセサイザを追加して制御するようにしたので、高速な位相同期を確立しつつ、低雑音化を実現することができる。 The phase-locked loop type frequency synthesizer of the present invention is controlled by adding a phase-locked loop type frequency synthesizer having a similar configuration to the phase-locked loop type frequency synthesizer. However, low noise can be realized.
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1に係る位相同期ループ形周波数シンセサイザ(以下、PLLシンセサイザという)を示す構成図である。
本発明のPLLシンセサイザは、従来のPLLシンセサイザに対して更にPLLシンセサイザを追加することにより、高速な位相同期を確立しつつ低雑音化することを可能としているものである。
FIG. 1 is a configuration diagram showing a phase-locked loop type frequency synthesizer (hereinafter referred to as a PLL synthesizer) according to
The PLL synthesizer of the present invention is capable of reducing noise while establishing high-speed phase synchronization by adding a PLL synthesizer to the conventional PLL synthesizer.
図1に示すPLLシンセサイザは、第1の基準発振源1、第1の位相比較器2、第1のループフィルタ3、第1の電圧制御発振器4、第1の可変分周器5、PLL制御回路6、加算器7、周波数変換器8、フィルタ9、第2の基準発振源11、第2の位相比較器12、第2のループフィルタ13、第2の電圧制御発振器14、第2の可変分周器15からなり、第2の基準発振源11〜第2の可変分周器15によって、局部発振源20を構成している。
The PLL synthesizer shown in FIG. 1 includes a first
第1の基準発振源1は、第1の基準信号を生成する発振源である。第1の位相比較器2は、第1の基準発振源1から出力された第1の基準信号と、第1の可変分周器5から出力された第1の同期信号とを入力として、第1の位相比較信号を出力する比較器である。第1のループフィルタ3は、第1の位相比較器2の出力を入力とし、平滑した第1の位相比較信号を加算器7に出力する機能部である。第1の電圧制御発振器4は、加算器7の出力信号に基づいて高周波信号を生成する発振器である。第1の可変分周器5は、フィルタ9からの低周波信号を入力とし、この低周波信号を周波数分周して第1の同期信号を出力する機能部である。
The first
PLL制御回路6は、外部からのチャネル設定データに基づいて、制御信号を生成し、この制御信号を第1の可変分周器5と局部発振源20とに出力する機能部である。加算器7は、第1のループフィルタ3の出力信号と、局部発振源20からの設定信号を入力とし、第1の電圧制御発振器4の制御信号を出力する機能部である。周波数変換器8は、第1の電圧制御発振器4からの外部出力発振信号と局部発振源20からの局部発振信号を入力し、周波数混合信号を出力する機能部である。フィルタ9は、周波数変換器8からの周波数混合信号に対して、不要な周波数成分を抑圧して第1の可変分周器5に出力するフィルタである。
The
局部発振源20における各構成は、上記の第1の基準発振源1〜第1の可変分周器5の機能と基本的には同様である。即ち、第2の基準発振源11は、第2の基準信号を生成する発振源である。第2の位相比較器12は、第2の基準発振源11から出力された第2の基準信号と、第2の可変分周器15から出力された第2の同期信号とを入力として、第2の位相比較信号を出力する比較器である。第2のループフィルタ13は、第2の位相比較器12の出力を入力とし、平滑した第2の位相比較信号を第2の電圧制御発振器14および加算器7に出力する機能部である。
Each configuration of the
次に、実施の形態1の動作について説明する。
PLL制御回路6は、外部から与えられる所望の発振周波数に応じたチャネル設定データに応じて制御信号を生成し、制御信号を第1の可変分周器5と局部発振源20にそれぞれ出力する。一方、第1の基準発振器1は、第1の基準信号(周波数fr)を生成し、第1の基準信号を第1の位相比較器2に出力する。
Next, the operation of the first embodiment will be described.
The
局部発振源20は、PLL制御回路6から与えられる制御信号に応じた周波数の局部発振信号(周波数fp)および設定電圧を生成し、局部発振信号を周波数変換器8に、設定電圧Vaを加算器7にそれぞれ出力する。局部発振源20から出力する設定電圧Vaの詳細は後述する。
The
周波数変換器8は、第1の電圧制御発振器4からの外部出力発振信号(周波数fo)および局部発振源20からの局部発振信号(周波数fp)を入力し、周波数混合信号をフィルタ9に出力する。フィルタ9は、周波数変換器8からの周波数混合信号を入力し、不要な周波数成分を抑圧した出力信号を第1の可変分周器5に出力する。即ち、周波数変換器8は外部出力発振信号(周波数fo)と局部発振信号(周波数fp)との差周波の信号を生成する。そして、この周波数混合信号は、周波数foと周波数fpの様々な次数の周波数(m・fo±n・fp:mとnは整数)が含まれているため、フィルタ9によって不要な周波数成分を抑圧する。これによりフィルタ9から出力される信号の周波数成分は|fo−fp|となる。
The frequency converter 8 inputs the external output oscillation signal (frequency fo) from the first voltage controlled
第1の可変分周器5は、フィルタ9からの出力信号を入力し、PLL制御回路6からの制御信号に応じて周波数分周した第1の同期信号(周波数fv)を第1の位相比較器2に出力する。第1の位相比較器2は、第1の基準発振器1からの第1の基準信号(周波数fr)と、第1の可変分周器5からの第1の同期信号(周波数fv)とを入力信号として位相比較を行い、差分の位相に基づく振幅値に相当する位相比較信号Viを第1のループフィルタ3に出力する。第1のループフィルタ3は、第1の位相比較器2からの位相比較信号Viを入力し、平滑化された信号Voを加算器7に出力する。加算器7は、第1のループフィルタ3からの平滑化された信号Voおよび局部発振源20からの設定電圧Vaを入力し、電圧加算した信号Vtを第1の電圧制御発振器4に出力する。
The first
第1の電圧制御発振器4は、加算器7からの電圧加算信号Vtを入力し、入力に応じた外部出力発振信号(周波数fo)を外部に出力する。更に、外部出力発振信号(周波数fo)は、周波数変換器8にフィードバックされる。第1の電圧制御発振器4は、第1の可変分周器5から与えられる第1の同期信号の周波数fvが、第1の基準発振源1から与えられる第1の基準信号の周波数frに近づく方向に動作する。第1の同期信号の周波数fvと第1の基準信号の周波数frとの偏差が、ある周波数範囲内に落ち着けば、第1のループフィルタ3で平滑化された信号Voは安定することとなり、外部出力発振信号は周波数foにロックされ、安定した発振信号が外部に出力されることとなる。
The first voltage controlled
局部発振源20において、第2の電圧制御発振器14からの局部発振信号(周波数fp)は、周波数変換器8と第2の可変分周器15にそれぞれ出力される。第2の可変分周器15は、PLL制御回路6からの制御信号に応じて周波数分周した第2の同期信号を第2の位相比較器12に出力する。第2の位相比較器12では、第2の基準発振器11からの第2の基準信号と第2の同期信号との位相比較を行い、第2のループフィルタ13に出力する。第2のループフィルタ13では、第2の位相比較器12からの比較信号を平滑化し、第2の電圧制御発振器14と加算器7にそれぞれ出力する。第2の電圧制御発振器14では、第2の基準信号と第2の同期信号の周波数が一致するように動作する。
In the
局部発振源20から出力する設定電圧Vaは、上記の説明の通り、第2の電圧制御発振器14の制御信号と同一である。よって、第2の可変分周器15への制御信号により、局部発振信号の周波数fpおよび設定電圧Vaを制御することができる。外部出力発振信号の周波数foが所望周波数となる第1の電圧制御発振器4の制御電圧近傍となるように設定電圧Vaを設定することで、デジタル演算回路を使用せずに高速な周波数切り替えが実現できる。
The set voltage Va output from the
また、本実施の形態のPLLシンセサイザでは、周波数変換器8を用いて第1の可変分周器5への入力周波数を低くできるため、第1の可変分周器5の分周数Nを従来のPLLシンセサイザより低くできる。可変分周器の分周数を低くすることで、PLLシンセサイザの位相雑音特性を改善することが可能となる。即ち、PLL出力の位相雑音特性は、位相比較器や可変分周器の分周数Nで劣化し出力される。この劣化分は、20・log10(N)(dB)で表される。従って、Nを低くするほど劣化量が少なくなり、位相雑音特性を改善することができるからである。
Further, in the PLL synthesizer of the present embodiment, since the input frequency to the first
尚、上述した回路構成では、第1の位相比較器2の出力に第1のループフィルタ3が接続され、第1のループフィルタ3の出力に加算器7が接続されている。しかしながら、これら第1のループフィルタ3と加算器7の接続順が逆であっても良く、このような構成であっても上記回路構成と同様の効果を奏する。
In the circuit configuration described above, the
図2は、その回路構成を示す構成図である。
図示のように、第1の位相比較器2の出力に加算器7が接続され、加算器7の出力に第1のループフィルタ3が接続されている。即ち、加算器7は、第1の位相比較器2の出力信号と第2のループフィルタ13の出力信号を入力し、電圧加算した信号を第1のループフィルタ3に出力する。また、第1のループフィルタ3は、加算器7の出力信号を入力とし、平滑した加算器7の出力信号を第1の電圧制御発振器4の制御信号として出力する。これ以外の構成および動作は、図1に示した回路構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
FIG. 2 is a block diagram showing the circuit configuration.
As shown in the figure, an
更に、図1および図2に示す実施の形態1で示した回路構成では、二つの基準発振器(第1の基準発振源1と第2の基準発振源11)を用いている構成について示したが、一つの基準発振源から第1の位相比較器2と第2の位相比較器12に出力するよう構成してもよい。
Further, in the circuit configuration shown in the first embodiment shown in FIG. 1 and FIG. 2, the configuration using two reference oscillators (the first
以上のように、実施の形態1の位相同期ループ形周波数シンセサイザによれば、第1の基準信号を生成する第1の基準発振源と、高周波信号を生成する第1の電圧制御発振器と、局部発振信号を生成する局部発振源と、高周波信号および局部発振信号を入力とし、低周波信号を出力する周波数変換器と、周波数変換器からの低周波信号を入力とし、低周波信号を周波数分周し、第1の同期信号を出力する第1の可変分周器と、第1の基準信号および第1の同期信号を入力とし、第1の位相比較信号を出力する第1の位相比較器と、第1の位相比較器の出力を入力とし、平滑した第1の位相比較信号を出力する第1のループフィルタと、第1のループフィルタの出力信号および局部発振源からの設定信号を入力とし、これら信号を電圧加算して第1の電圧制御発振器の制御信号として出力する加算器とを備え、局部発振源を、第2の基準信号を生成する第2の基準発振源と、局部発振信号を生成する第2の電圧制御発振器と、局部発振信号を入力し、局部発振信号を周波数分周し第2の同期信号を出力する第2の可変分周器と、第2の基準信号と第2の同期信号を入力とし、第2の位相比較信号を出力する第2の位相比較器と、第2の位相比較信号を入力とし、平滑した第2の位相比較信号を、第2の電圧制御発振器に出力すると共に、設定信号として出力する第2のループフィルタとで構成したので、PLLシンセサイザとして、高速な位相同期を確立しつつ、低雑音化を実現することができる効果がある。 As described above, according to the phase-locked loop type frequency synthesizer of the first embodiment, the first reference oscillation source that generates the first reference signal, the first voltage-controlled oscillator that generates the high-frequency signal, and the local A local oscillation source that generates an oscillation signal, a high-frequency signal and a local oscillation signal as input, a frequency converter that outputs a low-frequency signal, a low-frequency signal from the frequency converter as input, and a low-frequency signal divided by frequency A first variable frequency divider that outputs a first synchronization signal; a first phase comparator that receives the first reference signal and the first synchronization signal and outputs a first phase comparison signal; The output of the first phase comparator is input, the first loop filter that outputs the smoothed first phase comparison signal, the output signal of the first loop filter and the setting signal from the local oscillation source are input. Add these signals to the voltage And an adder that outputs as a control signal for one voltage controlled oscillator, a local oscillation source, a second reference oscillation source that generates a second reference signal, and a second voltage controlled oscillator that generates a local oscillation signal A second variable frequency divider that inputs a local oscillation signal, frequency-divides the local oscillation signal and outputs a second synchronization signal, a second reference signal, and a second synchronization signal as inputs, The second phase comparator that outputs the phase comparison signal of 2 and the second phase comparison signal as inputs, and outputs the smoothed second phase comparison signal to the second voltage controlled oscillator and as the setting signal Since it is configured with the second loop filter that outputs, the PLL synthesizer has an effect of realizing low noise while establishing high-speed phase synchronization.
また、実施の形態1の位相同期ループ形周波数シンセサイザによれば、第1の基準信号を生成する第1の基準発振源と、高周波信号を生成する第1の電圧制御発振器と、局部発振信号を生成する局部発振源と、高周波信号および前記局部発振信号を入力とし、低周波信号を出力する周波数変換器と、周波数変換器からの低周波信号を入力とし、低周波信号を周波数分周し、第1の同期信号を出力する第1の可変分周器と、第1の基準信号および第1の同期信号を入力とし、第1の位相比較信号を出力する第1の位相比較器と、第1の位相比較器の出力信号および局部発振源からの設定信号を入力とし、これら信号を電圧加算した信号を出力する加算器と、加算器の出力信号を入力とし、平滑した加算器の出力信号を第1の電圧制御発振器の制御信号とする第1のループフィルタとを備え、局部発振源を、第2の基準信号を生成する第2の基準発振源と、局部発振信号を生成する第2の電圧制御発振器と、局部発振信号を入力し、局部発振信号を周波数分周し第2の同期信号を出力する第2の可変分周器と、第2の基準信号と第2の同期信号を入力とし、第2の位相比較信号を出力する第2の位相比較器と、第2の位相比較信号を入力とし、平滑した第2の位相比較信号を、第2の電圧制御発振器に出力すると共に、設定信号として出力する第2のループフィルタとで構成したので、同様に、PLLシンセサイザとして、高速な位相同期を確立しつつ、低雑音化を実現することができる効果がある。 Further, according to the phase-locked loop frequency synthesizer of the first embodiment, the first reference oscillation source that generates the first reference signal, the first voltage-controlled oscillator that generates the high-frequency signal, and the local oscillation signal A local oscillation source to be generated, a high frequency signal and the local oscillation signal as inputs, a frequency converter that outputs a low frequency signal, a low frequency signal from the frequency converter as an input, and the low frequency signal is frequency-divided, A first variable frequency divider that outputs a first synchronization signal; a first phase comparator that receives a first reference signal and a first synchronization signal and outputs a first phase comparison signal; The output signal of the phase comparator of 1 and the setting signal from the local oscillation source are input, and an adder that outputs a signal obtained by voltage-adding these signals, and the output signal of the adder that is smoothed by using the output signal of the adder as input Is controlled by the first voltage controlled oscillator. A local oscillation source, a second reference oscillation source for generating a second reference signal, a second voltage controlled oscillator for generating a local oscillation signal, and a local oscillation signal , The second variable frequency divider for frequency-dividing the local oscillation signal and outputting the second synchronization signal, the second reference signal and the second synchronization signal as inputs, and the second phase comparison signal A second phase comparator that outputs the second phase comparison signal, and a second phase comparison signal that has been smoothed is output to the second voltage controlled oscillator and is output as a setting signal. Since it is configured with a loop filter, similarly, as a PLL synthesizer, there is an effect that low noise can be realized while establishing high-speed phase synchronization.
実施の形態2.
実施の形態1では、局部発振源に用いる第2の電圧制御発振器の制御信号を設定電圧として用いる構成について説明した。局部発振源に整数形PLLシンセサイザを用いた場合、設定電圧を任意の値とするためには、周波数分解能を低くする必要がある。この場合、局部発振源の位相雑音特性が劣化し、かつ全体のPLLシンセサイザの位相雑音特性が劣化する問題がある。本実施の形態2では上記の問題を解決し、安定かつ高速に位相同期を確立する別の構成について示す。
In the first embodiment, the configuration in which the control signal of the second voltage controlled oscillator used for the local oscillation source is used as the set voltage has been described. When an integer PLL synthesizer is used as the local oscillation source, the frequency resolution needs to be lowered in order to set the set voltage to an arbitrary value. In this case, there is a problem that the phase noise characteristic of the local oscillation source deteriorates and the phase noise characteristic of the entire PLL synthesizer deteriorates. In the second embodiment, another configuration that solves the above problem and establishes phase synchronization stably and at high speed will be described.
図3は、本発明の実施の形態2に係るPLLシンセサイザを示す構成図である。
図において、デルタシグマ(ΔΣ)変調回路16は、PLL制御回路6からの制御信号を入力とし、第2の可変分周器15からの信号をクロックとして、デルタシグマ変調した制御信号を、第2の可変分周器15に出力する機能を有している。また、第2の可変分周器15は、第2の電圧制御発振器14からの局部発振信号(周波数fp)を入力とし、デルタシグマ変調回路16からの制御信号に応じて周波数分周した第2の同期信号を第2の位相比較器12に出力するよう構成されている。その他の各構成は、実施の形態1と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
FIG. 3 is a block diagram showing a PLL synthesizer according to
In the figure, a delta sigma (ΔΣ)
このように構成されたPLLシンセサイザでは、第2の可変分周器15をデルタシグマ変調制御することにより、位相雑音特性を劣化させずに、所望の周波数分解能を得ることができる。よって、設定電圧を任意の値に設定しつつ、低位相雑音特性を有するPLLシンセサイザを実現することができる。即ち、デルタシグマ変調によるフラクショナル動作により、出力信号の周波数を同じ値とした場合、第2の可変分周器15をより高い位相比較周波数で動作させることができる。実施の形態1で述べたように、PLL出力の位相雑音特性は、位相比較器や可変分周器の雑音特性が可変分周数Nの値で劣化するため、Nの値は小さい方が位相雑音特性を向上させることができる。Nは、出力周波数fo/位相比較周波数frで与えられるため、frを高くすることでNの値を小さくすることができる。従って、このようなフラクショナル動作により、同じ周波数分解能を実現しても位相比較周波数を高くすることができ、その結果、位相雑音特性を改善することができる。
In the PLL synthesizer configured as described above, the second
尚、上述した回路構成では、第1の位相比較器2の出力に第1のループフィルタ3が接続され、第1のループフィルタ3の出力に加算器7が接続されている。しかしながら、これら第1のループフィルタ3と加算器7の接続順が逆であっても良く、このような構成であっても上記回路構成と同様の効果を奏する。
In the circuit configuration described above, the
図4は、その回路構成を示す構成図である。
図示のように、第1の位相比較器2の出力に加算器7が接続され、加算器7の出力に第1のループフィルタ3が接続されている。即ち、加算器7は、第1の位相比較器2の出力信号と第2のループフィルタ13の出力信号を入力し、電圧加算した信号を第1のループフィルタ3に出力する。また、第1のループフィルタ3は、加算器7の出力信号を入力とし、平滑した加算器7の出力信号を第1の電圧制御発振器4の制御信号として出力する。これ以外の構成および動作は、図3に示した回路構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
FIG. 4 is a block diagram showing the circuit configuration.
As shown in the figure, an
更に、図3および図4に示す実施の形態2で示した回路構成では、二つの基準発振器(第1の基準発振源1と第2の基準発振源11)を用いている構成について示したが、一つの基準発振源から第1の位相比較器2と第2の位相比較器12に出力するよう構成してもよい。
Further, in the circuit configuration shown in the second embodiment shown in FIGS. 3 and 4, a configuration using two reference oscillators (first
以上のように、実施の形態2の位相同期ループ形周波数シンセサイザによれば、局部発振源を、外部から与えられる設定データに応じたデルタシグマ変調信号を第2の可変分周器に出力するデルタシグマ変調回路と、第2の基準信号を生成する第2の基準発振源と、局部発振信号を生成する第2の電圧制御発振器と、局部発振信号を入力し、局部発振信号をデルタシグマ変調信号に応じて周波数分周して第2の同期信号を出力する第2の可変分周器と、第2の基準信号と第2の同期信号を入力とし、第2の位相比較信号を出力する第2の位相比較器と、第2の位相比較信号を入力とし、平滑した第2の位相比較信号を、第2の電圧制御発振器に出力すると共に、設定信号として出力する第2のループフィルタとから構成したので、実施の形態1の効果に加えて、位相雑音特性を劣化させずに、所望の周波数分解能を得ることができ、従って、低位相雑音特性を有するPLLシンセサイザを実現することができる。 As described above, according to the phase-locked loop frequency synthesizer of the second embodiment, the local oscillation source outputs a delta-sigma modulation signal corresponding to setting data given from the outside to the second variable frequency divider. A sigma modulation circuit, a second reference oscillation source for generating a second reference signal, a second voltage controlled oscillator for generating a local oscillation signal, a local oscillation signal, and the local oscillation signal as a delta sigma modulation signal And a second variable frequency divider that divides the frequency according to the output and outputs a second synchronization signal, a second reference signal and a second synchronization signal as inputs, and a second phase comparison signal that is output. 2 and a second loop filter that receives the second phase comparison signal and outputs a smoothed second phase comparison signal to the second voltage controlled oscillator and as a setting signal. Since it is configured, the embodiment In addition to the effects, without deteriorating the phase noise characteristics, it is possible to obtain a desired frequency resolution, and thus, it is possible to realize a PLL synthesizer having a low phase noise characteristic.
実施の形態3.
実施の形態1、2では、第1の電圧制御発振器の制御電圧は、局部発振源からの設定電圧と第1のループフィルタからの平滑化された信号との電圧加算により得られる構成について説明した。第1の電圧制御発振器と第2の電圧制御発振器の制御電圧に対する出力周波数の特性(V−F特性)は、電圧制御発振器で用いる半導体デバイスの固体ばらつきなどによって変わるものであり、必ずしも所望のV−F特性が得られるとは限らない。設定電圧が所望の値より大きく異なる場合、安定に位相同期を確立できなくなる可能性がある。本実施の形態3では上記の問題を解決し、安定かつ高速に位相同期を確立する別の構成について示す。
In the first and second embodiments, the configuration in which the control voltage of the first voltage controlled oscillator is obtained by voltage addition of the set voltage from the local oscillation source and the smoothed signal from the first loop filter has been described. . The characteristics (VF characteristics) of the output frequency with respect to the control voltage of the first voltage controlled oscillator and the second voltage controlled oscillator vary depending on the individual variations of semiconductor devices used in the voltage controlled oscillator, and the desired V The -F characteristic is not always obtained. If the set voltage differs greatly from a desired value, there is a possibility that phase synchronization cannot be established stably. In the third embodiment, another configuration that solves the above problem and establishes phase synchronization stably and at high speed will be described.
図5は、本発明の実施の形態3に係るPLLシンセサイザを示す構成図である。
図において、電圧増幅器17は、局部発振源20からの設定電圧(Va)を入力とし、固定の電圧利得(α)で増幅した設定電圧(α・Va)を加算器7に出力する。オフセット電圧回路18は、オフセット電圧(Vs)を生成し、加算器7に出力する。加算器7は、第1のループフィルタ3からの平滑化された信号(Vo)、および電圧増幅器17からの出力電圧(α・Va)およびオフセット電圧回路18からのオフセット電圧(Vs)を入力し、電圧加算した信号(Vt=Vo+α・Va+Vs)を第1の電圧制御発振器4に出力する。これ以外の構成および動作は、実施の形態1、2と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。また、電圧増幅器17の電圧利得(α)およびオフセット電圧回路18のオフセット電圧(Vs)の値は、第1の電圧制御発振器4と第2の電圧制御発振器14から出力される信号のV−F特性が同等になるよう適宜設定されるものである。
FIG. 5 is a configuration diagram showing a PLL synthesizer according to the third embodiment of the present invention.
In the figure, the
このように構成されたPLLシンセサイザでは、電圧増幅器17とオフセット電圧回路18を用いることで、設定電圧の補正を行うことができる。即ち、補正後の設定電圧を所望の値の近傍にできるため、所望のV−F特性を有していない電圧制御発振器を用いた場合でも安定な位相同期を確立することができる。
In the PLL synthesizer configured as described above, the set voltage can be corrected by using the
尚、上述した回路構成では、第1の位相比較器2の出力に第1のループフィルタ3が接続され、第1のループフィルタ3の出力に加算器7が接続されている。しかしながら、これら第1のループフィルタ3と加算器7の接続順が逆であっても良く、このような構成であっても上記回路構成と同様の効果を奏する。
In the circuit configuration described above, the
図6は、その回路構成を示す構成図である。
図示のように、第1の位相比較器2の出力に加算器7が接続され、加算器7の出力に第1のループフィルタ3が接続されている。即ち、加算器7は、第1の位相比較器2の出力信号と、電圧増幅器17からの出力電圧およびオフセット電圧回路18からのオフセット電圧とを入力し、電圧加算した信号を第1のループフィルタ3に出力する。また、第1のループフィルタ3は、加算器7の出力信号を入力とし、平滑した加算器7の出力信号を第1の電圧制御発振器4の制御信号として出力する。これ以外の構成および動作は、図5に示した回路構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
FIG. 6 is a block diagram showing the circuit configuration.
As shown in the figure, an
更に、図5および図6に示す実施の形態3で示した回路構成では、二つの基準発振器(第1の基準発振源1と第2の基準発振源11)を用いている構成について示したが、一つの基準発振源から第1の位相比較器2と第2の位相比較器12に出力するよう構成してもよい。
Further, in the circuit configuration shown in the third embodiment shown in FIGS. 5 and 6, a configuration using two reference oscillators (first
尚、上記実施の形態3は、実施の形態2の局部発振源20の構成に適用した場合を説明したが、実施の形態1の構成に適用しても同様の効果を奏する。
In addition, although the said
以上のように、実施の形態3の位相同期ループ形周波数シンセサイザによれば、第2のループフィルタから出力される設定信号を入力し、設定信号を所定の電圧利得で増幅した信号を出力する電圧増幅器と、所定のオフセット電圧を生成して出力するオフセット電圧回路と、電圧増幅器の出力信号およびオフセット電圧回路の出力信号を局部発振源からの設定信号に代えて入力とし、電圧加算した信号を出力する加算器を備えたので、実施の形態1,2の効果に加えて、所望のV−F特性を有していない電圧制御発振器を用いた場合でも、安定した位相同期を実現することができる効果がある。 As described above, according to the phase-locked loop frequency synthesizer of the third embodiment, the setting signal output from the second loop filter is input, and the voltage that outputs the signal obtained by amplifying the setting signal with a predetermined voltage gain is output. An amplifier, an offset voltage circuit that generates and outputs a predetermined offset voltage, and an output signal of the voltage amplifier and an output signal of the offset voltage circuit are input instead of a setting signal from the local oscillation source, and a voltage-added signal is output. In addition to the effects of the first and second embodiments, a stable phase synchronization can be realized even when a voltage controlled oscillator that does not have a desired VF characteristic is used. effective.
1 第1の基準発振源、2 第1の位相比較器、3 第1のループフィルタ、4 第1の電圧制御発振器、5 第1の可変分周器、6 PLL制御回路、7 加算器、8 周波数変換器、11 第2の基準発振源、12 第2の位相比較器、13 第2のループフィルタ、14 第2の電圧制御発振器、15 第2の可変分周器、16 デルタシグマ変調回路、17 電圧増幅器、18 オフセット電圧回路。
1 first
Claims (4)
高周波信号を生成する第1の電圧制御発振器と、
局部発振信号を生成する局部発振源と、
前記高周波信号および前記局部発振信号を入力とし、低周波信号を出力する周波数変換器と、
前記周波数変換器からの低周波信号を入力とし、当該低周波信号を周波数分周し、第1の同期信号を出力する第1の可変分周器と、
前記第1の基準信号および前記第1の同期信号を入力とし、第1の位相比較信号を出力する第1の位相比較器と、
前記第1の位相比較器の出力を入力とし、平滑した前記第1の位相比較信号を出力する第1のループフィルタと、
前記第1のループフィルタの出力信号および前記局部発振源からの設定信号を入力とし、これら信号を電圧加算して前記第1の電圧制御発振器の制御信号として出力する加算器とを備え、
前記局部発振源を、
第2の基準信号を生成する第2の基準発振源と、
前記局部発振信号を生成する第2の電圧制御発振器と、
前記局部発振信号を入力し、当該局部発振信号を周波数分周し第2の同期信号を出力する第2の可変分周器と、
前記第2の基準信号と前記第2の同期信号を入力とし、第2の位相比較信号を出力する第2の位相比較器と、
前記第2の位相比較信号を入力とし、平滑した前記第2の位相比較信号を、前記第2の電圧制御発振器に出力すると共に、前記設定信号として出力する第2のループフィルタとで構成した位相同期ループ形周波数シンセサイザ。 A first reference oscillation source for generating a first reference signal;
A first voltage controlled oscillator for generating a high frequency signal;
A local oscillation source for generating a local oscillation signal;
The frequency converter that inputs the high-frequency signal and the local oscillation signal and outputs a low-frequency signal;
A first variable frequency divider that receives the low frequency signal from the frequency converter, divides the frequency of the low frequency signal, and outputs a first synchronization signal;
A first phase comparator that receives the first reference signal and the first synchronization signal and outputs a first phase comparison signal;
A first loop filter that takes the output of the first phase comparator as an input and outputs the smoothed first phase comparison signal;
An adder that receives an output signal of the first loop filter and a setting signal from the local oscillation source as an input, adds a voltage of these signals and outputs as a control signal of the first voltage-controlled oscillator;
The local oscillation source,
A second reference oscillation source for generating a second reference signal;
A second voltage controlled oscillator for generating the local oscillation signal;
A second variable frequency divider that inputs the local oscillation signal, frequency-divides the local oscillation signal, and outputs a second synchronization signal;
A second phase comparator that inputs the second reference signal and the second synchronization signal and outputs a second phase comparison signal;
The phase composed of the second phase comparison signal as an input and the smoothed second phase comparison signal output to the second voltage-controlled oscillator and output as the setting signal Synchronous loop type frequency synthesizer.
高周波信号を生成する第1の電圧制御発振器と、
局部発振信号を生成する局部発振源と、
前記高周波信号および前記局部発振信号を入力とし、低周波信号を出力する周波数変換器と、
前記周波数変換器からの低周波信号を入力とし、当該低周波信号を周波数分周し、第1の同期信号を出力する第1の可変分周器と、
前記第1の基準信号および前記第1の同期信号を入力とし、第1の位相比較信号を出力する第1の位相比較器と、
前記第1の位相比較器の出力信号および前記局部発振源からの設定信号を入力とし、これら信号を電圧加算した信号を出力する加算器と、
前記加算器の出力信号を入力とし、平滑した当該加算器の出力信号を第1の電圧制御発振器の制御信号とする第1のループフィルタとを備え、
前記局部発振源を、
第2の基準信号を生成する第2の基準発振源と、
前記局部発振信号を生成する第2の電圧制御発振器と、
前記局部発振信号を入力し、当該局部発振信号を周波数分周し第2の同期信号を出力する第2の可変分周器と、
前記第2の基準信号と前記第2の同期信号を入力とし、第2の位相比較信号を出力する第2の位相比較器と、
前記第2の位相比較信号を入力とし、平滑した前記第2の位相比較信号を、前記第2の電圧制御発振器に出力すると共に、前記設定信号として出力する第2のループフィルタとで構成した位相同期ループ形周波数シンセサイザ。 A first reference oscillation source for generating a first reference signal;
A first voltage controlled oscillator for generating a high frequency signal;
A local oscillation source for generating a local oscillation signal;
The frequency converter that inputs the high-frequency signal and the local oscillation signal and outputs a low-frequency signal;
A first variable frequency divider that receives the low frequency signal from the frequency converter, divides the frequency of the low frequency signal, and outputs a first synchronization signal;
A first phase comparator that receives the first reference signal and the first synchronization signal and outputs a first phase comparison signal;
An adder that outputs an output signal of the first phase comparator and a setting signal from the local oscillation source and outputs a signal obtained by voltage-adding these signals;
A first loop filter having the output signal of the adder as an input and the smoothed output signal of the adder as a control signal of a first voltage controlled oscillator;
The local oscillation source,
A second reference oscillation source for generating a second reference signal;
A second voltage controlled oscillator for generating the local oscillation signal;
A second variable frequency divider that inputs the local oscillation signal, frequency-divides the local oscillation signal, and outputs a second synchronization signal;
A second phase comparator that inputs the second reference signal and the second synchronization signal and outputs a second phase comparison signal;
A phase constituted by a second loop filter that receives the second phase comparison signal as an input, outputs the smoothed second phase comparison signal to the second voltage controlled oscillator, and outputs it as the setting signal. Synchronous loop type frequency synthesizer.
外部から与えられる設定データに応じたデルタシグマ変調信号を第2の可変分周器に出力するデルタシグマ変調回路と、
第2の基準信号を生成する第2の基準発振源と、
局部発振信号を生成する第2の電圧制御発振器と、
前記局部発振信号を入力し、前記局部発振信号を前記デルタシグマ変調信号に応じて周波数分周して第2の同期信号を出力する第2の可変分周器と、
前記第2の基準信号と前記第2の同期信号を入力とし、第2の位相比較信号を出力する第2の位相比較器と、
前記第2の位相比較信号を入力とし、平滑した前記第2の位相比較信号を、前記第2の電圧制御発振器に出力すると共に、設定信号として出力する第2のループフィルタとから構成したことを特徴とする請求項1または請求項2記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。 Local oscillator source
A delta-sigma modulation circuit that outputs a delta-sigma modulation signal corresponding to setting data given from the outside to the second variable frequency divider;
A second reference oscillation source for generating a second reference signal;
A second voltage controlled oscillator for generating a local oscillation signal;
A second variable frequency divider that inputs the local oscillation signal, frequency-divides the local oscillation signal according to the delta-sigma modulation signal, and outputs a second synchronization signal;
A second phase comparator that inputs the second reference signal and the second synchronization signal and outputs a second phase comparison signal;
The second phase comparison signal as an input, and the second phase comparison signal that has been smoothed is output to the second voltage controlled oscillator and is output from the second loop filter as a setting signal. 3. A phase-locked loop type frequency synthesizer according to claim 1 or 2.
所定のオフセット電圧を生成して出力するオフセット電圧回路と、
前記電圧増幅器の出力信号および前記オフセット電圧回路の出力信号を局部発振源からの設定信号に代えて入力とし、電圧加算した信号を出力する加算器を備えたことを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。 A voltage amplifier that inputs a setting signal output from the second loop filter and outputs a signal obtained by amplifying the setting signal with a predetermined voltage gain;
An offset voltage circuit that generates and outputs a predetermined offset voltage;
2. An adder that outputs a voltage-added signal using the output signal of the voltage amplifier and the output signal of the offset voltage circuit as input instead of a setting signal from a local oscillation source. 4. The phase-locked loop frequency synthesizer according to any one of items 3.
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Cited By (6)
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CN106301362A (en) * | 2016-08-01 | 2017-01-04 | 广东美的厨房电器制造有限公司 | Source signal generating means and microwave oven |
CN106301362B (en) * | 2016-08-01 | 2019-04-23 | 广东美的厨房电器制造有限公司 | Source signal generating device and micro-wave oven |
US10784902B2 (en) | 2016-12-19 | 2020-09-22 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Systems and methods for switching reference crystal oscillators for a transceiver of a wireless device |
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CN117459061A (en) * | 2023-12-25 | 2024-01-26 | 成都威频通讯技术有限公司 | Signal synthesizer |
CN117459061B (en) * | 2023-12-25 | 2024-04-09 | 成都威频通讯技术有限公司 | Signal synthesizer |
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