JP2006184121A - 磁気センサ回路および半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 温度変化の生じる環境下において高精度に磁界強度が検出可能な磁気センサ回路を提供する。
【解決手段】 パルス発生回路１１、パルス電流供給回路１２、遅延回路１３、サンプルホールド回路１４、増幅回路１５、温度検出回路１６、および温度補償回路１８から構成し、ＭＩ素子２０から磁界強度に対応した検出信号が供給される。温度検出回路１６により磁気センサの温度を検出し、温度補償回路１８により温度に対応する温度信号により、検出信号がサンプルホールド回路１４で保持されたほぼ直流のホールド信号に対して温度補償を行う。温度検出回路１６は、ダイオードやトランジスタのＰＮ接合の電流−電圧特性を利用して温度を検出する。
【選択図】 図３

Description

本発明は、微弱な磁場を検知可能なＭＩ（ｍａｇｎｅｔｏ−ｉｍｐｅｄａｎｃｅ ｅｆｆｅｃｔ、磁気インピーダンス効果型）センサに用いられる磁気センサ回路および半導体装置に関する。

小型で高性能な磁気センサとして、磁気インピーダンス（ＭＩ）効果を利用した磁気インピーダンス効果型センサ（ＭＩセンサ）が提案されている。ＭＩセンサは、感磁素子としてＭＩ素子を用いており、ＭＩ素子の軟磁性アモルファスワイヤに印加された磁界強度を検出する。ＭＩ効果は、軟磁性アモルファスワイヤに短時間幅のパルス電流を流した際に、軟磁性アモルファスワイヤに印加された磁界強度に比例してインピーダンスが大きく変化する現象である。

ＭＩセンサには、軟磁性アモルファスワイヤのインピーダンスを検出するインピーダンス検出方式と、軟磁性アモルファスワイヤのインダクタンス成分だけを検出するインダクタンス検出方式がある。

インピーダンス検出方式は、ＭＩ素子がアモルファスワイヤのみからなるのでＭＩ素子の構造が単純である点で有利である。しかし、零磁界を境に出力特性が対称となるため、磁界の方向を別に検出する必要があり、正負両磁界を測定する場合は回路構成が繁雑になる。

一方、インダクタンス検出方式はＭＩ素子がアモルファスワイヤに検出コイルを巻回した構造を有するので構造が複雑になる。しかし、零磁界を挟んで負から正の磁界に対し直線的な出力が得られるため回路構成が比較的単純であるので、電子コンパス等への利用が盛んに検討されている（例えば、特許文献１および２、非特許文献１参照。）。

図１は、従来のＭＩセンサの回路図である。図１を参照するに、ＭＩ素子１０１、１０２は各々、Ｘ軸とＹ軸の２軸に沿った磁界を測定し出力している。ＭＩセンサ１００は、パルス発生回路１０３で生成したパルス信号をタイミング信号生成回路１０４でＸ軸のＭＩ素子１０１およびＹ軸のＭＩ素子１０２に交互に供給する。そして、各々のＭＩ素子１０１、１０２の検出コイルに誘起された検出信号をサンプルホールド回路１０５により保持して検出し、差動増幅回路１０６で増幅して出力する。

ところでＭＩセンサは、携帯電話機のような携帯端末機や自動車等に搭載され屋外で用いられる。そのため、ＭＩセンサが使用される環境の温度範囲は氷点下から４０℃程度の環境下で使用されることが予想される。

このため温度補償回路を搭載し、温度が変化する環境下においても磁界強度の検出誤差が少ないＭＩセンサが提案されている（特許文献２参照。）。
特開２００４−１１９５１７号公報 特開２０００−１９２３５号公報 日本応用磁気学会誌、Ｖｏｌ．２７、Ｎｏ．１１ （２００３）ｐ１０６３−ｐ１０６８

特許文献２の磁気センサでは、図２に示すように、ピークホールド回路１１０に用いたショットキーバリアダイオード１１１の温度特性を補償するため、オペアンプ１１２を用いてフィードバックをかけている。しかし、この温度補償の手法では、特許文献２に記載されているように、フィードバックに用いるオペアンプ１１２のユニティゲインバンド幅が１００ＭＨｚ以下では急速に出力が低下する。そのため、高速のオペアンプが必要になるという問題がある。さらに、それが故に温度が急激に変化する環境下では磁界強度の検出安定性が不十分となるおそれがある。

そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、本発明の目的は、温度変化の生じる環境下において高精度に磁界強度を測定可能な磁気センサ回路および半導体装置を提供することである。

請求項１に記載の如く、ＭＩ素子に励磁電流を供給し、該励磁電流に基づいて該ＭＩ素子から磁界強度に対応する検知信号が供給される磁気センサ回路であって、前記ＭＩ素子にパルス電流を供給するパルス電流供給回路と、前記検知信号の略ピーク値を保持してホールド信号を出力するサンプルホールド回路と、前記ホールド信号に対して当該磁気センサ回路の温度特性を補償する温度補償手段とを備える磁気センサ回路が提供される。

請求項１に記載の発明によれば、磁場強度に対応する検出信号の略ピーク値を保持するサンプルホールド回路の出力側に温度補償手段を設ける。ホールド信号は、ほぼ直流の信号であるので、温度補償が容易となり、かつ高精度の温度補償が可能となる。また、本発明の磁気センサ回路は温度補償手段に高周波特性の優れた増幅器を使用する必要はない。その結果、磁気センサ回路は、高精度に磁界強度を検出可能である。

請求項２に記載の如く、請求項１記載の磁気センサ回路において、前記温度補償手段は、当該磁気センサ回路の温度を検出し、該温度に対応する温度信号を出力する温度検出回路と、前記温度信号に基づいて、前記ホールド信号の電圧値を補正する温度補償回路からなる。

請求項２に記載の発明によれば、磁気センサ回路の温度を検出する温度検出回路を設けることにより、ホールド信号の電圧値に対して磁気センサ回路の温度に確実に対応した補正を行うことができる。

請求項３に記載の如く、請求項１または２記載の磁気センサ回路において、前記ＭＩ素子はアモルファスワイヤと、検知コイルからなり、前記サンプルホールド回路は、前記パルス電流がアモルファスワイヤに流通された際に検知コイルに誘起される検知信号が供給される。

請求項３に記載の発明によれば、インダクタンス方式のＭＩ素子の検出信号は、零磁界を挟んで負から正の磁界に対し直線的な出力が得られるため、インピーダンス検出方式よりも磁気センサ回路の構成を単純化できる。

請求項４に記載の如く、請求項１〜３のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路において、前記サンプルホールド回路は、スイッチ回路とホールド用コンデンサを含み、前記スイッチ回路は、前記パルス電流のタイミングに基づいて開閉制御信号が供給される。

請求項４に記載の発明によれば、サンプルホールド回路のスイッチ回路の温度特性を温度補償手段により補償できる。

請求項５に記載の如く、請求項１〜４のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路において、前記温度検出回路は、ダイオードの電圧−電流特性の温度特性により前記温度を検出する。

請求項５に記載の発明によれば、ダイオードの電圧−電流特性は、温度が上昇するとダイオードの抵抗値が減少するように変化する。この電圧−電流特性の温度特性を用いて磁気センサ回路の温度を検出できる。

請求項６に記載の如く、請求項１〜５のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路において、前記温度補償回路は、前記温度信号によりホールド信号を補正する。

請求項６に記載の発明によれば、温度に比例する温度信号を用いてホールド信号を補正することで、ホールド信号の温度変化による変動量を高精度に補正することができる。

請求項７に記載の如く、請求項１〜４のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路において、前記サンプルホールド回路と温度補償回路との間に増幅回路を更に備え、前記増幅回路は、温度補償回路よりも増幅率が高い。

請求項７に記載の発明によれば、微弱なホールド信号を先に増幅回路で比較的大きな電圧に増幅することで、温度補償回路におけるノイズ等の混入によるＳ／Ｎ比の低下を抑制できる。また、温度補償回路の増幅率を低く設定することで温度補償量を細かく設定できるので微調整が容易に行え、その結果、ホールド信号の温度変化による変動量を高精度に補正することができる。

請求項８に記載の如く、請求項７記載の磁気センサ回路において、前記温度補償回路は、前記温度信号を基準電圧値としてホールド信号を補正する。

請求項８に記載の発明によれば、温度に対応する温度信号を用いてホールド信号を補正することで、ホールド信号の温度変化による電圧変動を高精度に補正することができる。

請求項９に記載の如く、請求項７または８記載の磁気センサ回路において、前記温度信号は、前記温度に対応した電圧値を有する。

請求項９に記載の発明によれば、温度に比例する温度信号を用いてホールド信号を補正することで、ホールド信号の温度変化による変動量を高精度に補正することができる。

請求項１０に記載の如く、請求項７〜９のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路において、前記温度検出回路は、カソード側が互いに同電位に設定され、第１のＰＮ接合素子と、該第１のＰＮ接合素子よりも小さい電流密度の電流が供給される第２のＰＮ接合素子と、前記第１および第２のＰＮ接合素子のアノード側の各々に接続され、それらのアノード側の電位差に対応する電圧値を有する温度信号を出力する減算回路とからなる。

請求項１０に記載の発明によれば、第１および第２のＰＮ接合素子のアノード側の電位差を用いて磁気センサ回路の温度を検出しているので、温度を確実に検出できる。さらに、かかる電位差に対応する電圧値を温度信号としているので、磁気センサ回路の温度に対応した温度補償を行うことができる。

請求項１１に記載の如く、請求項７〜１０のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路において、前記温度検出回路は、前記温度に対する温度信号の電圧値の比例係数を制御する比例係数制御回路をさらに備える。

請求項１１に記載の発明によれば、磁界強度に対する検知信号の電圧値が異なるＭＩ素子を接続しても、比例係数を制御することで温度補償が可能となる。また、所定の温度変化に対するホールド信号の電圧値の変動量が変化する場合に、比例係数を制御することで、確実に補正することができる。

請求項１２に記載の如く、請求項１１記載の磁気センサ回路において、前記ＭＩ素子に印加される磁界強度が略零の状態で比例係数の制御を行う。

請求項１２に記載の発明によれば、外部磁界強度が零の状態で比例係数の設定を行うことにより、容易に比例係数を設定できる。

請求項１３に記載の如く、請求項１０〜１２のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路において、第１および第２のＰＮ接合素子は、互いに素子面積の異なる第１および第２のトランジスタからなり、前記第１および第２のトランジスタの各々のコレクタおよびベースが互いに接続されると共に、そのエミッタに略同等の大きさの電流が供給され、該エミッタの各々が減算回路の入力部に接続されてなる。

請求項１３に記載の発明によれば、２つのＰＮ接合素子が互いに素子面積の異なる２つのトランジスタからなり、エミッタに略同等の電流値の電流を供給し、２つのトランジスタのエミッタ電圧の差を温度信号とする。したがって、高精度の温度検出が可能となる。

請求項１４に記載の如く、ＭＩ素子に励磁電流を供給し、該励磁電流に基づいて該ＭＩ素子から磁界強度に対応する検知信号が供給される半導体装置であって、請求項１〜４および７〜１３のうちいずれか一項記載の磁気センサ回路を備える半導体装置が提供される。

請求項１４に記載の発明によれば、請求項１〜４および７〜１３のうちいずれか一項記載の磁気センサ回路は高精度の温度補償が可能であるので、温度変化の激しい屋外の環境下であっても高精度に磁界強度を検出可能な半導体装置を実現できる。さらに、半導体装置は小型化が可能であるので、磁気センサ回路を搭載する携帯端末機等の小型化を図れる。

本発明によれば、磁界強度に対応する検出信号の略ピーク値を保持するサンプルホールド回路の出力側に温度補償手段を設けることにより、ホールド信号は、ほぼ直流の信号であるので、温度補償が容易となり、かつ高精度の温度補償が可能となる。その結果、本発明に係る磁気センサ回路は、温度変化の生じる環境下において高精度に磁界強度を検出可能である。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。

（第１の実施の形態）
図３は、本発明の第１の実施の形態に係る磁気センサ回路のブロック図である。図３は、半導体装置に接続されるＭＩ素子を合わせて示している。

図３を参照するに、本実施の形態に係る磁気センサ回路１０は、パルス発生回路１１、パルス電流供給回路１２、遅延回路１３、サンプルホールド回路１４、増幅回路１５、温度検出回路１６、および温度補償回路１８から構成される。磁気センサ回路１０にはＭＩ素子２６が接続されている。ＭＩ素子２６は、その入力側がパルス電流供給回路１２の出力側に接続され、その出力側がサンプルホールド回路１４に接続されている。

パルス発生回路１１は、パルス信号をパルス電流供給回路１２に定期的に出力する。パルス発生回路１１は、例えばマルチバイブレータや水晶発振器を用いた発振回路等から構成される。パルス信号は、パルス幅が数十ｎｓｅｃ程度であり、パルス間隔は所望の応答速度に応じて適宜設定される。

パルス電流供給回路１２は、パルス信号を電流増幅し、半導体装置に接続されたＭＩ素子２６のアモルファスワイヤ２７に励磁電流を供給する。励磁電流は、パルス信号と同じ時間幅のパルス状の電流である。また、パルス電流供給回路１２は、励磁電流と同時に遅延回路１３にタイミング信号を出力する。

ＭＩ素子２６は、アモルファスワイヤ２７と、その回りを巻回する検知コイル２８から構成される。ＭＩ素子２６は、いわゆるインダクタンス方式によりアモルファスワイヤ２７に印加された磁界強度を検出する。アモルファスワイヤ２７は、長さ約数ｍｍ、直径数十μｍの軟磁性のアモルファス磁性体から構成される。アモルファス磁性体には、例えば、ＦｅＢや、ＣｏＢ、ＦｅＮｉＳｉＢ等を用いることができる。アモルファスワイヤ２７に替えて軟磁性薄膜あるいは軟磁性薄体を用いてもよい。検知コイル２８は、アモルファスワイヤ２７の回りに、例えば数十ターン巻回される。

アモルファスワイヤ２７に励磁電流が流れるとＭＩ効果により検知コイル２８に検知信号が誘起される。検知信号の波高値は、アモルファスワイヤ２７に印加される磁界のうち、アモルファスワイヤ２７の長手方向に沿った成分の強度に比例する。後述するように、検知信号は、励磁電流の立ち上がりと立ち下がりの各々に対応するピークを有する。いずれのピークを用いてもよいが、波高値が大きなピークを用いることがＳ／Ｎ比が良好な点でよい。本実施の形態では、励磁電流の立ち上がりに対応する検知信号のピークを用いる。

一方、遅延回路１３では、タイミング信号を所定の遅延時間だけ遅らせて、スイッチ回路２０の制御入力部２０ａに出力する。遅延時間は、例えば、数ｎｓｅｃ〜数十ｎｓｅｃに設定する。

サンプルホールド回路１４は、スイッチ回路２０と、基準電圧源２１と、ホールド用のコンデンサ２２から構成される。スイッチ回路２０は、制御入力部２０ａに入力されたタイミング信号によりオン−オフ動作を行い、検知信号をコンデンサ２２に出力する。

コンデンサ２２は一端が基準電圧源２１および検知コイルの一端に接続され、他端がスイッチ回路２０に接続されている。コンデンサ２２は検知信号を保持する機能を有する。

図４（Ａ）〜（Ｄ）は、動作タイミングおよび波形を示す図である。図４（Ａ）は励磁電流、図４（Ｂ）は遅延回路により遅延されたタイミング信号、図４（Ｃ）は検知コイルに誘起された検知信号、図４（Ｄ）はホールド信号を示す。

図４（Ａ）〜（Ｄ）を参照するに、図４（Ａ）に示す励磁電流に対して、図４（Ｂ）に示すタイミング信号は励磁電流の立ち上がりから所定時間Δｔだけ遅延されて“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になる。スイッチ回路２０はタイミング信号の状態に応じてオン−オフが制御される。すなわち、タイミング信号が“Ｈｉｇｈ”の状態で、スイッチ回路２０がオン（導通）となり、タイミング信号が“Ｈｉｇｈ”の間は、検知コイル２８から、図４（Ｃ）に示す検知信号がコンデンサ２２に供給されコンデンサ２２の電位が上昇する。

そして、タイミング信号が“Ｌｏｗ”になると、スイッチ回路がオフとなり、図４（Ｄ）に示すように、その時点の検知コイル２８の電圧がコンデンサ２２に保持される。コンデンサ２２は、他方の電極が基準電圧（Ｖ_DD／２）に設定されているので、コンデンサ２２の電圧は、（検知信号の保持された波高値）＋Ｖ_DD／２となる（以下、コンデンサ２２の電圧を「ホールド信号」という。）。

ところで、スイッチ回路２０のオン抵抗やオンオフの閾値が温度特性により変化する場合、ホールド信号の電圧変動が生じ、磁気センサ回路の出力信号が変動するおそれがある。このような場合、磁気センサ回路の磁界強度や方位の検出精度が低下する。さらに、励磁電流の大きさや立ち上がり時間等も温度変化により変動するおそれがあり、高精度の磁界強度の検出を行うためには、磁気センサ回路を構成する素子の温度特性を総合的に補償する必要がある。磁気センサ回路１０をＩＣ、例えばＣＭＯＳ型ＩＣあるいはＣＭＯＳトランジスタとバイポーラトランジスタの混載型ＩＣ等に形成した場合もかかる温度特性が問題になるおそれがある。

本実施の形態に係る磁気センサ回路１０は、サンプルホールド回路１４の出力側に温度検出回路１６および温度補償回路１８を設け、ホールド信号の電圧変動を補償することで、上記の問題点を解決したものである。磁気センサ回路１０の温度検出回路１６および温度補償回路１８は、スイッチ回路２０をＩＣにアナログスイッチとして搭載した場合に特に有効である。

ホールド信号は増幅回路１５に供給され、所定の増幅率で増幅される。増幅回路１５は、増幅率を１としたボルテージフォロワをコンデンサ２２の出力側に接続した構成としてもよい。増幅回路１５は、設けてもよく、設けなくともよい。

温度検出回路１６は、磁気センサ回路１０の温度を検出し、温度に対応する電圧値を有する温度信号を温度補償回路１８に供給する。温度信号は、温度の上昇に対して、温度信号の電圧値が増加あるいは減少する設定とする。温度信号の電圧値Ｖ（Ｔ）は、温度Ｔと、正値あるいは負値の比例係数αとを用いて、Ｖ（Ｔ）＝α×（Ｔ−Ｔ₀）＋βと表される。ここでＴ₀は基準温度、βは基準温度Ｔ₀における基準電圧である。比例係数αが正値の場合は、温度の上昇にしたがって温度信号の電圧値Ｖ（Ｔ）は増加し、温度の低下にしたがってＶ（Ｔ）は減少する。他方、比例係数αが負値の場合は、温度の上昇にしたがって温度信号の電圧値Ｖ（Ｔ）は減少し、温度の低下にしたがってＶ（Ｔ）は増加する。

温度補償回路１８は、増幅回路１５で増幅されたホールド信号に対して温度信号により補正し、出力信号として出力する。温度補償回路１８は、具体的には、温度補償量として、温度信号の電圧値に比例する電圧値を、ホールド信号に加算等する。なお、温度補償回路１８の出力側にさらに増幅回路を設けてもよい。

温度補償量は、温度と温度信号の電圧値との関係、すなわち上述した比例係数αの設定と磁気センサ回路１０の温度により決定される。比例係数αの設定は、例えば、ＭＩ素子２６に印加される磁界強度を零に設定し、磁気センサ回路１０の温度を変化させる。この際、出力信号の電圧値が所望の基準電圧値とほぼ同等でかつ一定になるように比例係数αを選択する。

磁気センサ回路１０は、その温度特性、例えば磁気センサ回路のスイッチ回路２０のオン抵抗の温度特性やスイッチ回路２０のオンオフの閾値の温度特性等によりホールド信号の電圧変動が生じることがある。本実施の形態に係る磁気センサ回路１０はこのような場合であっても、温度変化に起因するホールド信号の電圧変動を、サンプルホールド回路１４の出力側に接続した温度検出回路１６および温度補償回路１８により温度補償する。ホールド信号は、ほぼ直流の信号なので、温度補償が容易となり、かつ高精度の温度補償が可能となる。また、磁気センサ回路１０は、増幅回路１５や温度補償回路１８に高周波特性の優れた増幅器を使用する必要はない。その結果、磁気センサ回路１０は、高精度に磁界強度を検出可能である。次に本実施の形態に係る実施例を説明する。

［第１実施例］
図５は、本発明の第１の実施の形態に係る第１実施例の磁気センサ回路の回路図である。図５は、ＭＩ素子から下流の磁気センサ回路の回路図であり、磁気センサ回路に接続されるＭＩ素子を合わせて示している。

図５を参照するに、ＭＩ素子３１の検知コイル３１ｂの一端はアナログスイッチ３２に接続され、他端は基準電圧源３４に接続される。アナログスイッチ３２の制御入力部３２ａにはタイミング信号が供給される。タイミング信号は図３および図４で説明したように、励磁電流から所定の時間だけ遅延される。タイミング信号によりアナログスイッチ３２の開閉が行われる。アナログスイッチ３２の出力側はコンデンサＣ１に接続される。コンデンサＣ１にＭＩ素子３１の検知信号が保持される（ホールド信号）。

基準電圧源３４は、直列接続された抵抗Ｒ１とＲ２からなり、一端が電源に接続され他端が接地される。抵抗Ｒ４およびＲ５の抵抗値を等しく設定し、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点から電源電圧Ｖ_DDの１／２の電圧を取り出し、検出コイル３１ｂおよびコンデンサＣ１に接続される。コンデンサＣ１の電圧（ホールド信号）は、演算増幅器Ａ１の非反転入力端子に出力される。

増幅回路は、演算増幅器Ａ１から構成される。演算増幅器Ａ１は、反転入力端子と出力端子とが接続されているので増幅率が１であり、いわゆるボルテージフォロワとなっている。ボルテージフォロワは、入力インピーダンスが無限大であるため、コンデンサＣ４の電圧値に影響を与えずにその後段に出力することができる。

温度検出回路は、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ３〜Ｒ６から構成され、一端が電源に接続され、他端が接地されている。温度検出回路１６は、ダイオードＤ１の電圧−電流特性の温度特性を利用して、磁気センサ回路３０の温度を検出する。具体的には、温度が上昇するとダイオードＤ１のアノードとカソード間の抵抗値が減少するため、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ３、Ｒ４からなる合成抵抗値は減少する。その結果、可変抵抗Ｒ６に接続された分圧点での電圧（温度信号の電圧値）は減少する。分圧点は演算増幅器Ａ２の非反転入力端子に接続されその入力電圧は減少する。

演算増幅器Ａ２には、反転入力端子にホールド信号が供給され、ホールド信号と温度信号とが差動増幅されて出力される。増幅率は抵抗Ｒ７とＲ８との比で決まり、例えば１０に設定される。

本実施例によれば、ダイオードＤ１の電圧−電流特性の温度特性を利用して磁気センサ回路３０の温度を検出し、温度に比例する温度信号の電圧値を温度補償量としてホールド信号の電圧を補正する。したがって、温度に起因するホールド電圧の変動を抑制でき、高精度に磁界強度を測定可能な磁気センサ回路が実現できる。

なお、温度検出回路は、抵抗Ｒ５に並列に、直列接続したダイオードと抵抗を接続し、２つのダイオードを用いて構成してもよい。

［第２実施例］
図６は、本発明の第１の実施の形態に係る第２実施例の磁気センサ回路の回路図である。図６の磁気センサ回路は、半導体装置、例えば一つのＩＣチップに搭載されるのが好ましいものである。図６は、磁気センサ回路のうち、サンプルホールド回路から下流の回路を示しており、磁気センサ回路に接続されたＭＩ素子を合わせて示している。図６に示す磁気センサ回路は、後ほど詳しく説明するが、温度上昇にしたがってホールド信号の電圧が増加する場合の設定になっている。

図６を参照するに、２つのＭＩ素子ＭＩx、ＭＩyは、例えばアモルファスワイヤが２次元直交座標系のｘ軸、ｙ軸に沿って配置される。すなわち、２つのＭＩ素子ＭＩx、ＭＩyは互いに垂直に配置され、磁界のｘ軸およびｙ軸成分が検出される。

ｘ軸およびｙ軸のＭＩ素子ＭＩx、ＭＩyの各々の検知コイルの一端は２つのアナログスイッチＳＷx、ＳＷyの各々に接続され、他端は基準電圧源に接続される。アナログスイッチＳＷx、ＳＷyの各々の制御入力部にはタイミング信号が時系列に供給される。タイミング信号は、図３および図４で説明したように、励磁電流から所定の時間だけ遅延される。アナログスイッチＳＷx、ＳＷyは、タイミング信号により開閉が行われる。各々のアナログスイッチＳＷx、ＳＷyの出力側は共通接続され、コンデンサＣ１４に接続される。コンデンサＣ１４にｘ軸およびｙ軸のＭＩ素子ＭＩx、ＭＩyの検知信号が時系列に保持される（ホールド信号）。

基準電圧源４５は、一端が電源に接続され、他端が接地された直列接続された抵抗Ｒ２４とＲ２５からなる。抵抗Ｒ２４およびＲ２５の抵抗値を等しく設定し、抵抗Ｒ２４とＲ２５の交点からは電源電圧Ｖ_DDの１／２の電圧を取り出し、各検出コイルの共通接続点に接続される。なお、抵抗Ｒ２４とＲ２５の抵抗値を正確に一致させるため、抵抗Ｒ２４またはＲ２５のどちらか一方、または両方にトリミング手段を設けている。

コンデンサＣ１４の電圧（ホールド信号）は、抵抗Ｒ２６を介して演算増幅器Ａ１２の非反転入力端子に出力される。

増幅回路４２は、演算増幅器Ａ１１、Ａ１２、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４から構成される。演算増幅器Ａ１２は、反転入力端子が抵抗Ｒ１３を介して演算増幅器Ａ１１の出力端子に接続されている。演算増幅器Ａ１１の非反転入力端子は、直列抵抗Ｒ１１とＲ１２の接続点に接続されている。直列に接続された抵抗Ｒ１１とＲ１２は一端が電源に接続され他端が接地されている。抵抗Ｒ１１とＲ１２は抵抗値を同等に設定しているので、演算増幅器Ａ１１の非反転入力端子には電源電圧Ｖ_DDの１／２の電圧が印加される。演算増幅器Ａ１１の反転入力端子と出力端子は短絡されているので、演算増幅器Ａ１１の出力端子には電源電圧Ｖ_DDの１／２の電圧が出力される。演算増幅器Ａ１１の出力端子は抵抗Ｒ１３を介して、演算増幅器Ａ１２の反転入力端子に接続される。

演算増幅器Ａ１２の反転入力端子と出力端子間には抵抗Ｒ１４が接続されている。したがって、演算増幅器Ａ１２は、電源電圧Ｖ_DDの１／２の電圧を基準電圧として、ホールド電圧をＲ１４／Ｒ１３で決まる増幅率で差動増幅する。演算増幅器Ａ１２の出力端子は、演算増幅器Ａ１３の非反転入力端子に接続される。

なお、抵抗Ｒ１１とＲ１２の抵抗値を正確に一致させるため、抵抗Ｒ１１またはＲ１２のどちらか一方、または両方にトリミング手段を設けている。

温度検出回路４３は、カレントミラー回路を構成する２つのＰＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２と、ダイオード接続された２つのＰＮＰトランジスタＱ１、Ｑ２と、演算増幅器Ａ１５〜Ａ１８、抵抗１８〜２３から構成される。

ＰＮＰトランジスタＱ１とＱ２はそれらの素子面積が異なるように選択する。例えばＰＮＰトランジスタＱ２の素子面積をＱ１の１０倍程度にする。ＰＮＰトランジスタＱ１とＱ２の各々のエミッタに流れる電流値は、カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のドレイン電流なのでほぼ等しい。そのため、ＰＮＰトランジスタＱ１とＱ２の各々のＰＮ接合における電流密度が互いに異なり、ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ電圧はＱ２のエミッタ電圧よりも高くなる。異なる電流密度でバイアスされた２つのＰＮ接合の電位差は絶対温度に対し比例するので、ＰＮＰトランジスタＱ１とＱ２のエミッタ電圧の差電圧は温度に対し比例した電圧となる。ＰＮＰトランジスタＱ１とＱ２のエミッタ電極は演算増幅器Ａ１５、演算増幅器Ａ１６の各々の非反転入力端子に接続される。

演算増幅器Ａ１５、演算増幅器Ａ１６の各々はボルテージフォロワを構成する。演算増幅器Ａ１５の出力端子は、可変抵抗Ｒ１８を介して演算増幅器Ａ１７の反転入力端子に接続される。演算増幅器Ａ１６の出力端子は、可変抵抗Ｒ２０を介して演算増幅器Ａ１７の非反転入力端子に接続される。

演算増幅器Ａ１８は、先に説明した演算増幅器Ａ１１と同様に電源電圧Ｖ_DDの１／２の電圧を出力する。すなわち、演算増幅器Ａ１８の非反転入力端子は、直列抵抗Ｒ２２とＲ２３の接続点に接続されている。直列に接続された抵抗Ｒ２２とＲ２３は一端が電源に接続され、他端が接地されている。抵抗Ｒ２２またはＲ２３のどちらか一方、または両方にトリミング手段を設けている。これは、基準温度において、抵抗Ｒ２２またはＲ２３をトリミングすることにより、零磁界におけるサンプルホールド電圧を電源電圧Ｖ_DDの１／２に調整するオフセット調整を行うためである。このため、演算増幅器Ａ１８の出力電圧は電源電圧Ｖ_DDの１／２の電圧にオフセット電圧が加わった電圧Ｖ1となる。演算増幅器Ａ１８の出力端子は抵抗Ｒ２１を介して、演算増幅器Ａ１７の反転入力端子に接続される。

演算増幅器Ａ１７は、抵抗Ｒ１８とＲ１９との比、および抵抗Ｒ２０とＲ２１との比で決まる増幅率で増幅し、演算増幅器Ａ１３の反転入力端子に出力する。

なお、抵抗Ｒ１８とＲ２０にはトリミングによる抵抗値の調整手段が設けられており、演算増幅器Ａ１７の増幅率を制御できるようにしている。なお、トリミングによる抵抗値の調整手段は、抵抗Ｒ１９とＲ２１に設けてもよく、両方に設けてもよい。この増幅率を制御することで、温度に対する温度信号との比例係数を制御する。したがって、磁界強度に対して検知信号の電圧値が異なるＭＩ素子を接続しても、比例係数を制御することで温度補償が可能となる。また、所定の温度変化に対するホールド信号の電圧値の変化量が変動する場合に、比例係数を制御することで、ホールド信号の電圧値を補正することができる。

また、演算増幅器Ａ１７の出力、すなわち温度信号を磁気センサ回路４０の外部に出力してもよい。温度検出回路４３の動作チェックや、磁気センサ回路４０が搭載される電子装置に温度情報を供給できる。

温度補償回路４４は、演算増幅器Ａ１３と抵抗Ｒ１５、Ｒ１６からなる。演算増幅器Ａ１３は、非反転入力端子にホールド信号が供給され、ホールド信号に対しては非反転増幅回路として動作する。また、演算増幅器Ａ１３は、反転入力端子には温度信号が供給され、温度信号に対しては反転増幅回路として動作する。この反転増幅回路の増幅率は−Ｒ１６／Ｒ１５で表され、抵抗Ｒ１５とＲ１６とが同一抵抗値の場合は、増幅率が−１となる。なお、この場合、ホールド信号に対しては増幅率が２となる。

このようにして、演算増幅器Ａ１３は、ホールド信号と温度信号との差動増幅器として機能し、ホールド信号と温度信号との差信号とする出力信号が出力される。このようにして、演算増幅器Ａ１３において磁気センサ回路の温度特性によるホールド信号の電圧変動が補正される。その結果、温度補償された出力信号が磁気センサ回路から出力される。

ここで、演算増幅器Ａ１７は、抵抗Ｒ１８とＲ１９との比、および抵抗Ｒ２０とＲ２１との比で決まる比例係数αの絶対値を制御する比例係数制御回路を構成している。比例係数制御回路は、演算増幅器Ａ１７の増幅率を制御することで、温度変化による零磁界におけるホールド信号の電圧値の変動量を補償する。抵抗Ｒ１８〜Ｒ２１は以下のようにして設定する。

演算増幅器Ａ１３における温度信号の電圧値に対する増幅率を上述したように−１に設定したとする。次いで、ＭＩ素子に印加される磁界強度が零（零磁界）の状態で、所定の温度変化に対するホールド信号の電圧変化分と、温度補償回路４３の出力電圧変化分の絶対値を同じになるように演算増幅器Ａ１７の増幅率を設定する。演算増幅器Ａ１７の増幅率は抵抗Ｒ１８〜Ｒ２１により設定する。このように設定することで、温度変化による、零磁界におけるホールド信号の電圧値の変動量を補正することができる。その結果、磁気センサ回路４０は、通常の磁界強度を検出する状態において、温度変化による出力信号の電圧変動が抑制される。

また、演算増幅器Ａ１２の増幅率を演算増幅器Ａ１３の増幅率よりも高く設定することが好ましい。例えば演算増幅器Ａ１２での増幅率を８倍、演算増幅器Ａ１３での増幅率を２倍とする。このように設定することで、微弱なホールド信号を演算増幅器Ａ１２により比較的大きな電圧に増幅することで、演算増幅器Ａ１３におけるノイズ等の混入によるＳ／Ｎ比の低下を抑制できる。また、演算増幅器Ａ１３の増幅率を低く設定することで、温度補償量を細かく設定できるので、微調整が容易に行え、高精度に補償できる。

磁気センサ回路４０の温度補償動作は、以下のようにして行われる。磁気センサ回路４０の温度が上昇して零磁界におけるホールド信号の電圧値が増加したとする。そうすると温度補償動作が行われない場合は、演算増幅器Ａ１３の出力電圧値は増加する。

しかし、温度が上昇すると、温度検出回路４３のＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタ電圧はＱ１のエミッタ電圧よりも減少し、その差は大きくなる。ＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタ電圧は、演算増幅器Ａ１７の反転入力端子に供給され、ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ電圧は、演算増幅器Ａ１７の非反転入力端子に供給される。そうすると、演算増幅器Ａ１７の出力電圧値は増加し、そして演算増幅器Ａ１３の出力が低下する。以上により、温度補償動作により温度上昇によるホールド信号の電圧値の低下を補正することができる。なお、温度が低下する場合は、温度が上昇する場合の逆の補償動作が行われる。

また、磁気センサ回路４０が、温度上昇にしたがってホールド信号の電圧が減少する場合は、磁気センサ回路は、図６の温度検出回路４３の演算増幅器Ａ１５と演算増幅器Ａ１６の出力先を入れ換えた構成とする。すなわち演算増幅器Ａ１５の出力端子は、抵抗Ｒ２０を介して演算増幅器Ａ１７の非反転入力端子に接続される。演算増幅器Ａ１６の出力端子は、抵抗Ｒ１８を介して演算増幅器Ａ１７の反転入力端子に接続される。このように接続することで、温度上昇にしたがって、演算増幅器Ａ１３の反転入力端子に入力される温度信号の電圧は減少する。そして、演算増幅器Ａ１３においてホールド信号と温度信号とを差動増幅することで、ホールド信号の電圧の減少を補償することができる。

本実施例によれば、サンプルホールド回路４１の出力側に、増幅回路４２と、温度変化に起因して生じるホールド信号の電圧変動を補償する温度検出回路４３および温度補償回路４４とを接続する。温度検出回路４３は温度を検出し、温度に対応する温度信号を出力する。そして、温度信号によりホールド信号の電圧変動を補正する。ホールド信号はほぼ直流信号であるので、温度信号により容易に温度補償が可能である。また、温度補償回路４４に使用する演算増幅器には特に優れた高周波特性は必要なく、それ故に高精度の温度補償が可能である。

（第２の実施の形態）
図７（Ａ）は、本発明の第２の実施の形態に係る電子装置の一例としての携帯電話機を示す図、（Ｂ）は磁気センサの拡大図である。

図７（Ａ）および（Ｂ）を参照するに、携帯電話機５０は、表示部５１と、操作部５２と、アンテナ５３と、スピーカ５４と、マイク５５と、電子基板５６と、電子基板５６に搭載されＭＩセンサ５８等から構成されている。

ＭＩセンサ５８は、上述した第１の実施の形態の磁気センサ回路（図示されず。）が形成された半導体装置５９と、半導体装置５９に接続された２つのＭＩ素子から構成される。２つのＭＩ素子ＭＩx、ＭＩyは、電子基板面に沿って互いに直交するように配置される。ＭＩ素子ＭＩx、ＭＩyの各々は、ワイヤ等の配線を介して半導体装置５９の磁気センサ回路に接続される。

ＭＩセンサ５８は、地磁気の方向に基づいて携帯電話機５０の向いている方位・角度、例えば、操作部５２の長手方向が指している方位・角度を検出する。携帯電話機５０の表示部５１には、現在地付近の地図が操作部５２の長手方向が指している方位・角度が上になるように表示される。

上述したように、携帯電話機５０は、ＭＩセンサ５８が、第１の実施の形態に係る磁気センサ回路を半導体装置に搭載している。磁気センサ回路は温度変化が生じても高精度に磁界強度を検出できるので、方位・角度の検出が正確かつ信頼性が高い。また、半導体装置５９は、一つの半導体チップからなるので磁気センサ回路の小型化が可能である。その結果、半導体装置５９を用いることで携帯電話機５０を小型化できる。

なお、携帯電話機５０の通信機能を有する基本構成自体は周知であり、その詳細な説明は本明細書では省略する。本実施の形態の電子装置を、携帯電話機を一例として説明したが、携帯電話機に限定されるわけではない。例えば、携帯端末機、カーナビゲーション装置等に適用できる。

以上本発明の好ましい実施の形態および実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施の形態あるいは実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

従来のＭＩセンサの回路図である。 従来の他のＭＩセンサの回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係る磁気センサ回路のブロック図である。 （Ａ）〜（Ｄ）は、動作タイミングおよび波形を示す図である。 第１の実施の形態に係る第１実施例の磁気センサ回路の回路図である。 第１の実施の形態に係る第２実施例の磁気センサ回路の回路図である。 （Ａ）は、本発明の第２の実施の形態に係る電子装置の一例としての携帯電話機を示す図、（Ｂ）は磁気センサの拡大図である。

符号の説明

１０、３０、４０ 磁気センサ回路
１１ パルス発生回路
１２ パルス電流供給回路
１３ 遅延回路
１４ サンプルホールド回路
１５ 増幅回路
１６ 温度検出回路
１８ 温度補償回路
２０ スイッチ回路
２０ａ 制御入力部
２１ 基準電圧源
２２ コンデンサ
２６ ＭＩ素子
２７ アモルファスワイヤ
２８ 検知コイル
５０ 携帯電話機
５８ 磁気センサ
５９ 半導体装置
ＭＩ1、ＭＩ2、ＭＩx、ＭＩy ＭＩ素子

Claims (14)

1. ＭＩ素子に励磁電流を供給し、該励磁電流に基づいて該ＭＩ素子から磁界強度に対応する検知信号が供給される磁気センサ回路であって、
   前記ＭＩ素子にパルス電流を供給するパルス電流供給回路と、
   前記検知信号の略ピーク値を保持してホールド信号を出力するサンプルホールド回路と、
   前記ホールド信号に対して当該磁気センサ回路の温度特性を補償する温度補償手段とを備える磁気センサ回路。
2. 前記温度補償手段は、
   当該磁気センサ回路の温度を検出し、該温度に対応する温度信号を出力する温度検出回路と、
   前記温度信号に基づいて、前記ホールド信号の電圧値を補正する温度補償回路からなることを特徴とする請求項１記載の磁気センサ回路。
3. 前記ＭＩ素子はアモルファスワイヤと、検知コイルからなり、
   前記サンプルホールド回路は、前記パルス電流がアモルファスワイヤに流通された際に検知コイルに誘起される検知信号が供給されることを特徴とする請求項１または２記載の磁気センサ回路。
4. 前記サンプルホールド回路は、スイッチ回路とホールド用コンデンサを含み、
   前記スイッチ回路は、前記パルス電流のタイミングに基づいて開閉制御信号が供給されることを特徴とする請求項１〜３のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路。
5. 前記温度検出回路は、ダイオードの電圧−電流特性の温度特性により前記温度を検出することを特徴とする請求項１〜４のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路。
6. 前記温度補償回路は、前記温度信号によりホールド信号を補正することを特徴とする請求項１〜５のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路。
7. 前記サンプルホールド回路と温度補償回路との間に増幅回路を更に備え、
   前記増幅回路は、温度補償回路よりも増幅率が高いことを特徴とする請求項１〜４のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路。
8. 前記温度補償回路は、前記温度信号を基準電圧値としてホールド信号を補正することを特徴とする請求項７記載の磁気センサ回路。
9. 前記温度信号は、前記温度に対応した電圧値を有することを特徴とする請求項７または８記載の磁気センサ回路。
10. 前記温度検出回路は、
    カソード側が互いに同電位に設定され、第１のＰＮ接合素子と、該第１のＰＮ接合素子よりも小さい電流密度の電流が供給される第２のＰＮ接合素子と、
    前記第１および第２のＰＮ接合素子のアノード側の各々に接続され、それらのアノード側の電位差に対応する電圧値を有する温度信号を出力する減算回路とからなることを特徴とする請求項７〜９のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路。
11. 前記温度検出回路は、前記温度に対する温度信号の電圧値の比例係数を制御する比例係数制御回路をさらに備えることを特徴とする請求項７〜１０のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路。
12. 前記ＭＩ素子に印加される磁界強度が略零の状態で比例係数の制御を行うことを特徴とする請求項１１記載の磁気センサ回路。
13. 前記第１および第２のＰＮ接合素子は、互いに素子面積の異なる第１および第２のトランジスタからなり、
    前記第１および第２のトランジスタの各々のコレクタおよびベースが互いに接続されると共に、そのエミッタに略同等の大きさの電流が供給され、該エミッタの各々が減算回路の入力部に接続されてなることを特徴とする請求項１０〜１２のうち、いずれか一項記載の磁気センサ回路。
14. ＭＩ素子に励磁電流を供給し、該励磁電流に基づいて該ＭＩ素子から磁界強度に対応する検知信号が供給される半導体装置であって、
    請求項１〜４および７〜１３のうちいずれか一項記載の磁気センサ回路を備える半導体装置。

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