JP2006174648A - 回転速度制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧の低下に応じてＩＣの省電力化およびモータの静音化ができる回転速度制御回路を提供する。
【解決手段】電源電圧の大きさに応じて、振幅の上限電圧または下限電圧のうち少なくとも一方が変化する三角波を発生する三角波発生回路と、電源電圧に依存しない基準電圧と三角波との大小比較を行い、三角波が基準電圧よりも大きい場合に一方の論理値を出力し、三角波が基準電圧より小さい場合に他方の論理値を出力する比較回路と、を備え、電源電圧の大きさに応じた駆動電流をモータの駆動コイルに供給する駆動電流供給回路は、比較回路の出力が一方の論理値である時に駆動コイルに駆動電流を供給し、比較回路の出力が他方の論理値である時に駆動コイルへの駆動電流の供給を停止し、電源電圧の低下に従って、比較回路の出力における一方の論理値のデューティを減少させることで、駆動コイルに供給する駆動電流を減少させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、回転速度制御回路に関する。

各種電子機器の内部には、当該電子機器が動作する際に熱を発生する発熱体が設けられている。また、発熱体を冷却するためのファンモータおよび、ファンモータを駆動するためのモータドライバが設けられている。

例えばノート型パーソナルコンピュータ（以下ノート型ＰＣとする）では、発熱体となるＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｇ Ｕｎｉｔ）を冷却するためのファンモータ、およびそのファンモータを駆動するモータドライバが設けられている。そして、ノート型ＰＣに用いられるファンモータは、ＣＰＵの発熱量が多いときには高速で回転し、ＣＰＵの発熱量が少ないときには低速で回転するようにモータドライバによって制御されている。
このような、ファンモータのモータドライバ（回転速度制御回路）は、例えば発熱体の発熱量に応じて大きさの変化する電源電圧を用いることで、モータの駆動電流および回転数を変化させている（例えば特許文献１参照）。

図１１は従来の回転速度制御回路の構成を説明するための回路ブロック図である。図１１に示す従来の回転速度制御回路は、駆動コイルＬに接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下ＮＰＮトランジスタとする）ＴＡ、ＴＢ、ＴＣ、ＴＤと、制御回路６００とを有している。

ＮＰＮトランジスタＴＡとＮＰＮトランジスタＴＢは、直列接続されており、ＮＰＮトランジスタＴＡのコレクタは電源電圧ＶＣＣに接続され、ＮＰＮトランジスタＴＢのエミッタは接地ＧＮＤされている。また、ＮＰＮトランジスタＴＡのエミッタとＮＰＮトランジスタＴＢのコレクタとの接続点は駆動コイルＬの一端が接続されている。

ＮＰＮトランジスタＴＣとＮＰＮトランジスタＴＤは、直列接続されており、ＮＰＮトランジスタＴＣのコレクタは電源電圧ＶＣＣに接続され、ＮＰＮトランジスタＴＤのエミッタは接地ＧＮＤされている。また、ＮＰＮトランジスタＴＣのエミッタとＮＰＮトランジスタＴＤのコレクタとの接続点は駆動コイルＬの他端が接続されている。なお電源電圧ＶＣＣは、例えば発熱体の発熱量に応じて電圧値が変化する。つまり、発熱体の発熱量が大きいときは電源電圧ＶＣＣが高くなり、発熱体の発熱量が小さいときには電源電圧ＶＣＣが低くなる。

制御回路６００は、ＮＰＮトランジスタＴＡ、ＴＢ、ＴＣ、ＴＤのオン、オフを制御する。そして、制御回路６００によってＮＰＮトランジスタＴＢ、ＴＣがオフし、ＮＰＮトランジスタＴＡ、ＴＤがオンした場合には、電源電圧ＶＣＣ→ＮＰＮトランジスタＴＡ→駆動コイルＬ→ＮＰＮトランジスタＴＤ→接地ＧＮＤの実線の径路の電流が流れる。また、ＮＰＮトランジスタＴＢ、ＴＣがオンし、ＮＰＮトランジスタＴＡ、ＴＤがオフした場合には、電源電圧ＶＣＣ→ＮＰＮトランジスタＴＣ→駆動コイルＬ→ＮＰＮトランジスタＴＢ→接地ＧＮＤの破線の径路の電流が流れる。このように、ＮＰＮトランジスタＴＡ、ＴＢ、ＴＣ、ＴＤのオン、オフの制御で駆動コイルＬに流れる電流を切り替えることによって、モータが駆動することになる。また、電源電圧ＶＣＣの大きさに応じた駆動電流が駆動コイルＬに流れるため、モータの回転数は電源電圧ＶＣＣの大きさに応じて変化することになる。なお、図１１に示す回転速度制御回路は、例えば駆動コイルＬを除く部分がチップ上に集積化された集積回路を構成している（以下、集積回路をＩＣとする）。

図１２は従来の回転速度制御回路における電源電圧ＶＣＣとモータの回転数の特性を説明するための図である。横軸は電源電圧ＶＣＣの大きさ、縦軸はモータの回転数を示している。なお、図１２において、Ｖ１は、例えばモータが駆動するのに必要な電源電圧ＶＣＣであり、Ｖ２は、例えばＩＣに印加される電源電圧ＶＣＣの最大値である。電源電圧ＶＣＣがＶ１より大となることでモータが回転を始める。そして、電源電圧ＶＣＣがＶ２となるまで、モータの回転数は電源電圧ＶＣＣの大きさに応じて変化する。

このように、従来の回転速度制御回路は、発熱体の発熱量に応じて変化する電源電圧ＶＣＣによる駆動電流を駆動コイルＬに供給することによって、モータの回転数を制御していた。
特開平１１−１５５６７号公報

前述のように空冷用に使用されるファンモータは、発熱体の発熱量によってモータの回転数を調整するため、発熱体の発熱量に合わせて変化する電源電圧ＶＣＣを用いている。そして、例えば発熱体の発熱量が小さい時には、電源電圧ＶＣＣが低くなることによってモータの回転数も低下する。しかし、ＩＣの消費電力の削減およびファンモータの静音化のため、発熱体の発熱量が小さい時のモータの回転数をさらに低下させることが望ましい。一方、発熱体の発熱量が大きい時には、冷却効果を上げるため、できる限り高速で回転することが望ましい。つまり電源電圧ＶＣＣが高い時、例えばＶ２の時の回転数は維持することが望ましい。すなわち、電源電圧が低い時にＩＣの消費電力の削減およびファンモータの静音化を実現するには、電源電圧ＶＣＣが低くなるのに従って、図１１に示す特性よりも急な勾配でモータの回転数を低下させなければならない。例えば、電源電圧ＶＣＣがＶ２のときの回転数は変化させず、Ｖ３のときの回転数をＰ１から例えばＰ２に低下させなくてはならない。

ところが、従来の回転速度制御回路では、電源電圧ＶＣＣの大きさとモータの回転数との関係を図１１に示す特性から変更することができなかった。そのため、電源電圧ＶＣＣがＶ２の時の回転数を維持しつつ、電源電圧ＶＣＣがＶ３のときの回転数をＰ１から例えばＰ２に低下させることができなかった。

このように、従来の回転速度制御回路では、電源電圧ＶＣＣの変化に対するモータの回転数の変化の割合を任意に設定できないため電源電圧が低い時のＩＣの省電力化およびモータの静音化に限界があるという問題点があった。

そこで、本発明は電源電圧の変化に対するモータの回転数の変化の割合を可変とすることで、電源電圧の低下に応じてＩＣの省電力化およびモータの静音化ができる回転速度制御回路を提供することを目的とする。

前記課題を解決するため本発明は、電源電圧の大きさに応じた駆動電流をモータの駆動コイルに供給する駆動電流供給回路を備え、前記電源電圧に応じて前記モータの回転速度を可変とする回転速度制御回路において、前記電源電圧の大きさに応じて、振幅の上限電圧または下限電圧のうち少なくとも一方が変化する三角波を発生する三角波発生回路と、前記電源電圧に依存しない基準電圧と前記三角波との大小比較を行い、前記三角波が前記基準電圧よりも大きい場合に一方の論理値を出力し、前記三角波が前記基準電圧より小さい場合に他方の論理値を出力する比較回路と、を備え、前記駆動電流供給回路は、前記比較回路の出力が前記一方の論理値である時に前記駆動コイルに前記駆動電流を供給し、前記比較回路の出力が前記他方の論理値である時に前記駆動コイルへの前記駆動電流の供給を停止し、前記電源電圧の低下に従って、前記比較回路の出力における前記一方の論理値のデューティを減少させることで、前記駆動コイルに供給する前記駆動電流を減少させる、ことを特徴とする。

また、前記課題を解決するため本発明は、電源電圧の大きさに応じた駆動電流をモータの駆動コイルに供給する駆動電流供給回路を備え、前記電源電圧に応じて前記モータの回転速度を可変とする回転速度制御回路において、前記電源電圧に依存しない三角波を発生する三角波発生回路と、前記電源電圧に応じて電圧値が変化する直流電圧と、前記三角波との大小比較を行い、前記三角波が前記直流電圧よりも大きい場合に一方の論理値を出力し、前記三角波が前記直流電圧より小さい場合に他方の論理値を出力する比較回路と、を備え、前記駆動電流供給回路は、前記比較回路の出力が前記他方の論理値である時に前記駆動コイルに前記駆動電流を供給し、前記比較回路の出力が前記一方の論理値である時に前記駆動コイルへの前記駆動電流の供給を停止し、前記電源電圧の低下に従って、前記比較回路の出力における前記他方の論理値のデューティを減少させることで、前記駆動コイルに供給する前記駆動電流を減少させる、ことを特徴とする。

本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。

本発明によれば、電源電圧の変化に対する駆動電流の供給の変化の割合を可変とすることで、電源電圧の低下に応じてモータの回転数を任意に低下させることができる。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

＝＝＝全体構成＝＝＝
図１を参照しつつ、本発明の第１実施形態の回転速度制御回路の構成について説明する。図１は、本発明の回転速度制御回路の構成の一例を示すブロック図である。

本発明の回転速度制御回路は、基準電圧発生回路１００、三角波発生回路１０２、比較回路１０４、制御回路１０６、Ｈブリッジを構成するＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下ＮＰＮトランジスタとする）１０８、１１０、１１２、１１４、ダイオード１３０、１３２、１３４、１３６を有している。なお、図１において駆動コイル１１６およびコンデンサ１２０を除く部分は、例えばチップ上に集積化されている。

ＮＰＮトランジスタ１０８とＮＰＮトランジスタ１１２は直列接続されており、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタは電源電圧ＶＣＣに接続され、ＮＰＮトランジスタ１１２のエミッタは接地されている。また、ＮＰＮトランジスタ１０８のエミッタとＮＰＮトランジスタ１１２のコレクタとの接続点には駆動コイル１１６の一端が接続されている。

ＮＰＮトランジスタ１１０とＮＰＮトランジスタ１１４は直列接続されており、ＮＰＮトランジスタ１１０のコレクタは電源電圧ＶＣＣに接続され、ＮＰＮトランジスタ１１４のエミッタは接地されている。また、ＮＰＮトランジスタ１１０のエミッタとＮＰＮトランジスタ１１４のコレクタとの接続点には駆動コイル１１６の他端が接続されている。

ダイオード１３０のアノードは駆動コイル１１６の一端に接続され、カソードはＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタに接続されている。
ダイオード１３２のアノードは駆動コイル１１６の他端に接続され、カソードはＮＰＮトランジスタ１１０のコレクタに接続されている。
ダイオード１３４のアノードはＮＰＮトランジスタ１１２のエミッタに接続され、カソードは駆動コイル１１６の一端に接続されている。
ダイオード１３６のアノードはＮＰＮトランジスタ１１４のエミッタに接続され、カソードは駆動コイル１１６の他端に接続されている。

制御回路１０６は電源電圧ＶＣＣで動作し、ＮＰＮトランジスタ１０８、１１０、１１２、１１４のオン、オフを制御している。制御回路１０６によってＮＰＮトランジスタ１１０、１１２がオフし、ＮＰＮトランジスタ１０８、１１４がオンすると、電源電圧ＶＣＣ→ＮＰＮトランジスタ１０８→駆動コイル１１６→ＮＰＮトランジスタ１１４→接地ＧＮＤの径路の電流が流れる。また、ＮＰＮトランジスタ１１０、１１２がオンし、ＮＰＮトランジスタ１０８、１１４すると、電源電圧ＶＣＣ→ＮＰＮトランジスタ１１０→駆動コイル１１６→ＮＰＮトランジスタ１１２→接地ＧＮＤの径路の電流が流れる。このように、ＮＰＮトランジスタ１０８、１１０、１１２、１１４のオン、オフで駆動コイル１１６に流れる電流を切り替えることによって、モータを駆動する。また、電源電圧ＶＣＣの大きさに応じた駆動電流が駆動コイル１１６に供給されるので、モータの回転数は電源電圧ＶＣＣの大きさに応じて変化する。

さらに、制御回路１０６は、比較回路１０４の出力によって、シンク側の一方のトランジスタがオンしている期間にソース側の他方のトランジスタをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する。例えばＮＰＮトランジスタ１１４がオンしている期間に、ＮＰＮトランジスタ１０８をオン、オフさせるＰＷＭ制御を行う。ＮＰＮトランジスタ１０８、１１４がともにオンして、電源電圧ＶＣＣ→ＮＰＮトランジスタ１０８→駆動コイル１１６→ＮＰＮトランジスタ１１４→接地ＧＮＤの径路の電流が流れている状態で、ＮＰＮトランジスタ１０８をオフすると、駆動コイル１１６は電流を流し続けようとするため、接地ＧＮＤ→ダイオード１３４→駆動コイル１１６→ＮＰＮトランジスタ１１４→接地ＧＮＤの回生電流が流れる。よって、駆動コイル１１６に流れる電流は減少する。

また同様に、制御回路１０６は、比較回路１０４の出力によって、ＮＰＮトランジスタ１１２がオンしている期間にＮＰＮトランジスタ１１０をオン、オフさせるＰＷＭ制御を行う。この場合、ＮＰＮトランジスタ１１０をオフすると接地ＧＮＤ→ダイオード１３６→駆動コイル１１６→ＮＰＮトランジスタ１１２→接地ＧＮＤの回生電流が流れる。

なお、ソース側の一方のトランジスタがオンしている期間に、比較回路１０４の出力によってシンク側の他方のトランジスタをＰＷＭ制御してもよい。例えば、ＮＰＮトランジスタ１０８、１１４がともにオンして、電源電圧ＶＣＣ→ＮＰＮトランジスタ１０８→駆動コイル１１６→ＮＰＮトランジスタ１１４→接地ＧＮＤの径路の電流が流れている状態で、ＮＰＮトランジスタ１１４をオン、オフしてもよい。ＮＰＮトランジスタ１１４をオフすることで、電源電圧ＶＣＣ→ＮＰＮトランジスタ１０８→駆動コイル１１６→ダイオード１３２→電源電圧ＶＣＣの回生電流が流れる。

また、Ｈブリッジを構成するＮＰＮトランジスタ１０８、１１０にＰＮＰ型バイポーラトランジスタを使用してもよい。さらに、Ｈブリッジを構成するトランジスタとしてバイポーラトランジスタの代わりにＭＯＳＦＥＴを使用することも可能である。なお、ＭＯＳＦＥＴを使用する場合には、プロセス上、ドレイン−ソース間にダイオードが自動的に形成されるため、ダイオード１３０、１３２、１３４、１３６を設けなくてもよい。

なお、制御回路１０６、ＮＰＮトランジスタ１０８、１１０、１１２、１１４は駆動電流供給回路を構成している。

基準電圧発生回路１００は、電源電圧ＶＣＣから一定の基準電圧ＶＲＥＧを発生する。基準電圧発生回路１００としては、バンドギャップ型基準電圧回路で構成することが可能である。図３は、バンドギャップ型基準電圧回路の一例を示す回路図である。図３において、基準電圧発生回路１００は、定電流回路I、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３とからなる。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２は電流ミラー接続されており、ダイオード接続された側のＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは抵抗Ｒ１および定電流回路Ｉを介して電源電圧ＶＣＣと接続され、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタは接地されている。また、ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ２を介して定電流回路Ｉと抵抗Ｒ１の接続点と接続されており、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ３を介して接地されている。また、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースはトランジスタＱ２のコレクタと接続され、ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタは定電流回路Ｉと抵抗Ｒ１の接続点と接続され、ＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタは接地されている。そして、定電流回路Ｉが定常状態で動作するようにバイアスされた状態で、ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタから一定の基準電圧ＶＲＥＧが発生する。

ここで、ＮＰＮトランジスタＱ２を流れる出力電流がＮＰＮトランジスタＱ１を流れる出力電流よりも小さくなるように、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２のサイズを設定する。すると、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧がＮＰＮトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧よりも大きくなり、抵抗Ｒ３の両端にΔＶＢＥが発生する。同時に、ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ負荷となる抵抗Ｒ２の両端には、ΔＶＢＥ・Ｒ２／Ｒ３の増幅電圧が発生する（数式で表されるＲ２、Ｒ３は、抵抗Ｒ２、Ｒ３の抵抗値とする）。従って、基準電圧ＶＲＥＧは、ＮＰＮトランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥと、ＮＰＮトランジスタＱ２の増幅電圧ΔＶＢＥ・Ｒ２／Ｒ３の和になる。そして、抵抗Ｒ２、Ｒ３を適当に選択すれば、増幅電圧ΔＶＢＥ・Ｒ２／Ｒ３はΔＶＢＥを反転増幅したものとなることから、基準電圧ＶＲＥＧとして温度変化の影響を受けることのない電圧値（例えば１．３ボルト）を発生することが可能となる。
なお、電源電圧ＶＣＣ以外の電源から基準電圧ＶＲＥＧを発生してもよい。

三角波発生回路１０２は、コンデンサ１２０における充電と放電を交互に行うことによって、三角波を発生する。なお、この三角波は電源電圧ＶＣＣの大きさに依存して電圧振幅の上限電圧および下限電圧が変化する。

比較回路１０４は、基準電圧発生回路１００から出力される基準電圧ＶＲＥＧと、三角波発生回路１０２から出力される三角波との大小を比較し、その比較結果を制御回路１０６に出力する。
なお、基準電圧発生回路１００に、バンドギャップ型の基準電圧回路を使用して基準電圧ＶＲＥＧを得る場合について説明したが、バンドギャップ型以外の基準電圧発生回路１００を使用して、電源電圧ＶＣＣに依存しない基準電圧ＶＲＥＧを発生してもよい。

以下、図２および図４（ａ）、（ｂ）を参照しつつ、三角波発生回路１０２および比較回路１０４について説明する。図２は、三角波発生回路１０２および比較回路１０４の構成の一例を示す回路図である。図４（ａ）、（ｂ）は、三角波発生回路１０２および比較回路１０４の動作を説明するための図である。

＝＝＝三角波発生回路＝＝＝
三角波発生回路１０２は、定電流回路２００、２１８、２２２、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（以下、ＰＮＰトランジスタとする）２０２、２０４、ＮＰＮトランジスタ２０６、２０８、２１６、２２４、抵抗２１０、２１２、２１４、逆流防止用のダイオード２２０を有している。

定電流回路２００は電源電圧ＶＣＣに接続され定電流Ｉ１を発生する。
ＰＮＰトランジスタ２０２のエミッタは定電流回路２００に接続され、ＰＮＰトランジスタ２０２のコレクタはＮＰＮトランジスタ２０６のコレクタと接続されている。またＰＮＰトランジスタ２０２のベースは電源電圧ＶＣＣと接地ＧＮＤ間に直列接続された抵抗２１０と抵抗２１２の接続点（以下Ａ点とする）と接続されている。
ＰＮＰトランジスタ２０４のエミッタは定電流回路２００に接続され、ＰＮＰトランジスタ２０４のコレクタはＮＰＮトランジスタ２０８のコレクタと接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ２０４のベースは、コンデンサ１２０の非接地側の電極（以下Ｂ点とする）と接続されている。
ＮＰＮトランジスタ２０６とＮＰＮトランジスタ２０８は、ＮＰＮトランジスタ２０８がダイオード接続された電流ミラー回路を構成しており、ＮＰＮトランジスタ２０６とＮＰＮトランジスタ２０８のエミッタは共に接地ＧＮＤされている。なお、ＮＰＮトランジスタ２０６とＮＰＮトランジスタ２０８はトランジスタサイズ比が等しいこととする。

定電流回路２１８（『第１の定電流回路』）は電源電圧ＶＣＣとダイオード２２０のアノードとの間に接続され、定電流Ｉ２（『第１の定電流』）を発生する。
定電流回路２２２（『第２の定電流回路』）はＢ点と接地ＧＮＤとの間に接続され、定電流Ｉ２より小さい定電流Ｉ３（『第２の定電流』）を発生する（例えば定電流Ｉ２：定電流Ｉ３＝２：１とする）。

ダイオード２２０のアノードはＮＰＮトランジスタ２２４のコレクタに接続され、ダイオード２２０のカソードはＢ点に接続されている。
ＮＰＮトランジスタ２１６のコレクタは抵抗２１４を介してＡ点に接続されている。またＮＰＮトランジスタ２１６、２２４のエミッタは共に接地ＧＮＤされている。

次に三角波発生回路１０２の動作について説明する。

≪Ａ点の電圧がＢ点の電圧より高い場合≫
Ａ点の電圧（『比較電圧』）がＢ点の電圧より高い場合、ＰＮＰトランジスタ２０４がオンとなりＰＮＰトランジスタ２０２がオフとなる。そして、電流ミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタ２０８、ＮＰＮトランジスタ２０６がオンし、ＮＰＮトランジスタ２０６は、ＰＮＰトランジスタ２０８のコレクタ電流と等倍の電流を流そうとする。よってＮＰＮトランジスタ２１６とＮＰＮトランジスタ２２４はベースに電流が供給されないので、ともにオフとなる。

ＮＰＮトランジスタ２２４（『充放電切替回路』）がオフとなるので、コンデンサ１２０は定電流回路２１８で発生する定電流Ｉ２と定電流回路２２２で発生する定電流Ｉ３の差分の電流で充電されることになる。
また、ＮＰＮトランジスタ２１６（『比較電圧設定回路』）がオフとなるので、Ａ点の電圧は電源電圧ＶＣＣを抵抗２１０と抵抗２１２で分圧した電圧（Ａ１とする）となる。

≪Ａ点の電圧がＢ点の電圧より低い場合≫
Ａ点の電圧がＢ点の電圧より低い場合、ＰＮＰトランジスタ２０２がオンとなりＰＮＰトランジスタ２０４がオフとなる。ＰＮＰトランジスタ２０４がオフするので、電流ミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタ２０８、ＮＰＮトランジスタ２０６がともにオフとなる。
ＮＰＮトランジスタ２０２のコレクタ電流はＮＰＮトランジスタ２１６とＮＰＮトランジスタ２２４のベースに供給され、ＮＰＮトランジスタ２１６とＮＰＮトランジスタ２２４はともにオンとなる。
ＮＰＮトランジスタ２２４がオンするので、定電流Ｉ２がＮＰＮトランジスタ２２４のコレクタ電流として流れる。よって、コンデンサ１２０は定電流回路２２２で発生する定電流Ｉ３で放電されることになる。
また、ＮＰＮトランジスタ２１６がオンするので、Ａ点の電圧は抵抗２１０の抵抗値と、抵抗２１２および抵抗２１４を並列接続した抵抗値とによって電源電圧ＶＣＣを分圧した電圧（Ａ２とする）になる。なお、Ａ２はＡ１より低い電圧である。

つまり、三角波発生回路１０２は、Ａ点の電圧がＢ点の電圧より高い場合には、Ａ点の電圧をＡ１に設定するとともにコンデンサ１２０を定電流Ｉ２と定電流Ｉ３の差分の電流で充電する。やがて、Ｂ点の電圧がＡ点より高くなる。すると、Ａ点の電圧をＡ１より低いＡ２に設定とするとともに、コンデンサ１２０を定電流Ｉ３で放電する。やがて、Ｂ点の電圧がＡ点より低くなる。すると、Ａ点の電圧をＡ１に設定とするとともに、コンデンサ１２０を定電流Ｉ２と定電流Ｉ３の差分の電流で充電する。

以下、同様にＡ点の設定電圧と、コンデンサ１２０の充電、放電を交互に切り替えていく。このようにコンデンサ１２０における充電と放電を交互に行うことによって、Ｂ点の電圧は、図４（ａ）の実線に示すように、振幅の上限電圧がＡ１で下限電圧がＡ２の三角波となる。

なお、前述のように、この三角波の上限電圧Ａ１は電源電圧ＶＣＣを抵抗２１０と抵抗２１２で分圧した値であり、下限電圧Ａ２は電源電圧ＶＣＣを抵抗２１０と、抵抗２１２と抵抗２１４の並列接続による抵抗で分圧した値である。従って三角波の上限電圧Ａ１および下限電圧Ａ２は、電源電圧ＶＣＣの大きさによって変化することになる。

例えば、電源電圧ＶＣＣが、図４（ａ）の実線の時における電源電圧ＶＣＣよりも低くなると、それに伴って上限電圧Ａ１と下限電圧Ａ２も低くなる。上限電圧Ａ１が例えばＡ３に低下し、下限電圧Ａ２が例えばＡ４に低下した場合には、Ｂ点の電圧は４（ａ）の破線で示すように上限電圧Ａ３で下限電圧がＡ４の三角波となる。なお、電源電圧ＶＣＣが低下することで、三角波の振幅および周期（周波数）も変化する。例えば図４（ａ）の場合、電源電圧ＶＣＣが高い場合の三角波の振幅（Ａ１−Ａ２）より、電源電圧ＶＣＣが低くなった場合の三角波の振幅（Ａ３−Ａ４）の方が小さくなる。また、三角波の振幅が小さくなることによって、三角波の１周期も図４（ａ）に示すように短くなる。

＝＝＝比較回路＝＝＝
比較回路１０４は、定電流回路２３０、ＰＮＰトランジスタ２３２、２３４、ＮＰＮトランジスタ２３６、２３８、抵抗２４０、２４２を有している。

定電流回路２３０は電源電圧ＶＣＣに接続され定電流Ｉ４を発生する。
ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタは定電流回路２３０に接続され、ＰＮＰトランジスタ２３２のコレクタは、ＮＰＮトランジスタ２３６のコレクタに接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ２３２のベースには三角波発生回路１０２のＢ点の電圧が印加される。
ＰＮＰトランジスタ２３４のエミッタは定電流回路２３０に接続され、ＰＮＰトランジスタ２３２のコレクタは、ＮＰＮトランジスタ２３８のコレクタに接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ２３４のベースには、基準電圧ＶＲＥＧを抵抗２４０と抵抗２４２で分圧したＣ点の電圧が印加される。基準電圧ＶＲＥＧは、電源電圧ＶＣＣに依存しない一定の電圧なので、Ｃ点の電圧も電源電圧ＶＣＣに依存しない一定の電圧となる。
ＮＰＮトランジスタ２３６とＮＰＮトランジスタ２３８は、ＮＰＮトランジスタ２３６がダイオード接続された電流ミラー回路を構成しており、ＮＰＮトランジスタ２３６とＮＰＮトランジスタ２３８のエミッタは共に接地ＧＮＤされている。また、ＮＰＮトランジスタ２３６とＮＰＮトランジスタ２３８はトランジスタサイズ比が等しいとする。
そして、ＮＰＮトランジスタ２３８のコレクタから比較回路１０４の出力電圧が出力される。

なお、比較回路１０４において定電流回路２３０、ＰＮＰトランジスタ２３２、２３４は差動回路を構成し、ＮＰＮトランジスタ２３６、２３８は出力回路を構成している。
次に比較回路１０４の動作について説明する。

≪Ｂ点の電圧がＣ点の電圧より低い場合≫
Ｂ点の電圧がＣ点の電圧より低い場合には、ＰＮＰトランジスタ２３２がオンとなりＰＮＰトランジスタ２３４がオフとなる。ＰＮＰトランジスタ２３２がオンとなるので、電流ミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタ２３６、２３８が共にオンとなる。ＮＰＮトランジスタ２３８はＮＰＮトランジスタ２３６のコレクタ電流と等倍のコレクタ電流を流そうとする。従ってＮＰＮトランジスタ２３８のコレクタの電圧レベルが低下し、比較回路１０４の出力は「ＬＯＷレベル（以下Ｌとする）」となる。

≪Ｂ点の電圧がＣ点の電圧より高い場合≫
Ｂ点の電圧がＣ点の電圧より高い場合には、ＰＮＰトランジスタ２３４がオンとなりＰＮＰトランジスタ２３２がオフとなる。ＰＮＰトランジスタ２３２がオフとなるので、電流ミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタ２３６、ＮＰＮトランジスタ２３８が共にオフとなる。従って、ＮＰＮトランジスタ２３４のコレクタ電流によってＮＰＮトランジスタ２３８のコレクタの電圧レベルが上昇し、比較回路１０４の出力は「ＨＩＧＨレベル（以下Ｈとする）」となる。

比較回路１０４は、この比較結果を制御回路１０６に出力する。ここで、基準電圧発生回路１００において電源電圧ＶＣＣから基準電圧ＶＲＥＧを発生する場合、電源電圧ＶＣＣが低下しても、少なくとも図５のＶａまでは一定の基準電圧ＶＲＥＧが得られるものとする。するとＶａとＶ２の電源電圧範囲内で、基準電圧ＶＲＥＧは一定の電圧となり基準電圧ＶＲＥＧを分圧したＣ点の電圧も一定となる。

よって、電源電圧ＶＣＣが低くなり図４（ａ）のＢ点の電圧が、実線から例えば破線に変化した場合には、比較回路１０４の出力は図４（ｂ）の実線から破線に変化する。この図４（ｂ）に示すように、比較回路１０４の出力が破線ときの１周期（Ｔｂ）における「Ｈ」の割合は、実線ときの１周期（Ｔａ）における「Ｈ」の割合より小さくなる。つまり、電源電圧ＶＣＣを低くすることで図４（ｂ）に示す比較回路１０４の出力の１周期当たりにおける「Ｈ」の割合が減少することになる。なお、電源電圧ＶＣＣが高い場合の三角波の下限電圧は、Ｃ点より低くてもよいしＣ点より高くてもよい。電源電圧ＶＣＣが高いとき、例えばＶ２の時に三角波の下限電圧がＣ点より高くなるように設定すると、電源電圧ＶＣＣがＶ２の時の比較回路１０４の出力の「Ｈ」のデューティが１００％となり、電源電圧ＶＣＣが高いときのモータの回転速度を従来と同じにすることができる。

＝＝＝回転速度制御回路の動作＝＝＝
図１、図２、図４（ａ）、（ｂ）を用いて回転速度制御回路の動作について説明する。

基準電圧発生回路１００で発生する一定の基準電圧ＶＲＥＧを所定の分圧比で分圧したＣ点の電圧と、三角波発生回路のＢ点の電圧とが図４（ａ）に示すように比較回路１０４で比較される。
そして、図４（ｂ）に示すようにＢ点の電圧の方がＣ点より高い場合には比較回路から「Ｈ」の信号が出力され、Ｂ点の電圧の方がＣ点より低い場合には「Ｌ」の信号が出力される。
制御回路１０６は、ＮＰＮトランジスタ１０８、１１０、１１２、１１４のオン、オフを制御することで電源電圧ＶＣＣに応じた駆動電流を駆動コイル１１６に供給している。さらに制御回路１０６は、例えばＮＰＮトランジスタ１１４がオンとなる期間において、比較回路１０４の出力が「Ｈ」の時にはＮＰＮトランジスタ１０８をオンさせ、比較回路１０４の出力が「Ｌ」の時にはＮＰＮトランジスタ１０８をオフさせる。

このように、例えばＮＰＮトランジスタ１０８とＮＰＮトランジスタ１１４がオン、ＮＰＮトランジスタ１１０とＮＰＮトランジスタ１１２がオフとなり、電源電圧ＶＣＣ→ＮＰＮトランジスタ１０８→駆動コイル１１６→ＮＰＮトランジスタ１１４→接地ＧＮＤの電流が流れる期間の場合、ＮＰＮトランジスタ１１４がオンしている時にＮＰＮトランジスタ１０８を比較回路１０４の出力によってＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御でＮＰＮトランジスタ１０８をオフした場合、駆動コイル１１６は電流を流し続けようとするため、接地ＧＮＤ→ダイオード１３４→駆動コイル１１６→ＮＰＮトランジスタ１１４→接地ＧＮＤの回生電流が流れ、駆動電流は減少する。そして、このＮＰＮトランジスタ１０８のオン期間とオフ期間との比率（デューティ）、つまり比較回路１０４の出力の「Ｈ」と「Ｌ」の比によって駆動コイル１１６に流れる駆動電流の量が制御されることになる。

なお、同様にＮＰＮトランジスタ１１２がオンとなる場合には、制御回路１０６の出力によってＮＰＮトランジスタ１１０をＰＷＭ制御する。また、ソース側のトランジスタの一方がオンしている時にシンク側のトランジスタの他方をＰＷＭ制御してもよい。

本発明の回転速度制御回路では、このように電源電圧ＶＣＣの大きさに応じて駆動電流を制御するのに加えて、比較回路１０４の出力のデューティで、例えばＮＰＮトランジスタ１０８をＰＷＭ制御することによって駆動コイル１１６に流れる駆動電流を制御している。そして、比較回路１０４の出力の「Ｈ」の期間が短くてＰＷＭ制御されるトランジスタのオンする期間が短いほど、駆動電流は減少することになる。つまり電源電圧ＶＣＣが低くなる程、モータの回転数の減少量が多いということになる。

図５は本発明の回転速度制御回路における電源電圧ＶＣＣと回転数の特性の一例を示す図である。図５の実線ａおよび実線ｂは、本発明の回転速度制御回路によってモータの回転数を制御したときの電源電圧ＶＣＣとモータの回転数との関係を示す一例である。また、図５の破線は、電源電圧ＶＣＣの大きさのみでモータの回転数を制御した従来の特性を示している。

図５の実線ａに示すように、本発明の回転速度制御回路は、電源電圧ＶＣＣが高い時（Ｖ２）には従来と同じ回転数を維持しつつ、電源電圧ＶＣＣが低くなるにつれて従来よりも回転数を低下させることが出来る。なお、電源電圧ＶＣＣ−回転数特性の傾きは、三角波の上限電圧と下限電圧の設定、つまり抵抗２１０、２１２、２１６の抵抗値の設定によって任意に変更することができる。例えば、抵抗２１０、２１２、２１６の抵抗値を変更することで三角波の振幅、つまり上限電圧Ａ１と下限電圧Ａ２との差を図５の実線ａのときより小さくすることによって、図５の実線ｂで示すように回転数を電源電圧ＶＣＣに応じてａよりも急な傾きで変化させることができる。つまり、図５の実線ａにおける電源電圧ＶＣＣがＶａ−Ｖ２間の回転数の変化を、電源電圧ＶＣＣがＶａより高いＶｂとＶ２との間で実行することになる。

＝＝＝第２実施形態＝＝＝
図６は本発明の第２実施形態における三角波発生回路および比較回路の構成の一例を示す回路図である。なお、第１実施形態と同じ構成の部分には、同一符号を付して説明を省略する。
図６に示す本発明の第２実施形態における三角波発生回路３０２は、図２に示す三角波発生回路１０２の抵抗２１４を、逆流防止用ダイドード２５０としたものである。なおダイオード２５０のアノードは、Ａ点に接続され、ダイオード２５０のカソードはＮＰＮトランジスタ２１６のコレクタに接続されている。

Ａ点の電圧＞Ｂ点の電圧の場合、ＮＰＮトランジスタ２１６がオフとなり、Ａ点には、電源電圧ＶＣＣを抵抗２１０と抵抗２１２で分圧した値が三角波の上限電圧として設定される。この場合Ａ点の電圧は電源電圧ＶＣＣの大きさに応じて変化する。
一方、Ｂ点の電圧＞Ａ点の電圧の場合、ＮＰＮトランジスタ２１６がオンとなる。すると、Ａ点には、ＮＰＮトランジスタ２１６のコレクタ−エミッタ間電圧と、ダイオード２５０の順方向電圧との加算電圧が三角波の下限電圧として設定される。従って、この場合Ａ点の電圧は電源電圧ＶＣＣに依存しない一定の値となる。

図７（ａ）、（ｂ）は本発明の第２実施形態における三角波発生回路３０２および比較回路１０４の動作を説明するための図である
なお、図７（ａ）はＢ点の電圧とＣ点の電圧との関係を説明するための図であり、図７（ｂ）は比較回路１０４の出力を示す図である。

三角波発生回路３０２のＢ点の電圧は、下限電圧が一定で、上限電圧が電源電圧ＶＣＣに依存して変化する三角波となる。従って電源電圧ＶＣＣが低下すると、三角波は、図７（ａ）に示す実線から、例えば破線に変化する。なお、このとき三角波の下限電圧が一定で上限電圧が低くなるため、図７（ａ）に示すように三角波の１周期は短くなる。
一方、Ｃ点の電圧は一定であるので、このＢ点の電圧とＣ点の電圧との大小を比較した比較回路１０４の出力は図７（ｂ）に示す実線から、例えば破線に変化する。つまり、電源電圧ＶＣＣが低下すると、比較回路１０４の出力の１周期当たりにおける「Ｈ」の割合が減少することになる。そして、比較回路１０４の比較結果は制御回路１０６に出力される。

このように下限電圧を電源電圧ＶＣＣに依存しない一定の電圧とし、上限電圧のみ電源電圧ＶＣＣに依存して変化するようにしてもよい。この場合にも、電源電圧ＶＣＣが低くなるに従って、比較回路１０４の出力の１周期における「Ｈ」のデューティは減少するので、第１実施形態と同様にモータの回転数を制御することができる。
また、上限電圧を一定の電圧とし、下限電圧のみ電源電圧ＶＣＣに依存して変化させても、同様に電源電圧ＶＣＣの変化に対するモータの回転速度の変化の割合を可変とすることができる。

＝＝＝第３実施形態＝＝＝
また、図８は本発明の第３実施形態における回転速度制御回路の構成の一例を示すブロック図である。なお、第１実施形態と同じ構成の部分には同一符号を付し説明を省略する。
図８に示す回転速度制御回路は、基準電圧発生回路４００、三角波発生回路４０２、比較回路４０４、制御回路１０６、ＮＰＮトランジスタ１０８、１１０、１１２、１１４を有している。

基準電圧発生回路４００は、電源電圧ＶＣＣから一定の基準電圧ＲＥＧを発生する。なお、電源電圧ＶＣＣ以外の電源から基準電圧ＲＥＧを発生してもよい。
三角波発生回路４０２は、コンデンサ１２０における充電と放電を交互に行うことによって、三角波を発生する。なお、この三角波は、後述するように基準電圧ＲＥＧを用いて発生するので、電源電圧ＶＣＣの大きさに依存せず一定の電圧振幅となる。
比較回路４０４は、電源電圧ＶＣＣと、三角波発生回路４０２から出力される三角波との大小の比較を行い、比較結果を制御回路１０６に出力する。

図９は本発明の第３実施形態における三角波発生回路４０２と比較回路４０４の構成を説明するための回路図である。なお、三角波発生回路４０２は三角波発生回路１０２において印加される電圧を電源電圧ＶＣＣから基準電圧ＲＥＧに変更したものであり、構成および動作は三角波発生回路１０２と同じである。すなわち、Ａ点の電圧は、基準電圧ＲＥＧを抵抗２１０と抵抗２１２で分圧した上限電圧、または基準電圧ＲＥＧを抵抗２１０と、抵抗２１２、２１４の並列接続による抵抗値で分圧した下限電圧が設定されることになる。従って、Ａ点に設定される上限電圧および下限電圧は電源電圧ＶＣＣに依存しない電圧となる。

比較回路４０４は、電流ミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタ４３６、４３８を有している。ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ４３８のコレクタはＰＮＰトランジスタ２３４のコレクタに接続され、ＮＰＮトランジスタ４３６のコレクタはＰＮＰトランジスタ２３２のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタ４３６およびＮＰＮトランジスタ４３８のエミッタは共に接地ＧＮＤされている。なお、ＮＰＮトランジスタ４３６のコレクタが比較回路４０４の出力となる。
また、Ｃ点に現れる電圧は電源電圧ＶＣＣを抵抗２４０と抵抗２４２で分圧した電圧となり、ＰＮＰトランジスタ２３４のベースに印加される。
そして、比較回路４０４は、Ｂ点の電圧と、電源電圧ＶＣＣ依存するＣ点の電圧との大小の比較を行う。

図１０（ａ）、（ｂ）は本発明の第３実施形態における三角波発生回路４０２および比較回路４０４の動作を説明するための図である。
三角波発生回路４０２のＡ点に上限電圧が設定される場合には定電流Ｉ２と定電流Ｉ３の差分の電流でコンデンサ１２０を充電し、またＡ点に下限電圧が設定される場合には定電流Ｉ３でコンデンサ１２０を放電する。以上の動作を繰り返すことによって、Ｂ点の電圧は図１０（ａ）に示すように電源電圧ＶＣＣに依存しない三角波となる。

Ｂ点の電圧＞Ｃ点の電圧の場合、ＰＮＰトランジスタ２３４、および電流ミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタ４３６、４３８がオン、ＰＮＰトランジスタ２３２がオフ、となる。よって、比較回路４０４から「Ｌ」の信号が出力される。
一方、Ｂ点の電圧＜Ｃ点の電圧の場合、ＰＮＰトランジスタ２３２がオン、ＰＮＰトランジスタ２３４、および電流ミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタ４３６、４３８がオフとなる。よって、比較回路４０４から「Ｈ」の信号が出力される。

すなわち、電源電圧ＶＣＣが低くなることによって、Ｃ点の電圧が図１０（ａ）に示す実線から、例えば破線に変化した場合、比較回路４０４の出力は図１０（ｂ）の実線から破線に変化する。つまり、電源電圧ＶＣＣが低くなるに従って、比較回路４０４の出力の「Ｈ」のデューティは低くなることになる。
このように、電源電圧ＶＣＣに依存しない三角波と、電源電圧ＶＣＣに依存する基準電圧ＲＥＧとを比較することでも、第１実施形態と同様に、電源電圧ＶＣＣの変化に対するモータの回転速度の変化の割合を可変とすることができる。

なお、本発明の実施形態では回転速度制御回路を単相モータに適用した場合について説明したが、３相モータにも適用することができる。３相モータの場合には、出力段として接続された３相分のソーストランジスタとシンクトランジスタのうち、ソーストランジスタの一つがオンしている期間に、それに対応してオンとなるシンクトランジスタを比較回路１０４の出力によってＰＷＭ制御する。なお、シンクトランジスタの一つがオンしている期間に、それに対応してオンとなるソーストランジスタを比較回路１０４の出力によってＰＷＭ制御してもよい。

以上、説明したように、本発明の回転速度制御回路は、電源電圧ＶＣＣに依存しない基準電圧ＶＲＥＧと電源電圧ＶＣＣに依存する三角波との大小比較によって駆動コイル１１６に供給される駆動電流の量を制御することで、電源電圧ＶＣＣの変化に対するモータの回転速度の変化の割合を可変とすることができる。よって、電源電圧の低下に応じてモータの回転数を従来より大きな割合で減少させることで、ＩＣの省電力化およびモータの静音化を実現することが可能となる。

また、三角波発生回路１０２においてＡ点の電圧がＢ点の電圧より高い場合はＡ点を上限電圧Ａ１とし、定電流Ｉ２と定電流Ｉ３の差分の電流でコンデンサ１２０を充電する。一方Ａ点の電圧がＢ点の電圧より低い場合はＡ点を下限電圧Ａ２とし、定電流Ｉ３でコンデンサ１２０を放電する。この繰り返しによって、コンデンサ１２０の充電、放電を繰り返すことによって上限電圧がＡ１で下限電圧がＡ２の三角波を得ることができる。なお、この三角波の上限電圧は電源電圧ＶＣＣを抵抗２１０と抵抗２１２で分圧した値であり、下限電圧は電源電圧ＶＣＣを抵抗２１０と、抵抗２１２と抵抗２１４の並列接続による抵抗とで分圧した値である。よって電源電圧ＶＣＣの大きさに応じて三角波の上限電圧Ａ１と下限電圧Ａ２の値を変化させることができる。そして、抵抗２１０、２１２、２１４の抵抗値によって三角波の振幅を任意に設定することができ、それに応じて電源電圧ＶＣＣとモータの回転数の特性も変化させることができる。

さらに、制御回路１０６が比較回路１０４の出力の「Ｈ」と「Ｌ」のデューティによって例えばＮＰＮトランジスタ１０８をＰＷＭ制御させることによって、駆動コイル１１６に流れる駆動電流を制御することができる。そして、電源電圧ＶＣＣが低くなるにつれて、比較回路１０４の出力の「Ｈ」のデューティが減少することによって、例えば図５の破線から実線ａまたは実線ｂのようにモータの回転数を減少させることができる。

また、基準電圧発生回路１００をバンドギャップ型基準電圧回路とすることで、温度変化の影響を受けない一定の基準電圧ＶＲＥＧを得ることができる。

さらに、電源電圧ＶＣＣに依存しない三角波と、電源電圧ＶＣＣに依存する基準電圧ＲＥＧとの大小比較を行うことによっても、同様に電源電圧ＶＣＣの変化に対するモータの回転速度の変化の割合を可変とすることができる。

以上、本実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。

本発明の一実施形態にかかる回転速度制御回路の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態にかかる三角波発生回路および比較回路の構成を示す回路図である。 基準電圧発生回路の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態にかかる三角波発生回路および比較回路の動作を説明するための図である。 本発明の回転速度制御回路における電源電圧ＶＣＣと回転数の特性を説明するための図である。 本発明の一実施形態にかかる三角波発生回路および比較回路の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態にかかる三角波発生回路および比較回路の動作を説明するための図である。 本発明の一実施形態にかかる回転速度制御回路の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態にかかる三角波発生回路および比較回路の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態にかかる三角波発生回路および比較回路の動作を説明するための図である。 従来の回転速度制御回路の構成を説明するための回路ブロック図である。 従来の回転速度制御回路における電源電圧と回転数の特性を説明するための図である。

符号の説明

１００ 基準電圧発生回路
１０２ 三角波発生回路
１０４ 比較回路
１０６ 制御回路
１０８、１１０、１１２、１１４ ＮＰＮトランジスタ
１１６ 駆動コイル
１２０ コンデンサ
２００、２１８、２２２、２３０ 定電流回路
２０２、２０４、２３２、２３４ ＰＮＰトランジスタ
２０６、２０８、２１６、２２４、２３６、２３８ ＮＰＮトランジスタ
１３０、１３２、１３４、１３６、２２０ ダイオード
２１０、２１２、２１４、２４０、２４２ 抵抗

Claims (6)

1. 電源電圧の大きさに応じた駆動電流をモータの駆動コイルに供給する駆動電流供給回路を備え、前記電源電圧に応じて前記モータの回転速度を可変とする回転速度制御回路において、
   前記電源電圧の大きさに応じて、振幅の上限電圧または下限電圧のうち少なくとも一方が変化する三角波を発生する三角波発生回路と、
   前記電源電圧に依存しない基準電圧と前記三角波との大小比較を行い、前記三角波が前記基準電圧よりも大きい場合に一方の論理値を出力し、前記三角波が前記基準電圧より小さい場合に他方の論理値を出力する比較回路と、
   を備え、
   前記駆動電流供給回路は、
   前記比較回路の出力が前記一方の論理値である時に前記駆動コイルに前記駆動電流を供給し、前記比較回路の出力が前記他方の論理値である時に前記駆動コイルへの前記駆動電流の供給を停止し、
   前記電源電圧の低下に従って、前記比較回路の出力における前記一方の論理値のデューティを減少させることで、前記駆動コイルに供給する前記駆動電流を減少させる、
   ことを特徴とする回転速度制御回路。
2. 前記三角波発生回路は、
   コンデンサに直列接続され、第１の定電流で前記コンデンサを充電する第１の定電流回路と、
   前記コンデンサに並列接続され、前記第１の定電流より小さい第２の定電流で前記コンデンサを放電させる第２の定電流回路と、
   前記三角波の前記上限電圧または下限電圧となる比較電圧と、前記コンデンサの充電電圧との大きさの比較を行う三角波用比較回路と、
   前記コンデンサの充電電圧が前記比較電圧より大であることを示す前記三角波用比較回路の出力に基づいて、前記コンデンサへの前記第１の定電流の供給を禁止し、前記コンデンサの充電電圧が前記比較電圧より小であることを示す前記三角波用比較回路の出力に基づいて、前記コンデンサに前記第１の定電流を供給させる充放電切替回路と、
   前記コンデンサの充電電圧が前記比較電圧より大であることを示す前記三角波用比較回路の出力に基づいて、前記比較電圧を前記下限電圧に設定し、前記コンデンサの充電電圧が前記比較電圧より小であることを示す前記三角波用比較回路の出力に基づいて、前記比較電圧を前記上限電圧に設定する比較電圧設定回路と、
   を備え、
   前記三角波は、
   前記上限電圧と前記下限電圧の間で前記コンデンサを交互に充電、放電させることによって得られる電圧である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の回転速度制御回路。
3. 前記上限電圧および前記下限電圧は、
   前記電源電圧を、異なる分圧比で分圧することによって得られる電圧であり、
   前記比較電圧設定回路は、
   前記コンデンサの充電電圧が前記上限電圧より大であることを示す前記三角波用比較回路の出力に基づいて、前記比較電圧を前記下限電圧に設定し、前記コンデンサの充電電圧が前記下限電圧より小であることを示す前記三角波用比較回路の出力に基づいて、前記比較電圧を前記上限電圧に設定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の回転速度制御回路。
4. 前記比較回路は、
   前記コンデンサの充電電圧と、前記基準電圧との大小に応じて動作する差動回路と、
   前記コンデンサの充電電圧が前記基準電圧より大であることを示す前記差動回路の出力に基づいて前記一方の論理値を出力し、前記コンデンサの充電電圧が前記基準電圧より小であることを示す前記差動回路の出力に基づいて前記他方の論理値を出力する出力回路と、
   を備え、
   前記駆動電流供給回路は、
   前記出力回路の出力が前記一方の論理値である時に前記駆動コイルに前記駆動電流を供給し、前記出力回路の出力が前記他方の論理値である時に前記駆動コイルへの前記駆動電流の供給を停止することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の回転速度制御回路。
5. 前記基準電圧は、
   バンドギャップ型基準電圧回路によって得られる電圧であることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の回転速度制御回路。
6. 電源電圧の大きさに応じた駆動電流をモータの駆動コイルに供給する駆動電流供給回路を備え、前記電源電圧に応じて前記モータの回転速度を可変とする回転速度制御回路において、
   前記電源電圧に依存しない三角波を発生する三角波発生回路と、
   前記電源電圧に応じて電圧値が変化する直流電圧と、前記三角波との大小比較を行い、前記三角波が前記直流電圧よりも大きい場合に一方の論理値を出力し、前記三角波が前記直流電圧より小さい場合に他方の論理値を出力する比較回路と、
   を備え、
   前記駆動電流供給回路は、
   前記比較回路の出力が前記他方の論理値である時に前記駆動コイルに前記駆動電流を供給し、前記比較回路の出力が前記一方の論理値である時に前記駆動コイルへの前記駆動電流の供給を停止し、
   前記電源電圧の低下に従って、前記比較回路の出力における前記他方の論理値のデューティを減少させることで、前記駆動コイルに供給する前記駆動電流を減少させる、
   ことを特徴とする回転速度制御回路。
   
   

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