JP2006078402A

JP2006078402A - 超微小電流／周波数変換装置

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Publication number: JP2006078402A
Application number: JP2004264243A
Authority: JP
Inventors: Kiyohito Yamamura; 精仁山村; Eiichi Tanaka; 栄一田中
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-09-10
Filing date: 2004-09-10
Publication date: 2006-03-23
Anticipated expiration: 2024-09-10
Also published as: JP4479430B2

Abstract

【課題】入力電流を高精度に高い周波数まで変換することができ、その測定範囲をより広範囲とすること。
【解決手段】積分用のコンデンサ１２が接続された演算増幅回路１０と、この出力電圧Ｖｏに比例した周波数で且つデューティ比＝５０％のパルス信号Ｐ１を出力する電圧周波数変換回路３０と、電圧周波数変換回路３０の出力パルス信号Ｐ１に応じて各々が同一幅のパルス幅Ｐｄ_Ｌ，Ｐｄ_Ｈのパルス信号Ｐ２を出力する単安定マルチバイブレータ回路１８と、この回路１８から出力されるパルス信号Ｐ２に応じて動作することによって演算増幅回路１０への入力電流Ｉｉを、放電電流Ｉｄとして放電するポンピング回路３２とを備え、コンデンサ１２の静電容量Ｃｆを従来よりも格段に大きくできるようにした。また、デューティ比＝５０％のパルス信号Ｐ２の「Ｌ」のパルス幅Ｐｄ_Ｌの間に、ポンピングコンデンサ３８が完全に近い充放電を行うようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、超微小電流をパルス周波数に変換して測定する超微小電流計などに用いられ、例えば放射線線量率を計測する放射線線量率計に用いて好適な超微小電流／周波数変換装置に関する。

図６は、従来の超微小電流／周波数変換装置である。図６に示す超微小電流／周波数変換装置は、電流Ｉｉが入力される演算増幅回路１０と、この演算増幅回路１０の入出力端の間に帰還素子として接続されたコンデンサ１２と、基準電圧電源１４と、この基準電圧電源１４の基準電圧Ｖｓと演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏとを比較する電圧比較回路１６と、電圧比較回路１６の出力電圧に応じて一定幅Ｐｄの負のパルス信号Ｐを出力する単安定マルチバイブレータ回路１８と、この回路１８から出力されるパルス信号Ｐの幅（パルス幅）Ｐｄの時間だけ動作し、この動作時に演算増幅回路１０への入力電流Ｉｉを放電する定電流回路２０とを備えて構成されている。その放電電流をＩｄとする。
このような構成の超微小電流／周波数変換装置においては、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏは、下式（１）で示すように経過時間Ｔに比例して上昇する。

また、電圧比較回路１６によって比較される出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｓを超えると、単安定マルチバイブレータ回路１８が駆動し、電圧振幅Ｖｄで一定幅（パルス幅）Ｐｄのパルス信号Ｐを定電流回路２０へ出力する。
定電流回路２０は、パルス幅Ｐｄの時間Ｔｄだけ動作し、この動作時に、演算増幅回路１０の入力電流Ｉｉを放電する。即ち、放電電流Ｉｄ×Ｔｄなる電荷を放電する。この放電時に、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏは、下式（２）に示すように、放電した電荷Ｉｄ×Ｔｄ分だけ低下する。
Ｖｏ＝１／Ｃ（Ｉｉ×Ｔ−Ｉｄ×Ｔｄ） …（２）

但し、Ｃは、コンデンサ１２の静電容量であるとする。
このとき、入力電流Ｉｉによる積分電荷Ｉｉ×Ｔと、放電電流Ｉｄによる放電電荷Ｉｄ×Ｔｄが釣り合えば、出力電圧Ｖｏ＝０Ｖとなる。このような出力電圧Ｖｏの動作に応じた周波数（パルス信号Ｐの周波数）１／Ｔは、下式（３）に示すように、入力電流Ｉｉに比例するので、パルス信号Ｐの周波数１／Ｔを測定することにより入力電流Ｉｉを測定することができる。
Ｖｏ＝０
Ｉｉ×Ｔ＝Ｉｄ×Ｔｄ
１／Ｔ＝｛１／（Ｉｄ×Ｔｄ）｝Ｉｉ …（３）
この種の従来の装置として、例えば特許文献１および２に記載のものがある。
特公平５−８７８９号公報特公昭６４−６７０８号公報

しかし、従来の超微小電流／周波数変換装置においては、入力電流Ｉｉが１０ｆＡ（フェムトアンペア：１０^−１５）程度の超微小電流を、パルス信号Ｐの周波数１／Ｔ＝０．１Ｈｚ、パルス幅Ｐｄ＝１μｓで測定する場合、定電流回路２０の一定な放電電流Ｉｄが１０^−７Ａとなって、定電流回路２０のインピーダンスが高くなるので、パルス幅Ｐｄと定電流Ｉｄの精度を高精度に確保することができなくなる。

即ち、図７に示すように、定電流回路２０の放電電圧Ｖｄを１Ｖとすると、放電抵抗Ｒｄは１０ＭΩとなるので、放電電流Ｉｄは１０^−７Ａとなる。また、定電流回路２０の浮遊静電容量Ｃｓを１０ｐＦとすると、定電流回路２０の応答時定数は１００μｓとなり、パルス幅Ｐｄの１μｓに対して非常に大きくなるので、パルス幅Ｐｄの精度を確保することができなくなる。

このような超微小電流／周波数変換装置の基準電圧Ｖｓは０．１Ｖ程度であり、また、積分用のコンデンサ１２の静電容量Ｃｆは、入力電流Ｉｉ＝１０ｆＡ、パルス信号Ｐの周波数１／Ｔ＝０．１Ｈｚとすると、下式（４）に示すように、１ｐＦ程度になる。このため、図示せぬ周辺回路との間の静電容量変化により感度が変化しやすく、また、ノイズ誘導に影響が大きくなり、非常に小さいノイズ誘導によりパルスが出力されやすい。
Ｃｆ＝Ｑ／Ｖ＝（１／Ｖ）（Ｉｉ×Ｔ）＝（１／０．１）（１０^−１４×１０）＝１ｐＦ …（４）

このような理由によって、超微小電流／周波数変換装置の入力電流Ｉｉを高精度に高い周波数まで測定することができず、また、測定範囲が狭いという問題がある。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、入力電流を高精度に高い周波数まで変換することができ、その測定範囲をより広範囲とすることができる超微小電流／周波数変換装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の請求項１による超微小電流／周波数変換装置は、入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分増幅回路と、前記積分増幅回路から出力される電圧に比例した周波数で且つデューティ比が５０％のパルス信号を出力する周波数変換回路と、前記積分増幅回路の入力電流入力端と接地端との間にダイオード及び抵抗器を直列に接続し、この接続部分と前記周波数変換回路のパルス信号出力端との間にコンデンサを接続し、前記抵抗器の抵抗値と前記コンデンサの静電容量とに応じて定まる当該コンデンサの充放電の時定数を前記パルス信号のパルス幅に比べ十分小さく定めたポンピング回路とを備え、前記ポンピング回路は、前記パルス信号の供給時に前記積分増幅回路に蓄積された電荷を放電することを特徴とする。

この構成によれば、デューティ比が５０％のパルス信号がポンピング回路に入力されることによって、ポンピング回路においては、そのパルス信号の「Ｌ」レベルのパルス幅の間に、積分増幅回路に蓄積された電荷がダイオードを介してコンデンサに引き込まれて蓄積され、この蓄積された電荷が抵抗器を介して放電される。この際、デューティ比５０％のパルス信号の「Ｌ」のパルス幅の間にコンデンサが完全に近い充放電を行うので、抵抗器の抵抗値とコンデンサの静電容量とに応じて定まる当該コンデンサの充放電の時定数の限界（ポンピング回路の限界）まで変換が可能になる。このように、パルス信号の周波数を高精度により高い周波数まで上げることができるので、入力電流を高精度に高い周波数まで測定することができ、その測定範囲をより広範囲とすることができる。

また、本発明の請求項２による超微小電流／周波数変換装置は、請求項１において、前記周波数変換回路と前記ポンピング回路との間に、単安定マルチバイブレータ回路を接続したことを特徴とする。
この構成によれば、周波数変換回路から出力されるパルス信号を、単安定マルチバイブレータ回路で一定幅の安定したパルス信号とすることができるので、より安定的に入力電流の放電を行うことができる。

また、本発明の請求項３による超微小電流／周波数変換装置は、請求項１または２において、前記積分増幅回路における前記入力電流の入力側に、抵抗器とコンデンサとを組合せ、前記入力電流における矩形波の立ち上がりを遅らせて前記積分増幅回路に入力する積分回路を接続したことを特徴とする。
この構成によれば、バースト的にパルス状の電流が入力された際でも、そのパルス波形の立ち上がりを遅らせることができるので、積分増幅回路の出力波形を滑らかに立ち上がって徐々にレベル低下する波形とすることができる。これによって、積分増幅回路の出力のピーク電圧を低くすることができ、その分、バースト入力波高値の測定範囲を広くすることができる。

また、本発明の請求項４による超微小電流／周波数変換装置は、請求項１から３の何れか１項において、前記ポンピング回路のダイオードにおける温度変化に依存する順方向電圧の変化分、前記パルス信号の振幅を変化させる温度補償手段を更に備えたことを特徴とする。
この構成によれば、例えば温度上昇によってダイオードの順方向電圧が低下した分、コンデンサに供給されるパルス信号の振幅が低くされるので、ダイオードの順方向電圧が低下してコンデンサへの放電電流が多くなった分、コンデンサに供給されるパルス信号の振幅が低くなって放電電流が少なくなり相殺される。これによって、適正な放電電流の量とすることができる。

また、本発明の請求項５による超微小電流／周波数変換装置は、請求項１から３の何れか１項において、前記ポンピング回路のダイオードにおける温度変化に依存する順方向電圧の変化を補償する電圧データ値と、前記ダイオードの測定温度が数値化された温度値とが対応付けられた数値表が記憶され、この数値表から前記ダイオードの実測温度に対応する温度値に対応付けられた電圧データ値を読み出し、この電圧データ値に対応する電圧を前記パルス信号の振幅とする温度補償手段を更に備えたことを特徴とする。

この構成によれば、例えば温度上昇によってダイオードの順方向電圧が低下すると、これを補償する電圧データ値に対応する電圧をパルス信号の振幅とするようにした。つまり、ダイオードの順方向電圧が低下した分、コンデンサに供給されるパルス信号の振幅が低くされるので、ダイオードの順方向電圧が低下してコンデンサへの放電電流が多くなった分、コンデンサに供給されるパルス信号の振幅が低くなって放電電流が少なくなり相殺される。これによって、適正な放電電流の量とすることができる。

以上説明したように本発明によれば、入力電流を高精度に高い周波数まで変換することができ、その測定範囲をより広範囲とすることができるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。

図１に示す超微小電流／周波数変換装置は、電流Ｉｉが入力される演算増幅回路１０と、この演算増幅回路１０の入出力端の間に帰還素子として接続された積分用のコンデンサ１２と、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏに比例した周波数で且つデューティ比＝５０％のパルス信号Ｐ１を出力する電圧周波数変換回路３０と、電圧周波数変換回路３０の出力パルス信号Ｐ１に応じて各々が同一幅のパルス幅Ｐｄ_Ｌ，Ｐｄ_Ｈのパルス信号Ｐ２を出力する単安定マルチバイブレータ回路１８と、この回路１８から出力されるパルス信号Ｐ２に応じて動作することによって演算増幅回路１０への入力電流Ｉｉを、放電電流Ｉｄとして放電するポンピング回路３２とを備えて構成されている。なお、電圧周波数変換回路３０は、上記の機能に加え、小電圧で高周波数のパルス信号Ｐ１を出力できるタイプのものである。

ポンピング回路３２は、入力電流Ｉｉが順方向に流れる方向に直列に接続されたポンピングダイオード３４及び抵抗器３６と、これら接続部分と単安定マルチバイブレータ回路１８の出力端との間に接続されたポンピングコンデンサ３８とを備えて構成されている。
また、抵抗器３６の抵抗値Ｒ２の大きさは、ポンピングコンデンサ３８が完全に近い充放電（後述で説明）をするように、充放電時定数（Ｃｐ×Ｒ２）が単安定マルチバイブレータ回路１８からのパルス信号Ｐ２の「Ｌ」レベルのパルス幅Ｐｄ_Ｌに比べ十分小さく選定してある。

次に、このような構成の超微小電流／周波数変換装置の動作を説明する。
演算増幅回路１０及びコンデンサ１２により構成される積分回路に、入力電流Ｉｉによる電荷が蓄積され、この蓄積電荷に比例する出力電圧Ｖｏが電圧周波数変換回路３０へ出力される。
電圧周波数変換回路３０からは、その出力電圧Ｖｏに比例した周波数で且つデューティ比＝５０％のパルス信号Ｐ１が出力され、これが単安定マルチバイブレータ回路１８に入力される。単安定マルチバイブレータ回路１８からは、その入力パルス信号Ｐ１の周期のパルス幅Ｐｄ_Ｌ，Ｐｄ_Ｈのパルス信号Ｐ２が出力される。そして、このパルス信号Ｐ２がポンピング回路３２に入力される。

次に、ポンピング回路３２の動作を説明するが、ポンピングコンデンサ３８の一方の電極の電圧をＶＣ１、他方の電極の電圧をＶＣ２とする。
ポンピングコンデンサ３８に、パルス信号Ｐ２の「Ｈ」レベルの区間Ｐｄ_Ｈが供給されている場合、当該コンデンサ３８には充電電圧Ｖ_Ｈが供給されているので、一方の電極の電圧ＶＣ１は充電電圧Ｖ_Ｈとなり、この充電電圧Ｖ_Ｈに応じた電荷がポンピングコンデンサ３８に蓄積される。
この電荷の蓄積によってポンピングダイオード３４がオフとなり、ポンピングコンデンサ３８に蓄積された電荷が抵抗器３６を介してアースへ放電される。従って、ポンピングコンデンサ３８の他方の電極の電圧ＶＣ２は０Ｖとなる。

次に、パルス信号Ｐ２の「Ｌ」レベルの区間Ｐｄ_Ｌがポンピングコンデンサ３８に供給されている場合、当該ポンピングコンデンサ３８の一方の電極の電圧ＶＣ１が充電電圧Ｖ_Ｌとなり、他方の電極の電圧ＶＣ２がＶＣ相当分負電圧値に移行するので、ポンピングダイオード３４のカソード端が負電圧値となってオンとなり、これによって、コンデンサ１２に蓄積された電荷がポンピングダイオード３４を介して流れることになる。

つまり、ポンピングコンデンサ３８は、負のパルス幅Ｐｄ_Ｌが当該ポンピングコンデンサ３８に供給される間に、コンデンサ１２の蓄積電荷を放電電流Ｉｄとして抜き取って蓄積し、この蓄積された電荷を抵抗器３６を介して放電する。
ここで、ポンピング回路３２による放電電流Ｉｄは、パルス信号Ｐ２の周波数をｆとすると、次式（５）となる。
Ｉｄ＝ｆ×Ｃｐ×Ｖｃ …（５）

また、ポンピングコンデンサ３８の静電容量Ｃｐは、式（５）から次式（６）のように求められる。
Ｃｐ＝Ｉｄ／（ｆ×Ｖｃ） …（６）
ここで、Ｉｄ＝１０^−１４Ａ、ｆ＝０．１Ｈｚ、Ｖｃ＝０．１Ｖと数値を当てはめると、静電容量Ｃｐ＝１ｐＦとなる。
但し、実際には、ポンピングダイオード３４及び抵抗器３６の順方向電圧の降下分の電圧と、ポンピングコンデンサ３８の電極間の静電容量により損失する分を加算する必要がある。

上記のように、デューティ比＝５０％のパルス信号Ｐ２がポンピング回路３２に入力されることによって、ポンピング回路３２は、そのパルス信号Ｐ２の「Ｌ」のパルス幅Ｐｄ_Ｌの間に、入力電流Ｉｉによってコンデンサ１２に蓄積すると共に、この蓄積された電荷を放電電流Ｉｄとして放電するので、パルス信号Ｐ２の周波数を測定することにより入力電流Ｉｉを測定することができる。

また、抵抗器３６の抵抗値Ｒ２の大きさは、充放電時定数（Ｃｐ×Ｒ２）が単安定マルチバイブレータ回路１８からのパルス信号Ｐ２の「Ｌ」のパルス幅Ｐｄ_Ｌに比べ十分小さくなるように選定してあるので、ポンピングコンデンサ３８が完全に近い充放電を行う。
このような第１の実施の形態の超微小電流／周波数変換装置によれば、次に説明するような効果がある。

従来例の超微小電流／周波数変換装置では、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｓとを比較する電圧比較回路１６を用いていたので、積分用のコンデンサ１２の静電容量Ｃｆを大きくすると、超微小な入力電流Ｉｉを測定するために必要な高周波数を得ることができなかった。そこでコンデンサ１２の静電容量Ｃｆを小さくして対応していたために従来例で説明したような問題が生じていた。

しかし、第１の実施の形態においては、入力される電圧Ｖｏに比例した周波数のパルス信号Ｐ１を出力可能な電圧周波数変換回路３０を用いた。つまり、電圧Ｖｏが高ければ高いほど高周波数のパルス信号Ｐ１を出力することができるので、コンデンサ１２の静電容量Ｃｆを大きくしても、入力電荷を積分して演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏが大きくなれば、高周波数のパルス信号Ｐ１を出力することができる。なお、従来技術では、出力周波数はＣｆと入力電流と１パルス当たりの放電電流で決まるので、Ｃｆを大きくすることはできなかった。

上記の高周波数のパルス信号Ｐ１に対応する安定したパルス信号Ｐ２を用いれば、より高精度に入力電流Ｉｉを測定することができる。
また、電圧周波数変換回路３０の一般的な感度は１ＭＨｚ／５Ｖなので、０．１Ｈｚ程度の周波数のパルス信号Ｐ１を得る場合、演算増幅回路１０から入力される電圧Ｖｏは、１ＭＨｚ／５Ｖならば０．１Ｈｚ／０．５μＶとなる。
この時の入力電流Ｉｉを１０ｆＡとすると、０．１Ｈｚ（１０秒）の積分電荷は、０．１ｐＣとなり積分用のコンデンサ１２の静電容量Ｃｆは０．２μＦとなる。つまり、Ｃ＝Ｑ／Ｖ＝０．１ｅ^−１２／０．５ｅ^−６＝０．２ｅ^−６Ｆとなる。従って、従来例の１ｐＦと比べ格段に大きな値とすることができるので、超微小電流／周波数変換装置のインピーダンスが下がり、より安定な回路動作を行わせることができる。

つまり、コンデンサ１２の静電容量Ｃｆが従来の１ｐＦに比べ０．１μＦと格段に大きいので、図示せぬ周辺回路との間の静電容量変化による感度が変化しにくくなり、また、ノイズ誘導の影響が小さくなる。従って、超微小電流／周波数変換装置の入力電流Ｉｉを高精度に測定することができる。
また、デューティ比＝５０％のパルス信号Ｐ２の「Ｌ」のパルス幅Ｐｄ_Ｌの間に、ポンピングコンデンサ３８が完全に近い充放電を行うようにしたので、パルス信号Ｐ２の周波数を高精度により高い周波数まで上げることができる。従って、入力電流Ｉｉを高精度に高い周波数まで測定することができ、その測定範囲をより広範囲（１０^−１４Ａ〜１０^−７Ａ）とすることができる。

（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。
図２に示す超微小電流／周波数変換装置は、図１に示した超微小電流／周波数変換装置における演算増幅回路１０の電流Ｉｉの入力端に、２つの抵抗器４１と４２を直列に接続し、この接続部分とアースとの間にコンデンサ４３を接続してなる積分回路４４を接続して構成したものである。つまり、入力電流Ｉｉが積分回路４４を介して演算増幅回路１０に入力されるようになっている。

このように入力側に積分回路４４を接続したのは、入力電流Ｉｉが図３（ａ）に示すように、あるバースト時間ｔ１の間「Ｈ」レベルとなるパルス状（矩形波）に入力された際に、演算増幅回路１０にコンデンサ１２を接続して構成される積分アンプが飽和レベルとならないようにするためである。
例えば、加速器施設のように、バースト時間が５００μｓ程度のパルス状の放射線が発生する場合、その放射線量を積算値で測定する必要があり、更に、測定器の性能として定常的な放射線を測定する精度の他に、バーストで到来した放射線の積分値を精度よく測定する必要がある。

バースト入力の際の上限は、積分アンプの出力電圧の上限（飽和電圧）で決まるので、図３（ｂ）に示すようにバースト入力で積分アンプの出力電圧が上昇し、これに伴って電圧周波数変換回路３０の出力周波数も上昇する。その周波数に応じたパルス信号Ｐ２でポンピング回路３２が駆動されて積分電荷が放電されると、積分アンプの出力電圧は指数関数的（時定数＝１０ｍｓ程度）に低下する。

このことから、バースト入力によって積分アンプが飽和しないようにできれば、バースト入力の上限を大きくすることができるので、積分回路４４を介して電流Ｉｉが演算増幅回路１０に入力されるようにした。
積分回路４４は、図３（ａ）に示したパルス状の電流Ｉｉの立ち上がりを遅らせるように時定数が設定されている。例えば、時定数が数ｍｓに設定されている。

バースト入力の時間が５００μｓであり、演算増幅回路１０の出力が減衰時定数１０ｍｓである場合に、積分回路４４を挿入した場合、演算増幅回路１０の出力波形が図３（ｃ）に示すように、滑らかに立ち上がって徐々にレベル低下する波形となる。この波形の場合、演算増幅回路１０の出力のピーク電圧が積分回路４４の効果でより低くなり、その分、徐々にレベル低下して広がる。この結果、演算増幅回路１０の出力のピーク電圧が低くなった分、より大きいバースト入力の直線性がよくなる。
このような第２の実施の形態の超微小電流／周波数変換装置によれば、電流Ｉｉの入力側に直列に積分回路４４を挿入したので、演算増幅回路１０を用いた積分アンプの出力のピーク電圧を低くすることができ、その分、バースト入力波高値の測定範囲を広くすることができる。

（第３の実施の形態）
図４は、本発明の第３の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。
図４に示す超微小電流／周波数変換装置は、図１に示した超微小電流／周波数変換装置の単安定マルチバイブレータ回路１８とポンピングコンデンサ３８との間に、切替スイッチ５１を接続し、この切替スイッチ５１に温度補償回路５３を接続して構成したものである。

温度補償回路５３は、切替スイッチ５１に出力端が接続された演算増幅回路５４の入出力端の間に帰還素子としてダイオード５７及び抵抗器５８が直列接続され、この接続側の入力端とアース間に可変直流電源５５及び抵抗器５６が直列接続され、他方の入力端にアースが接続されている。この温度補償回路５３は、可変直流電源５５で設定されるレベルの電圧を出力するようになっている。

切替スイッチ５１は、その制御端が単安定マルチバイブレータ回路１８のパルス信号Ｐ２の出力端に接続され、可動端がポンピングコンデンサ３８に接続され、一方の固定端が温度補償回路５３に、他方の固定端がアースに接続されている。
この切替スイッチ５１は、パルス信号Ｐ２の「Ｈ」が供給されると、ポンピングコンデンサ３８に温度補償回路５３を接続し、「Ｌ」が供給されると、ポンピングコンデンサ３８にアースが接続されるようにスイッチング動作を行う。つまり、温度補償回路５３から出力される電圧値を波高値とするパルス信号を、パルス信号Ｐ２としてポンピングコンデンサ３８へ供給する。

このように、切替スイッチ５１と温度補償回路５３を接続した理由を説明する。
上記第１の実施の形態で説明したように、ポンピング回路３２にポンピングダイオード３４を使用して、そのスイッチ特性により積分増幅回路のコンデンサ１２に溜めた電荷を放電電流Ｉｄとしてポンピングコンデンサ３８へ放電している。しかし、そのポンピングダイオード３４のスイッチ特性には温度依存性があり、温度が上昇すると順方向電圧が低下（約２ｍｖ／℃）する。このため温度が上昇して順方向電圧が低下すると、放電電荷量が多くなって演算増幅回路１０の出力電圧が低下し、これによって電圧周波数変換回路３０の出力周波数が低下することになる。

これを避けるためには、温度変化によりポンピングダイオード３４の順方向電圧が低下した分、ポンピングコンデンサ３８に供給するパルス信号Ｐ２の波高値（振幅値）を低くする機能を追加すればよい。パルス信号Ｐ２の波高値と放電電流Ｉｄの量とは、波高値が高ければ放電電流Ｉｄが多く流れ、低ければ少なく流れる関係にある。
つまり、温度上昇によって順方向電圧が低下してポンピングコンデンサ３８への放電電流Ｉｄが多くなった分、ポンピングコンデンサ３８に供給するパルス信号Ｐ２の波高値を低くして放電電流Ｉｄを少なくすれば、適正な放電電流Ｉｄの量とすることができる。温度が下降した場合は、その逆となる。

このように第３の実施の形態の超微小電流／周波数変換装置によれば、温度変化によってポンピングダイオード３４の順方向電圧が変化した場合、その変化分、電圧レベルを変化させた電圧を温度補償回路５３で発生させ、この電圧を切替スイッチ５１を介してパルス信号Ｐ２の波高値としてポンピングコンデンサ３８に供給するようにした。これによって、適正な放電電流Ｉｄの量とすることができる。
なお、本実施の形態で説明した切替スイッチ５１及び温度補償回路５３を有して成る温度補償手段は、図２に示した構成の超微小電流／周波数変換装置に付加しても同様の効果を得ることができる。

（第４の実施の形態）
図５は、本発明の第４の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。
図５に示す超微小電流／周波数変換装置が、図４に示した超微小電流／周波数変換装置と異なる点は、温度補償回路６１の構成にある。この温度補償回路６１は、温度センサ６３と、演算増幅回路６４と、Ａ／Ｄ(Analog/Digital)変換回路６５と、ＲＯＭ(Read Only Memory)６６と、Ｄ／Ａ(Digital/Analog)変換回路６７とを備えて構成されている。
この構成の特徴を説明する。ポンピングダイオード３４の温度を測定して数値化した温度値と、そのポンピングダイオード３４における温度変化に依存する順方向電圧の変化を補償する電圧値とをテーブル化してＲＯＭ６６に予め記憶しておく。

そして、ポンピングダイオード３４の温度を温度センサ６３で検知し、この温度検知信号を演算増幅回路６４で増幅し、これをＡ／Ｄ変換回路６５にて温度値に変換する。この温度値に対応する電圧値をＲＯＭ６６から読み出し、この電圧値をＤ／Ａ変換回路６７でアナログ信号に変換し、これをパルス信号Ｐ２の波高値として切替スイッチ５１を介してポンピングコンデンサ３８に供給する。

このような動作によっても、例えば温度上昇によってポンピングダイオード３４の順方向電圧が低下してポンピングコンデンサ３８への放電電流Ｉｄが多くなった分、ポンピングコンデンサ３８に供給されるパルス信号Ｐ２の波高値が低くされて放電電流Ｉｄが少なくされるので、適正な放電電流Ｉｄの量とすることができる。温度が下降した場合は、その逆となる。

このように第４の実施の形態の超微小電流／周波数変換装置によれば、温度変化によってポンピングダイオード３４の順方向電圧が変化した場合、これを補償する電圧データ値に対応する電圧を、ポンピングコンデンサ３８に供給されるパルス信号Ｐ２の振幅とするようにした。これによって、適正な放電電流Ｉｄの量とすることができる。
なお、本実施の形態で説明した切替スイッチ５１及び温度補償回路６１を有して成る温度補償手段は、図２に示した構成の超微小電流／周波数変換装置に付加しても同様の効果を得ることができる。

本発明の第１の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。本発明の第２の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。（ａ）演算増幅回路への入力電流のバースト波形、（ｂ）バースト波形が入力された際の演算増幅回路の出力電圧波形、（ｂ）バースト波形が積分回路を介して入力された際の演算増幅回路の出力電圧波形を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。従来の超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。従来の超微小電流／周波数変換装置の問題を説明するための図である。

符号の説明

１０，５４，６４演算増幅回路
１２積分用のコンデンサ
１８単安定マルチバイブレータ回路
３０電圧周波数変換回路
３２ポンピング回路
３４ポンピングダイオード
３６抵抗器
３８ポンピングコンデンサ
４４積分回路
４１，４２，５６，５８抵抗器
４３コンデンサ
５３，６１温度補償回路
５５可変直流電源
５７ダイオード
６３温度センサ
６５Ａ／Ｄ変換回路
６６ＲＯＭ
６７Ｄ／Ａ変換回路
Ｉｉ入力電流
Ｉｄ放電電流
Ｖｏ演算増幅回路１０の出力電圧
Ｐ１第１のパルス信号
Ｐ２第２のパルス信号
ＶＣ１一方の電極の電圧
ＶＣ２他方の電極の電圧
Ｐｄ_Ｌ第２のパルス信号Ｐ２の「Ｌ」レベルのパルス幅
Ｐｄ_Ｈ第２のパルス信号Ｐ２の「Ｈ」レベルのパルス幅

Claims

入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分増幅回路と、
前記積分増幅回路から出力される電圧に比例した周波数で且つデューティ比が５０％のパルス信号を出力する周波数変換回路と、
前記積分増幅回路の入力電流入力端と接地端との間にダイオード及び抵抗器を直列に接続し、この接続部分と前記周波数変換回路のパルス信号出力端との間にコンデンサを接続し、前記抵抗器の抵抗値と前記コンデンサの静電容量とに応じて定まる当該コンデンサの充放電の時定数を前記パルス信号のパルス幅に比べ十分小さく定めたポンピング回路とを備え、
前記ポンピング回路は、前記パルス信号の供給時に前記積分増幅回路に蓄積された電荷を放電する
ことを特徴とする超微小電流／周波数変換装置。
前記周波数変換回路と前記ポンピング回路との間に、単安定マルチバイブレータ回路を接続した
ことを特徴とする請求項１に記載の超微小電流／周波数変換装置。
前記積分増幅回路における前記入力電流の入力側に、抵抗器とコンデンサとを組合せ、前記入力電流における矩形波の立ち上がりを遅らせて前記積分増幅回路に入力する積分回路を接続した
ことを特徴とする請求項１または２に記載の超微小電流／周波数変換装置。
前記ポンピング回路のダイオードにおける温度変化に依存する順方向電圧の変化分、前記パルス信号の振幅を変化させる温度補償手段
を更に備えたことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の超微小電流／周波数変換装置。
前記ポンピング回路のダイオードにおける温度変化に依存する順方向電圧の変化を補償する電圧データ値と、前記ダイオードの測定温度が数値化された温度値とが対応付けられた数値表が記憶され、この数値表から前記ダイオードの実測温度に対応する温度値に対応付けられた電圧データ値を読み出し、この電圧データ値に対応する電圧を前記パルス信号の振幅とする温度補償手段
を更に備えたことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の超微小電流／周波数変換装置。