JP5819227B2 - 電磁流量計の励磁回路 - Google Patents

Description

本発明は、各種プロセス系において導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計の励磁回路に関するものである。

一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。

図８は、一般的な電磁磁流計の構成を示すブロック図である。
この電磁流量計５０は、検出器５０Ａと変換器５０Ｂとから構成されている。
検出器５０Ａには、主な構成として、測定管５１、電極５２、および励磁コイル５３が設けられている。
測定管５１は、全体としてステンレスなどの非磁性金属の筒体からなり、その内側に測定対象となる流体が流れる流路５１Ｆを構成する。
励磁コイル５３は、測定管５１の外側に対向して配置された一対のコイルからなり、変換器５０Ｂから供給された励磁電流Ｉｅｘに応じて、流路５１Ｆを流れる流体の流れ方向に対して直交する方向に磁界Ｂを発生させる機能を有している。

電極５２は、励磁コイル５３で発生した磁界Ｂの方向と直交する方向に対向して、測定管５１の内壁に、流路５１Ｆを流れる流体と接液するよう配置された一対の電極からなり、磁界Ｂによる流体への励磁に応じて当該流体に発生した起電力Ｅを検出し、変換器５０Ｂへ出力する機能を有している。

変換器５０Ｂには、主な回路部として、通信Ｉ／Ｆ部５５、信号処理部５６、および励磁回路５７が設けられている。
通信Ｉ／Ｆ部５５は、信号線Ｗを介してコントローラなどの上位装置（図示せず）と接続し、上位装置から信号線Ｗを介して供給された電力から動作電源を生成して各機能部へ供給する機能と、信号処理部５６で得られた流体の流量値をデータ通信により信号線Ｗを介して上位装置へ通知する機能とを有している。

信号処理部５６は、一定の励磁周波数を持つパルス信号からなる励磁信号を生成して励磁回路５７へ出力する機能と、電極５２で検出した起電力Ｅに対して、信号増幅や上記励磁周波数に基づくサンプリングなどの信号処理を行うことにより、流体の流量値を算出する機能と、得られた流量値を通信Ｉ／Ｆ部５５へ出力する機能とを有している。
励磁回路５７は、信号処理部５６からの励磁信号に基づいて、励磁極性を切替制御するための矩形波からなる交流励磁電流を生成して、励磁コイル５３へ供給する機能を有している。

このような電磁流量計５０では、電極５２で検出した起電力に対して、起電力に対して、電気化学ノイズ、流体ノイズ、スラリーノイズなど、様々なノイズが重畳している。したがって、起電力から精度よく流量値を算出するには、これらノイズを低減させる必要がある。ここで、これらノイズは、低周波帯域ほどレベルが高い、いわゆる１／ｆ特性を持っている。このため、励磁周波数を高くすれば、起電力のＳ／Ｎ比が改善されるため、高い精度で流量値を算出することができる。

一方、このような矩形波からなる交流励磁電流を励磁コイル５３へ印加した場合、励磁コイルの持つ自己インダクタンスの影響で、励磁電流の立ち上がりが穏やかになり、その波形に遅れが生じる。したがって、励磁周波数を高くすると、励磁信号の波長が短くなるため、波長に対する立ち上がりの遅れの割合が大きくなるため、十分な磁界が発生している期間が短くなり、電極から検出される起電力のうち、振幅が平坦な定常域の幅も短くなる。これにより、起電力を安定してサンプリングすることが難しくなり、結果として、流量値の誤差が大きくなる。したがって、高い励磁周波数であっても励磁電流の立ち上がりを速くすることが重要となる。

従来、このような電磁流量計において、励磁コイルが発生する逆起電圧を容量素子に充電し、これを励磁用電力として再利用することにより、励磁極性の切り替え時における励磁電流の立ち上がりを改善する技術が提案されている（例えば、特許文献１，２など参照）。
図９は、従来の励磁回路を示す回路である。
この励磁回路６０は、切替回路６１、定電流回路６２、ダイオードＤ６０、ダイオードブリッジＤＢ、および容量素子Ｃから構成されている。

定電流回路６２は、例えば、トランジスタＱ、オペアンプＯＰ、および抵抗素子Ｒからなるエミッタフォロワ回路からなり、切替回路６１の電流出力端子Ｔｏｕｔと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、設定電圧Ｖｃｎｔに基づいて、電源電位ＶＰから切替回路６１に対して定電流で入力電流を供給する、一般的な定電流回路である。

切替回路６１は、変換器の信号処理部（図示せず）から出力された、互いに相補的な位相関係を有するパルス信号からなる励磁信号ＳＡ，ＳＢに基づいて、定電流回路６２により電源電位ＶＰから電流入力端子Ｔｉｎへ供給された定電流の極性を切替制御することにより、交流の励磁電流Ｉｅｘを生成して励磁コイルＬへ供給する機能を有している。

ダイオードブリッジＤＢは、励磁コイルＬの端子Ｌ１−Ｌ２間（両端）に発生した逆起電圧を整流して容量素子Ｃへ充電する機能を有している。ＤＢの交流端子は、それぞれＬ１，Ｌ２に接続されており、プラス端子が容量素子Ｃの一端に接続されており、マイナス端子が接地電位ＧＮＤに接続されている。このＤＢについては、ショットキーダイオードで構成すれば、ＤＢを構成する各ダイオードにおける順方向での電圧降下を削減することができる。

容量素子Ｃは、電流入力端子Ｔｉｎと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、ＤＢで整流された逆起電圧を充電する機能を有している。
ダイオードＤ６０は、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間に直列接続されて、容量素子Ｃに充電された充電電圧ＶＣが電源電位ＶＰ側へ逆流するのを防止する機能を有している。

この切替回路６１には、電流をオン／オフ制御するための４つのスイッチ回路ＳＷ６１〜ＳＷ６４が設けられており、このうち、ＳＷ６１とＳＷ６３の直列接続回路と、ＳＷ６２とＳＷ６４の直列接続回路とが、さらに並列接続されている。励磁コイルＬの端子Ｌ１は、ＳＷ６１の接点端子とＳＷ６３の接点端子との接続ノードに接続されており、同じく端子Ｌ２は、ＳＷ６２の接点端子とＳＷ６４の接点端子との接続ノードに接続されている。

図１０は、従来の励磁回路の動作を示す信号波形図である。
励磁信号ＳＡ，ＳＢは、互いに相補的な位相関係を有する励磁周波数のパルス信号からなり、このうち、ＳＡはＳＷ６１およびＳＷ６４を制御し、ＳＢはＳＷ６２およびＳＷ６３を制御する。
したがって、時刻Ｔ６０に示すように、ＳＡが立ち上がるとともにＳＢが立ち下がった場合、ＳＷ６１，ＳＷ６４がオンして、ＳＷ６２，ＳＷ６３がオフする。これにより、ＶＰからＤ６０およびＴｉｎを介して入力される入力電流の経路として、ＳＷ６１→端子Ｌ２→励磁コイルＬ→端子Ｌ１→ＳＷ６４→Ｔｏｕｔ→定電流回路６２という経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。

一方、時刻Ｔ６１に示すように、ＳＢが立ち上がるとともにＳＡが立ち下がった場合、ＳＷ６１，ＳＷ６４がオフして、ＳＷ６２，ＳＷ６３がオンする。これにより、入力電流の経路として、ＳＷ６２→端子Ｌ１→励磁コイルＬ→端子Ｌ２→ＳＷ６３→Ｔｏｕｔ→定電流回路６２経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。

ここで、励磁電流Ｉｅｘの極性を切替制御した際、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬに逆起電圧が発生する。例えば、時刻Ｔ６０において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ１→Ｌ２方向からＬ２→Ｌ１方向へ切替制御した場合、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ２の電圧がＬ１より高くなる。この際、Ｌ１は、ＳＷ６４および定電流回路６２を介して接地電位ＧＮＤに接続されているため、Ｌ２に発生した高電圧は、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。

一方、時刻Ｔ６１において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ２→Ｌ１方向からＬ１→Ｌ２方向へ切替制御した場合、励磁コイルＬの両端に発生した逆起電圧により、Ｌ１の電圧がＬ２より高くなる。この際、Ｌ２は、ＳＷ６３および定電流回路６２を介して接地電位ＧＮＤに接続されているため、Ｌ１に発生した電圧は、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。

このようにして、励磁電流Ｉｅｘの極性切替時に、励磁コイルＬから発生した逆起電圧が容量素子Ｃに充電されるため、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣが、ダイオードＤ６０を介して電源電位ＶＰから供給された電圧より高い期間においては、容量素子Ｃから切替回路６１へ電流が供給される。これにより、切替回路６１のＴｉｎに対して、より大きな電力を供給することができ、励磁信号ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから、励磁電流Ｉｅｘが最大値に達するまでの遅れ時間が短縮される。したがって、励磁コイルＬの逆起電圧を利用しない場合（図１０の破線波形）と比較して、高い励磁周波数であっても励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり（立ち下がり）を速くすることが可能となる。

特開平２−１２２２２１号公報 特許４００４９３１号公報

しかしながら、このような従来技術では、励磁電流の極性切替タイミングにおいて、容量素子の充電電圧が電源電位より低い電圧まで放電された状態となっているため、励磁電流の立ち上がりに遅れを生じるという問題点があった。
すなわち、前述の図１０に示すように、時刻Ｔ６０において、ＳＡが立ち上がるとともにＳＢが立ち下がった場合、励磁電流Ｉｅｘの極性が切り替えられて、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に逆起電圧が発生し、ダイオードブリッジＤＢを介して、この逆起電圧が容量素子Ｃに充電される。

これにより、充電電圧ＶＣが上昇して、電流入力端子Ｔｉｎへ放電電流として供給され、スイッチ回路ＳＷ１を介してＬの端子Ｌ１へ供給される。この後、放電によりＶＣが低下する。ここで、Ｄ６０の順方向降下電圧をＶｆとすると、ＶＣがＶＰ−Ｖｆまで低下した時点で、Ｃからの放電電流が停止し、この後の時刻Ｔ６１までの間は、ＶＰからの入力電流が電流入力端子Ｔｉｎへ供給される。

したがって、次の切替タイミングである時刻Ｔ６１において、ＶＣは、ＶＰ−Ｖｆ以下の電圧まで放電された状態となっているため、Ｃは、時刻６１から生じた逆起電圧により、ＶＰより低い電圧値から充電が開始されることになる。このため、時刻Ｔ６１において、Ｌに印加されるＶＬの初期励磁電圧がほぼ０Ｖとなり、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりに遅れを生じることになる。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、励磁電流の極性切替タイミングにおいて、励磁電流の立ち上がりをより速くすることができる励磁回路を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる励磁回路は、測定管の外側に配置された励磁コイルに対して、励磁回路から励磁電流を供給することにより、当該測定管内を流れる流体を励磁し、当該測定管に配置された一対の電極から、前記励磁により当該流体に発生した前記励磁コイルからの磁界と直交する起電力を検出し、この起電力に基づき当該流体の流量値を測定する電磁流量計で用いられる前記励磁回路であって、励磁周波数を持つパルス信号からなる励磁信号に基づいて、前記電源電位から電流入力端子を介して電流出力端子へ流れる入力電流を、前記励磁コイルの一端または他端へ前記励磁電流として切り替えて供給する切替回路と、前記励磁コイルから発生する逆起電圧を整流して一時的に充電し、得られた充電電圧を前記電流入力端子へ放電する充放電回路とを備え、前記充放電回路は、一端が前記電流入力端子に接続された前記容量素子と、前記励磁コイルの両端に発生した前記逆起電圧を整流して容量素子へ充電するダイオードブリッジと、前記容量素子の他端を接地電位から前記電源電位に切替接続することにより、前記容量素子から放電する前記充電電圧を昇圧する昇圧回路とを有する。

また、上記励磁回路の一構成例は、前記昇圧回路が、前記充電電圧がピーク値となる時点を切替タイミングとして検出し、当該切替タイミングに前記容量素子の他端を前記接地電位から前記電源電位に切替接続するようにしたものである。

また、上記励磁回路の一構成例は、前記電流出力端子と前記接地電位との間に設けられて、前記電源電位から前記電流入力端子へ入力される前記入力電流を一定電流値に調整する定電流回路をさらに備え、前記昇圧回路が、前記定電流回路のうち、一端が前記接地電位に接続されて、前記入力電流が流れる抵抗素子の他端の端子電圧と、前記接地電位とを比較し、前記端子電圧が前記接地電位と等しくなった時点を、前記切替タイミングとして検出するようにしたものである。

また、上記励磁回路の一構成例は、前記昇圧回路が、抵抗素子を介して前記電源電位を一時的に充電する予備容量素子を有し、前記容量素子の他端を接地電位から前記予備容量素子に切替接続することにより、前記容量素子から放電する前記充電電圧を昇圧するようにしたものである。

また、上記励磁回路の一構成例は、前記充電電圧が前記電源電位より高い期間を検出遮断期間として検出して検出遮断信号として出力する検出回路と、前記検出回路からの前記検出遮断信号と、前記励磁電流の切替タイミングから一定時間長を持つ強制遮断期間を示す強制遮断信号とに基づいて、前記切替回路内に設けた第１および第２のＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御することにより、前記検出遮断期間と前記強制遮断期間において、前記定電圧電位と前記励磁コイルの一端および他端との間を遮断し、前記検出遮断期間および前記強制遮断期間以外の期間において、前記定電圧電位と前記励磁コイルの一端および他端との間を接続する遮断回路とをさらに備え、前記切替回路は、一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記励磁信号に応じてオン／オフ動作する第１のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第２のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記励磁コイルの一端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第３のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記励磁コイルの前記他端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ動作する第４のスイッチ回路とを有し、前記遮断回路は、ソース端子が前記第１のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子が前記第３のスイッチ回路の前記一方の接点端子に接続された、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる前記第１のＭＯＳＦＥＴと、ソース端子が前記第２のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子が前記第４のスイッチ回路の前記一方の接点端子に接続された、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる前記第２のＭＯＳＦＥＴとを有している。

本発明によれば、励磁コイルから発生した逆起電圧を容量素子に充電して得られた充電電圧が、電源電位分だけ昇圧される。したがって、容量素子から励磁コイルに対して、逆起電圧よりさらに高い電圧を供給することができ、結果として、励磁電流の立ち上がり（立ち下がり）をより速くすることができる。

第１の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図である。 第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。 第２の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図である。 第２の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。 第３の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図である。 第３の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。 充放電回路の他の構成例を示す回路図である。 一般的な電磁磁流計の構成を示すブロック図である。 従来の励磁回路を示す回路である。 従来の励磁回路の動作を示す信号波形図である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる電磁流量計の励磁回路１０について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図である。

この励磁回路１０は、電磁流量計において、励磁コイルへ励磁電流を供給するための回路である。
一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替われる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。なお、電磁流量計の全体的な構成については、前述した図８と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。

図１において、励磁回路１０は、切替回路１１、定電流回路１２、ダイオードＤ１、および充放電回路１３から構成されている。
定電流回路１２は、前述の図９に示したように、例えば、トランジスタＱ、オペアンプＯＰ、および抵抗素子Ｒからなるエミッタフォロワ回路からなり、切替回路１１の電流出力端子Ｔｏｕｔと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、ＶＲからダイオードＤ１を介して切替回路１１に定電流で入力電流を供給する、一般的な定電流回路である。
Ｄ１は、逆起電圧がＶＰ側へ逆流して吸収されるのを防止する機能を有している。なお、Ｄ１については、ショットキーダイオードで構成すれば、Ｄ１における順方向での電圧降下を削減することができる。

切替回路１１は、励磁信号ＳＡおよび励磁信号ＳＢに基づいて、定電流回路１２により供給された、電流入力端子Ｔｉｎから電流出力端子Ｔｏｕｔへ流れる入力電流を、励磁コイルＬの端子Ｌ２（一端）または端子Ｌ１（他端）へ、交流の励磁電流Ｉｅｘとして切り替えて供給する機能を有している。ＳＡ，ＳＢは、互いに相補的な位相関係を有する励磁周波数のパルス信号からなり、変換器の信号処理部（図示せず）から出力される。

充放電回路１３は、励磁コイルＬから発生する逆起電圧を整流して容量素子Ｃへ一時的に充電し、得られた充電電圧ＶＣを電流入力端子Ｔｉｎへ放電する機能と、ＣからＴｉｎへ放電するＶＣを昇圧する機能とを有している。

本実施の形態において、切替回路１１は、一方の接点端子が電流入力端子Ｔｉｎに接続されて、励磁信号ＳＡに応じてオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ１（第１のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、励磁信号ＳＢに応じてスイッチ回路ＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ２（第２のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＳＷ１の他方の接点端子とＬ２とに接続され、他方の接点端子が電流出力端子Ｔｏｕｔに接続されて、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ３（第３のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＳＷ２の他方の接点端子とＬ１とに接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＡに応じてＳＷ１と同位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ４（第４のスイッチ回路）とを有している。

充放電回路１３は、一端が電流入力端子Ｔｉｎに接続された容量素子Ｃと、励磁コイルＬの端子Ｌ１−Ｌ２間（両端）に発生した逆起電圧を整流してＣへ充電するダイオードブリッジＤＢと、Ｃの他端を接地電位ＧＮＤから電源電位ＶＰに切替接続することにより、Ｃから放電する充電電圧ＶＣを昇圧する昇圧回路ＢＳＴとを有している。

また、昇圧回路ＢＳＴは、ＶＣがピーク値となる時点を切替タイミングとして検出し、当該切替タイミングにＣの他端をＧＮＤからＶＰに切替接続する機能を有している。より具体的には、Ｃの他端に対して接地電位ＧＮＤまたは電源電位ＶＰを切替接続する切替スイッチ回路ＳＷ１１と、検出電圧ＶＪとＧＮＤとを電圧比較し、この比較結果からなる切替信号ＳＪによりＳＷ１１を切替制御するコンパレータＣＭＰとを有している。この際、ＣＭＰは、ＶＪがＧＮＤ以下の場合には、ＳＪによりＣの他端とＧＮＤとの接続を指示し、ＶＪがＧＮＤより高い場合には、Ｃの他端とＶＰとの接続を指示する。

このように、本実施の形態は、充放電回路１３に昇圧回路ＢＳＴを設け、容量素子Ｃの他端を接地電位ＧＮＤから電源電位ＶＰに切替接続することにより、Ｃから励磁コイルＬ放電する充電電圧ＶＣを昇圧するようにしたものである。
したがって、ＣからＬに対して、逆起電圧よりさらに高い電圧を供給することができ、結果として、励磁電流の立ち上がり（立ち下がり）をより速くすることができる。

［第１の実施の形態の動作］
次に、図１および図２を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１０の動作について説明する。図２は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。

時刻Ｔ０に示すように、ＳＡが立ち上がるとともにＳＢが立ち下がった場合、ＳＷ１，ＳＷ４がオンして、ＳＷ２，ＳＷ３がオフする。これにより、Ｔｉｎからの入力電流が流れる経路として、ＳＷ１→端子Ｌ２→励磁コイルＬ→端子Ｌ１→ＳＷ４→Ｔｏｕｔ→定電流回路１２という経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。

この際、この励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えに応じて、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に逆起電圧が発生する。
例えば、時刻Ｔ０において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ１→Ｌ２方向からＬ２→Ｌ１方向へ切替制御しているため、端子Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ２の電圧がＬ１より高くなる。これにより、端子Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬとして負電圧が発生する。

ここで、時刻Ｔ０には、ＳＷ１，ＳＷ４がオンしてＳＷ２，ＳＷ３がオフしているため、Ｃの充電経路として、ＤＢ以外に、Ｌ→Ｌ２→ＳＷ１→Ｔｉｎ→Ｃ→ＳＷ１１→ＧＮＤ→Ｒ１→Ｑ１→Ｔｏｕｔ→ＳＷ４→Ｌ１→Ｌという経路が形成される。

これにより、Ｒ１の検出電圧ＶＪがＧＮＤより低い負電圧となるため、コンパレータＣＭＰからの切替制御信号ＳＪがローレベル（ＧＮＤ電位）となる。このため、ＳＷ１１がＧＮＤ側に切り替えられて、ＳＷ１１から出力される切替電圧ＶＳがＧＮＤとなり、Ｃの他端にＧＮＤが接続される。したがって、Ｃには、ＧＮＤを基準として逆起電圧が充電されることになる。

この後、逆起電圧の上昇とともにＶＣが上昇して、Ｃへの充電電流ＩＣが低下し、逆起電圧がピーク値を迎えた時刻Ｔ１に、ＩＣの極性が反転する。これにより、Ｃの放電経路として、Ｃ→Ｔｉｎ→ＳＷ１→Ｌ２→Ｌ→Ｌ１→ＳＷ４→Ｔｏｕｔ→Ｑ１→Ｒ１→ＧＮＤ→ＳＷ１１→Ｃという経路が形成される。

これにより、Ｒ１の検出電圧ＶＪがＧＮＤ以上の正電圧となるため、コンパレータＣＭＰからの切替制御信号ＳＪがハイレベル（ＶＰ電位）となる。このため、ＳＷ１１がＶＰ側に切り替えられて、ＳＷ１１から出力されるＶＳがＶＰとなり、Ｃの他端にＶＰが接続される。したがって、ＶＣは、ＶＰ分だけ昇圧されることになる。
したがって、Ｔｉｎおよび切替回路１１を経由してＬ１，Ｌ２へ供給されるＶＣが、時刻Ｔ１において、端子間電圧ＶＬがＶＰだけ昇圧されるため、励磁電流Ｉｅｘの立ち下がりをより速くすることができる。

この後、Ｃからの放電電流によりＶＣが低下する。ここで、Ｄ１の順方向降下電圧をＶｆとすると、ＶＣがＶＱ＝ＶＰ−Ｖｆ以下に低下した時刻Ｔ２に、Ｃからの放電電流が停止し、ＶＰからの入力電流Ｉｉｎが、定電流回路１２により定電流に調整されて、ＳＷ１を介してＬ２に流れ始める。

一方、時刻Ｔ３に示すように、ＳＡが立ち下がるとともにＳＢが立ち上がった場合、ＳＷ１，ＳＷ４がオフして、ＳＷ２，ＳＷ３がオンする。これにより、Ｔｉｎからの入力電流が流れる経路として、ＳＷ２→端子Ｌ１→励磁コイルＬ→端子Ｌ２→ＳＷ３→Ｔｏｕｔ→定電流回路１２という経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。

この際、この励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えに応じて、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に逆起電圧が発生する。
例えば、時刻Ｔ３において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ２→Ｌ１方向からＬ１→Ｌ２方向へ切替制御しているため、端子Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ１の電圧がＬ２より高くなる。これにより、端子Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬとして正電圧が発生する。

ここで、時刻Ｔ３には、ＳＷ１，ＳＷ４がオフしてＳＷ２，ＳＷ３がオンしているため、Ｃの充電経路として、ＤＢ以外に、Ｌ→Ｌ１→ＳＷ２→Ｔｉｎ→Ｃ→ＳＷ１１→ＧＮＤ→Ｒ１→Ｑ１→Ｔｏｕｔ→ＳＷ３→Ｌ２→Ｌという経路が形成される。

これにより、Ｒ１の検出電圧ＶＪがＧＮＤより低い負電圧となるため、コンパレータＣＭＰからの切替制御信号ＳＪがローレベル（ＧＮＤ電位）となる。このため、ＳＷ１１がＧＮＤ側に切り替えられて、ＳＷ１１から出力されるＶＳがＧＮＤとなり、Ｃの他端にＧＮＤが接続される。したがって、Ｃには、ＧＮＤを基準として逆起電圧が充電されることになる。

この後、逆起電圧の上昇とともにＶＣが上昇して、Ｃへの充電電流ＩＣが低下し、逆起電圧がピーク値を迎えた時刻Ｔ４に、充電電流ＩＣの極性が反転する。これにより、Ｃの放電経路として、Ｃ→Ｔｉｎ→ＳＷ２→Ｌ１→Ｌ→Ｌ２→ＳＷ３→Ｔｏｕｔ→Ｑ１→Ｒ１→ＧＮＤ→ＳＷ１１→Ｃという経路が形成される。

これにより、Ｒ１の検出電圧ＶＪがＧＮＤ以上の正電圧となるため、コンパレータＣＭＰからの切替制御信号ＳＪがハイレベル（ＶＰ電位）となる。このため、ＳＷ１１がＶＰ側に切り替えられて、ＳＷ１１から出力されるＶＳがＶＰとなり、Ｃの他端にＶＰが接続される。したがって、ＶＣは、ＶＰ分だけ昇圧されることになる。
したがって、Ｔｉｎおよび切替回路１１を経由してＬ１，Ｌ２へ供給されるＶＣが、時刻Ｔ４において、端子間電圧ＶＬがＶＰだけ昇圧されるため、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりをより速くすることができる。

この後、Ｃからの放電電流によりＶＣが低下する。ここで、Ｄ１の順方向降下電圧をＶｆとすると、ＶＣがＶＱ＝ＶＰ−Ｖｆ以下に低下した時刻Ｔ５に、Ｃからの放電電流が停止し、ＶＰからの入力電流Ｉｉｎが、定電流回路１２により定電流に調整されて、ＳＷ２を介してＬ１に流れ始める。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、充放電回路１３に昇圧回路ＢＳＴを設け、容量素子Ｃの他端を接地電位ＧＮＤから電源電位ＶＰに切替接続することにより、ＣからＬへ放電する充電電圧ＶＣを昇圧するようにしたものである。

具体的には、充放電回路１３に、一端が電流入力端子Ｔｉｎに接続された容量素子Ｃと、励磁コイルＬの端子Ｌ１−Ｌ２間（両端）に発生した逆起電圧を整流してＣへ充電するダイオードブリッジＤＢと、Ｃの他端を接地電位ＧＮＤから電源電位ＶＰに切替接続することにより、Ｃから放電する充電電圧ＶＣを昇圧する昇圧回路ＢＳＴとを設けたものである。

また、昇圧回路ＢＳＴに、Ｃの他端に対して接地電位ＧＮＤまたは電源電位ＶＰを切替接続する切替スイッチ回路ＳＷ１１と、検出電圧ＶＪとＧＮＤとを電圧比較し、この比較結果からなる切替信号ＳＪによりＳＷ１１を切替制御するコンパレータＣＭＰとを設け、ＣＭＰが、ＶＪがＧＮＤ以下の場合には、ＳＪによりＣの他端とＧＮＤとの接続を指示し、ＶＪがＧＮＤより高い場合には、Ｃの他端とＶＰとの接続を指示するようにしたものである。
これにより、ＣからＬに対して、逆起電圧よりさらに高い電圧を供給することができ、結果として、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり（立ち下がり）をより速くすることができる。

また、本実施の形態では、昇圧回路ＢＳＴにおいて、充電電圧ＶＣがピーク値となる時点を切替タイミングとして検出し、当該切替タイミングに容量素子Ｃの他端を接地電位ＧＮＤから電源電位ＶＰに切替接続するようにしたものである。
より具体的には、昇圧回路ＢＳＴのコンパレータＣＭＰで、定電流回路１２のうち、一端がＧＮＤに接続されて、入力電流Ｉｉｎが流れる抵抗素子Ｒ１の他端の端子電圧ＶＪと、ＧＮＤとを比較し、ＶＪがＧＮＤと等しくなった時点を、切替タイミングとして検出するようにしたものである。

励磁電流Ｉｅｘの立ち下がりを速くするためには、Ｉｅｘの変化開始時期に、より高い電圧をＬの両端に供給する必要がある。
上記ＢＳＴによれば、充電電圧ＶＣのピーク値をＶＰ分だけさらに昇圧した電圧を得るようにしたので、Ｉｅｘの変化開始時期において、ＶＣとＶＰとから得られる最も高い電圧を、Ｌに供給することができる。したがって、極めて効果的に励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり（立ち下がり）を速くすることができる。

なお、切替タイミングについては、充電電圧ＶＣがピーク値となる時点に限定されるものではなく、ＶＣのピーク値の前後を切替タイミングとしてもよい。発明者によるシミュレーションの結果、Ｉｅｘの変化が最も速いのは、ＶＣのピーク値を切替タイミングとしたケースＡの場合であることが確認された。また、ＶＣのピーク値の後を切替タイミングとしたケースＢやＶＣのピーク値の後を切替タイミングとしたケースＣについては、ケースＡの切替タイミングから離れるにしたがって、Ｉｅｘの変化が遅くなる傾向が確認された。なお、ケースＢ，Ｃについては、同じ時間だけケースＡから離れた場合、ケースＢよりケースＣのほうが、Ｉｅｘの変化が遅くなる度合いが小さいことも確認された。

また、電磁流量計では、測定管の口径により励磁コイルＬの構成や大きさが異なるため、Ｌの特性も変化して逆起電圧の大きさや波形も変化し、Ｃの充電完了時間も変化する。この場合、予め口径ごとに実験で求めておいた、ＶＣがピーク値となる切替タイミングを用いてもよい。しかしながら、上記ＢＳＴによれば、充電電圧ＶＣのピーク値をＶＰ分だけさらに昇圧した電圧を得ることができるため、Ｌの特性に影響を受けることなく、ＶＣがピーク値となる切替タイミングを検出できる。したがって、測定管の口径が替わっても回路定数を変更する必要がなく、設計コストや製造コストを大幅に削減できる。

なお、本実施の形態では、ＳＡに基づきＳＷ１，ＳＷ４をオン／オフ制御し、ＳＢに基づきＳＷ２，ＳＷ３をオン／オフ制御する場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。これらスイッチ回路間のオン／オフ動作の関係が前述と同じであれば、各スイッチ回路の制御論理に合わせて、ＳＡ，ＳＢとこれらスイッチ回路の組み合わせを決定すればよい。

［第２の実施の形態］
次に、図３を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる励磁回路１０について説明する。図３は、第２の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図であり、前述の図１と同じまたは同等部分には、同一符号を付してある。

第１の実施の形態では、昇圧回路ＢＳＴにおいて、切替スイッチ回路ＳＷ１１により、容量素子Ｃの他端に、電源電位ＶＰまたはＧＮＤを切替接続する場合を例として説明した。本実施の形態では、電源電位ＶＰを容量素子Ｃの他端に供給する場合、一旦、容量素子ＣＨに充電した電源電位ＶＰを容量素子Ｃの他端に供給する場合について説明する。

本実施の形態において、充放電回路１３Ａの昇圧回路ＢＳＴは、抵抗素子Ｒ１１を介して電源電位ＶＰを一時的に充電する予備容量素子ＣＨを有し、容量素子Ｃの他端を接地電位ＧＮＤから予備容量素子ＣＨに切替接続することにより、容量素子Ｃから放電する充電電圧ＶＣを昇圧する機能を有している。
具体的には、昇圧回路ＢＳＴは、前述したＳＷ１１およびＣＭＰに加えて、一端がＶＰに接続された抵抗素子Ｒ１１と、一端がＳＷ１１の一方の切替端子に接続されて、他端がＧＮＤに接続された予備容量素子ＣＨと、一端がＲ１１の他端に接続され、他端がＣＨとＣＳ１１との接続ノードに接続されたスイッチ回路ＳＷ１２とを有している。

［第２の実施の形態の動作］
次に、図３および図４を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１０の動作について説明する。図４は、第２の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。

第１の実施の形態と同様に、時刻Ｔ０において、ＣＭＰからのＳＪがローレベル（ＧＮＤ電位）となるため、ＳＷ１１がＧＮＤ側に切り替えられて、ＳＷ１１から出力される切替電圧ＶＳがＧＮＤとなり、Ｃの他端にＧＮＤが接続される。したがって、Ｃには、ＧＮＤを基準として逆起電圧が充電されることになる。

また、時刻Ｔ０において、ＳＪによりＳＷ１２がオン状態となるため、Ｒ１１を介してＶＰからＣＨへ予備充電電流ＩＣＨが流れ、ＣＨがＶＰまで充電される。
この後、ＶＣがピーク値まで上昇した時刻Ｔ１において、ＣＭＰからのＳＪがハイレベル（ＶＰ電位）となるため、ＳＪによりＳＷ１２がオフ状態となり、ＣＨがＶＰから切り離されて、ＣＨへのＩＣＨが停止する。

また、時刻Ｔ１において、ＳＷ１１がＣＨ側に切り替えられて、ＳＷ１１から出力されるＶＳが、ＣＨの充電電圧すなわちＶＰとなり、Ｃの他端にＶＰが接続される。したがって、ＶＣは、ＶＰ分だけ昇圧されることになる。
したがって、Ｔｉｎおよび切替回路１１を経由してＬ１，Ｌ２へ供給されるＶＣが、時刻Ｔ１において、端子間電圧ＶＬがＶＰだけ昇圧されるため、励磁電流Ｉｅｘの立ち下がりをより速くすることができる。

一方、時刻Ｔ３において、ＣＭＰからのＳＪがローレベル（ＧＮＤ電位）となるため、ＳＷ１１がＧＮＤ側に切り替えられて、ＳＷ１１から出力されるＶＳがＧＮＤとなり、Ｃの他端にＧＮＤが接続される。したがって、Ｃには、ＧＮＤを基準として逆起電圧が充電されることになる。

また、時刻Ｔ３において、ＳＪによりＳＷ１２がオン状態となるため、Ｒ１１を介してＶＰからＣＨへＩＣＨが流れ、ＣＨがＶＰまで充電される。
この後、ＶＣがピーク値まで上昇した時刻Ｔ４において、ＣＭＰからのＳＪがハイレベル（ＶＰ電位）となるため、ＳＪによりＳＷ１２がオフ状態となり、ＣＨがＶＰから切り離されて、ＣＨへのＩＣＨが停止する。

また、時刻Ｔ４において、ＳＷ１１がＣＨ側に切り替えられて、ＳＷ１１から出力されるＶＳが、ＣＨの充電電圧すなわちＶＰとなり、Ｃの他端にＶＰが接続される。したがって、ＶＣは、ＶＰ分だけ昇圧されることになる。
したがって、Ｔｉｎおよび切替回路１１を経由してＬ１，Ｌ２へ供給されるＶＣが、時刻Ｔ４において、端子間電圧ＶＬがＶＰだけ昇圧されるため、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりをより速くすることができる。

［第２の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態では、昇圧回路ＢＳＴで、抵抗素子Ｒ１１を介して電源電位ＶＰを一時的に充電する予備容量素子ＣＨを有し、容量素子Ｃの他端を接地電位ＧＮＤから予備容量素子ＣＨに切替接続することにより、容量素子Ｃから放電する充電電圧ＶＣを昇圧するようにしたので、ＶＰからＣＨへ流れる予備充電電流ＩＣＨをＲ１１で調整することができる。
したがって、１対の信号線を介して上位装置からの電源供給を受ける２線式電磁流量計や、搭載した電池で動作する電池式電磁流量計のように、ＶＰから十分な電流を供給できないような動作環境であっても、ＶＣをＶＰ分だけ昇圧することができ、第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。

［第３の実施の形態］
次に、図５を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる励磁回路１０について説明する。図５は、第３の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図であり、前述の図１および図２と同じまたは同等部分には、同一符号を付してある。

第１および第２の実施の形態では、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間にダイオードＤ１を設けて、逆起電圧がＶＰ側へ逆流して吸収されるのを防止した場合を例として説明した。本実施の形態では、電圧レギュレータＲＥＧ、遮断回路１４、検出回路１５、およびスイッチ回路ＳＷ３１，Ｓ３２を設け、切替回路１１の内部で電流経路を遮断することにより上記逆流を防止する場合について説明する。

本実施の形態において、電圧レギュレータＲＥＧは、電源電位ＶＰから定電圧電位ＶＲを生成し、切替回路１１の電流入力端子Ｔｉｎへ供給する機能を有している。このＲＥＧは、トランジスタの制御端子に基準電圧を印加することにより定電圧電位を発生させる３端子レギュレータなどの一般的なリニアレギュレータでもよく、ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチングレギュレータでもよい。

検出回路１５は、充放電回路１３Ａの容量素子Ｃの充電電圧ＶＣがＶＲより高い期間を、検出遮断期間ＴＹとして検出して検出遮断信号ＳＹとして出力する機能を有している。なお、本実施の形態において、充放電回路は、図３の充放電回路１３Ａからなる場合を例として説明するが、充放電回路１３であっても同様である。

遮断回路１４は、検出回路１５からのＳＹと、励磁電流Ｉｅｘの切替タイミングから一定時間長を持つ強制遮断期間ＴＸを示す強制遮断信号ＳＸとに基づいて、切替回路１１内に設けたＭＯＳＦＥＴ（第１のＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２１およびＭＯＳＦＥＴ（第２のＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２２をオン／オフ制御することにより、ＴＹとＴＸにおいて、ＶＲと励磁コイルＬの一端Ｌ２および他端Ｌ１との間を遮断し、ＴＹとＴＸ以外の期間において、ＶＲとＬ１，Ｌ２との間を接続する機能を有している。

強制遮断信号ＳＸは、変換器の信号処理部（図示せず）から出力されて、励磁信号ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから一定時間長を持つ期間を、Ｑ２１，Ｑ２２をオフすることにより、逆起電圧がＶＲ側へ逆流する経路を遮断すべき強制遮断期間ＴＸとして指示する制御信号である。

図５において、切替回路１１は、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、ＳＡに応じてオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ１（第１のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ２（第２のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＬ２に接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ３（第３のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＬ１に接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＡに応じてＳＷ１と同位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ４（第４のスイッチ回路）とを有している。

遮断回路１４は、ソース端子がＳＷ１の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子がＳＷ３の一方の接点端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるＱ２１と、ソース端子がＳＷ２の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子がＳＷ４の一方の接点端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるＱ２２と、アノード端子がＱ２１のゲート端子に接続され、カソード端子が強制遮断信号ＳＸに接続されたダイオードＤ２１と、アノード端子がＱ２１のゲート端子に接続され、カソード端子が検出遮断信号ＳＹに接続されたダイオードＤ２２と、一端がＱ２１のゲート端子に接続され、他端がＶＲに接続された抵抗素子Ｒ２１と、アノード端子がＱ２２のゲート端子に接続され、カソード端子が強制遮断信号ＳＸに接続されたダイオードＤ２３と、アノード端子がＱ２２のゲート端子に接続され、カソード端子が検出遮断信号ＳＹに接続されたダイオードＤ２４と、一端がＱ２２のゲート端子に接続され、他端がＶＲに接続された抵抗素子Ｒ２２とを有している。

検出回路１５は、一端が充電電圧ＶＣに接続された抵抗素子Ｒ３１と、一端がＲ３１の他端に接続され、他端が接地電位ＧＮＤに接続された抵抗素子Ｒ３２と、カソード端子がＲ３２の一端に接続され、アノード端子がＧＮＤに接続された定電圧ダイオードＺＤ３と、一端にダイオードＤ３を介してＶＲが印加される抵抗素子Ｒ３３と、一端がＲ３３の他端に接続され、他端がＧＮＤに接続された抵抗素子Ｒ３４と、ＶＲとＧＮＤを動作電源として動作して、反転入力端子がＲ３１の他端、Ｒ３２の一端、およびＺＤ３のアノード端子の接続ノードに接続され、非反転入力端子が、Ｒ３３の他端とＲ３４の一端との接続ノードに接続され、出力端子から検出遮断信号ＳＹを出力するオペアンプＯＰ３とを有している。

なお、Ｒ３１とＲ３２の抵抗比と、Ｒ３３とＲ３４の抵抗比とを、ＶＣのピーク値とＶＲとの比と等しく設定しておくことにより、ＶＲとＧＮＤを動作電源とするＯＰ３で、ＶＲとＶＣを比較することができる。

スイッチ回路ＳＷ３１は、容量素子Ｃから励磁コイルＬの端子Ｌ２に対する放電電流の供給を、ＳＡに応じてＳＷ１と同位相でオン／オフ制御するスイッチ回路である。
スイッチ回路ＳＷ３２は、容量素子Ｃから励磁コイルＬの端子Ｌ１に対する放電電流の供給を、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ制御するスイッチ回路である。

また、遮断回路１４のＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４については、ショットキーダイオードで構成すれば、これらダイオードにおける順方向での電圧降下を削減することができる。
また、本実施の形態にかかる励磁回路１０におけるこの他の構成については、図１および図２と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。

このように、本実施の形態は、励磁コイルＬの端子Ｌ１，Ｌ２と切替回路１１のＳＷ１，ＳＷ２との間に、Ｑ２１，Ｑ２２設け、検出遮断期間ＴＹと強制遮断期間ＴＸにおいて、これらＱ２１，Ｑ２２をオフ状態とすることにより、ＶＲに対するＬ１，Ｌ２の電圧の逆流を遮断するようにしたものである。
これにより、ＴＹおよびＴＸには、Ｑ２１，Ｑ２２がオフして、ＳＷ１，ＳＷ２とＬ１，Ｌ２との間が遮断されるため、Ｌからの逆起電圧により、Ｌ１，Ｌ２の電圧がＶＲより高くなってもＶＲ側に逆流して吸収されてしまうことが防止される。一方、ＴＹおよびＴＸ以外の期間には、Ｑ２１，Ｑ２２がオンして、ＳＷ１，ＳＷ２とＬ１，Ｌ２との間が接続されるため、Ｔｉｎからの入力電流がＬ１，Ｌ２へ供給される。

［第３の実施の形態の動作］
次に、図５および図６を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１０の動作について説明する。図６は、第３の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
なお、充放電回路１３Ａの動作については、第２の実施の形態と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。

時刻Ｔ０に励磁電流Ｉｅｘの極性を切替制御した際、励磁電流Ｉｅｘが、それまでのＬ１→Ｌ２方向からＬ２→Ｌ１方向へ切り替えられるため、端子Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ２の電圧がＬ１より高くなる。これにより、端子Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬとして負電圧が発生し、この逆起電圧が、充放電回路１３Ａにおいて、ＤＢを介してＣに充電され、ＶＣが上昇を開始する。この際、ＳＷ３１がオンしてＳＷ３２がオフしているため、充放電回路１３ＡからのＶＣがＳＷ３１を介してＬ２に供給される。

また、時刻Ｔ０において、強制遮断信号ＳＸがローレベル（ＧＮＤ電位）となるため、ダイオードＤ２１を介してＱ２１のゲート電位が低下し、ダイオードＤ２３を介してＱ２２のゲート電位が低下し、Ｑ２１，Ｑ２２がオフ状態となる。したがって、Ｑ２１，Ｑ２２により、ＶＲに対するＬ２の高い逆起電圧の逆流が防止される。

この後、逆起電圧の発生が終了してＣからＬ２に対する放電電流によりＶＣが低下し、ＶＣがＶＲより低くなった時刻Ｔ２に、検出回路１５からのＳＹがハイレベル（ＶＲまたはハイインピーダンス状態）に変化して、検出遮断期間ＴＹが終了する。このため、ダイオードＤ２２，Ｄ２４を介してローレベル（ＧＮＤ電位）となっていたＱ２１，Ｑ２２のゲート電位がＶＰまで上昇して、Ｑ２１，Ｑ２２がオン状態となる。
したがって、時刻Ｔ２以降は、ＶＲからＴｉｎに供給された入力電流Ｉｉｎが、ＳＷ１およびＱ２１を介してＬ２へ供給されることになる。

なお、ＴＸの時間長は、ＳＡ，ＳＢの切替タイミング、ここでは時刻Ｔ０から、少なくともＶＣがＶＲに到達してＳＹが出力されるまでの時間長を有している。したがって、ＴＸにおいて、ＶＣがＶＲまで到達しておらずＳＹが出力されていなくても、Ｑ２１，Ｑ２２がオフ状態に維持される。このため、ＶＣがＶＲへ逆流しなくなり、逆起電圧を順次Ｃへ充電できる。なお、ＳＸは、ＴＸ終了後にハイレベル（ＶＲまたはハイインピーダンス状態）に変化する。

一方、時刻Ｔ３に励磁電流Ｉｅｘの極性を切替制御した際、励磁電流Ｉｅｘが、それまでのＬ２→Ｌ１方向からＬ１→Ｌ２方向へ切り替えられるため、端子Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ１の電圧がＬ２より高くなる。これにより、端子Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬとして正電圧が発生し、この逆起電圧が、充放電回路１３Ａにおいて、ＤＢを介してＣに充電され、ＶＣが上昇を開始する。この際、ＳＷ３１がオフしてＳＷ３２がオンしているため、充放電回路１３ＡからのＶＣがＳＷ３２を介してＬ１に供給される。

また、時刻Ｔ３において、強制遮断信号ＳＸがローレベル（ＧＮＤ電位）となるため、ダイオードＤ２１を介してＱ２１のゲート電位が低下し、ダイオードＤ２３を介してＱ２２のゲート電位が低下し、Ｑ２１，Ｑ２２がオフ状態となる。したがって、Ｑ２１，Ｑ２２により、ＶＲに対するＬ１の高い逆起電圧の逆流が防止される。

この後、逆起電圧の発生が終了してＣからＬ１に対する放電電流によりＶＣが低下し、ＶＣがＶＲより低くなった時刻Ｔ５に、検出回路１５からのＳＹがハイレベル（ＶＲまたはハイインピーダンス状態）に変化して、検出遮断期間ＴＹが終了する。このため、ダイオードＤ２２，Ｄ２４を介してローレベル（ＧＮＤ電位）となっていたＱ２１，Ｑ２２のゲート電位がＶＰまで上昇して、Ｑ２１，Ｑ２２がオン状態となる。
したがって、時刻Ｔ３以降は、ＶＲからＴｉｎに供給された入力電流Ｉｉｎが、ＳＷ２およびＱ２２を介してＬ１へ供給されることになる。

なお、ＴＸの時間長は、ＳＡ，ＳＢの切替タイミング、ここでは時刻Ｔ２から、少なくともＶＣがＶＲに到達してＳＹが出力されるまでの時間長を有している。したがって、ＴＸにおいて、ＶＣがＶＲまで到達しておらずＳＹが出力されていなくても、Ｑ２１，Ｑ２２がオフ状態に維持される。このため、ＶＣがＶＲへ逆流しなくなり、逆起電圧を順次Ｃへ充電できる。なお、ＳＸは、ＴＸ終了後にハイレベル（ＶＲまたはハイインピーダンス状態）に変化する。

［第３の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、切替回路１１のＳＷ１，ＳＷ２と励磁コイルＬの端子Ｌ１，Ｌ２との間に、Ｑ２１，Ｑ２２からなる遮断回路１４を設け、検出遮断信号ＳＹが示す、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣが定電圧電位ＶＲより高い検出遮断期間ＴＹと、強制遮断信号ＳＸが示す、ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから一定時間長を持つ強制遮断期間ＴＸの両方において、Ｑ２１，Ｑ２２をオフ状態とすることにより、ＳＷ１，ＳＷ２とＬ１，Ｌ２との間を遮断し、これら以外の期間においてＳＷ１，ＳＷ２とＬ１，Ｌ２との間を接続するようにしたものである。

したがって、第１および第２の実施の形態と同様の作用効果が得られるとともに、Ｑ２１，Ｑ２２により、Ｌ１，Ｌ２からＶＲに対する逆流経路を遮断できるため、第１および第２の実施の形態のようにダイオードＤ１で逆流を防止する場合と比較して、逆流防止に要する電圧降下を低減できる。

また、Ｑ２１，Ｑ２２により、起電圧がＳＷ１，ＳＷ２の接点端子へ印加されるのを防止できる。このため、ＳＷ１，ＳＷ２として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いる必要がないことから、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴを用いることができる。これにより、ＳＷ１，ＳＷ２における励磁電流Ｉｅｘの低減を抑制することができ、結果として、定電圧電位ＶＲにより、Ｌを効率よく駆動することが可能となる。

なお、Ｌ１，Ｌ２は、Ｑ２１，Ｑ２２のドレイン端子にも印加されるが、これら接点端子は、一般的には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）のドレイン端子となるため、高耐圧仕様ではなくても、ＭＯＳＦＥＴが損傷を受けることはない。
同じく、励磁コイルＬで発生した高い逆起電圧は、ＳＷ３，ＳＷ４の接点端子にも印加されるが、これら接点端子は、一般的には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）のドレイン端子となるため、高耐圧仕様ではなくても、ＭＯＳＦＥＴが損傷を受けることはない。

なお、本実施の形態では、ＳＡに基づき、ＳＷ１，ＳＷ４およびＳＷ３１をオン／オフ制御し、ＳＢに基づき、ＳＷ２，ＳＷ３およびＳＷ３２をオン／オフ制御する場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。これらスイッチ回路間のオン／オフ動作の関係が前述と同じであれば、各スイッチ回路の制御論理に合わせて、ＳＡ，ＳＢとこれらスイッチ回路の組み合わせを決定すればよい。

また、励磁コイルＬで発生した高い逆起電圧は、ＳＷ３１，ＳＷ３２の接点端子にも印加されるが、これらスイッチ回路は高耐圧仕様であるため、損傷の心配はない。この際、これらスイッチ回路のオン抵抗は通常仕様のスイッチ回路と比較的して大きな値となるが、これらオン抵抗では、励磁電流Ｉｅｘのうち、容量素子Ｃから励磁コイルＬへ放電される、電力に余裕がある放電電流分が低減するだけである。したがって、ＶＲからＬへ供給される、電力にあまり余裕がない入力電流分については、低減することなく効率よく供給することができる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

また、各実施の形態では、充放電回路１３，１３Ａの昇圧回路ＢＳＴにおいて、定電流回路１２内のＲ１両端の検出電圧ＶＪに基づいて、ＶＣがピーク値となる時点を切替タイミングとして検出する場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。
図７は、充放電回路の他の構成例を示す回路図である。この充放電回路１３Ｂでは、容量素子ＣとＳＷ１１との間に検出抵抗素子ＲＪを直列接続し、その両端の電圧ＶＪ１，ＶＪ２をＣＭＰで比較することにより、ＶＣがピーク値となる時点を切替タイミングとして検出している。なお、ＲＪについては、励磁コイルＬからの逆起電圧によるＣへの充放電電流が流れる経路であればよい。

１０…励磁回路、１１…切替回路、１２…定電流回路、１３，１３Ａ，１３Ｂ…充放電回路、１４…遮断回路、１５…検出回路、ＲＥＧ…電圧レギュレータ、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ３１，ＳＷ３２…スイッチ回路、Ｑ２１，Ｑ２２…ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）、ＺＤ３…定電圧ダイオード、Ｄ１，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４…ダイオード、Ｃ…容量素子、ＣＨ…予備容量素子、Ｌ…励磁コイル、Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４…抵抗素子、ＲＪ…検出抵抗素子、Ｔｉｎ…電流入力端子、Ｔｏｕｔ…電流出力端子、Ｌ１，Ｌ２…端子、ＶＰ…電源電位、ＶＲ…定電圧電位、ＧＮＤ…接地電位、ＶＣ…充電電圧、ＶＳ…切替電圧、ＩＣ…充電電流、ＩＣＨ…予備充電電流、ＳＡ，ＳＢ…励磁信号、ＳＸ…強制遮断信号、ＳＹ…検出遮断信号、ＳＪ…切替信号、ＴＸ…強制遮断期間、ＴＹ…検出遮断期間、Ｉｅｘ…励磁電流、ＶＬ…端子間電圧。

Claims (5)

1. 測定管の外側に配置された励磁コイルに対して、励磁回路から励磁電流を供給することにより、当該測定管内を流れる流体を励磁し、当該測定管に配置された一対の電極から、前記励磁により当該流体に発生した前記励磁コイルからの磁界と直交する起電力を検出し、この起電力に基づき当該流体の流量値を測定する電磁流量計で用いられる前記励磁回路であって、
   励磁周波数を持つパルス信号からなる励磁信号に基づいて、前記電源電位から電流入力端子を介して電流出力端子へ流れる入力電流を、前記励磁コイルの一端または他端へ前記励磁電流として切り替えて供給する切替回路と、
   前記励磁コイルから発生する逆起電圧を整流して一時的に充電し、得られた充電電圧を前記電流入力端子へ放電する充放電回路とを備え、
   前記充放電回路は、
   一端が前記電流入力端子に接続された前記容量素子と、
   前記励磁コイルの両端に発生した前記逆起電圧を整流して容量素子へ充電するダイオードブリッジと、
   前記容量素子の他端を接地電位から前記電源電位に切替接続することにより、前記容量素子から放電する前記充電電圧を昇圧する昇圧回路とを有する
   ことを特徴とする励磁回路。
2. 請求項１に記載の励磁回路において、
   前記昇圧回路は、前記充電電圧がピーク値となる時点を切替タイミングとして検出し、当該切替タイミングに前記容量素子の他端を前記接地電位から前記電源電位に切替接続することを特徴とする励磁回路。
3. 請求項２に記載の励磁回路において、
   前記電流出力端子と前記接地電位との間に設けられて、前記電源電位から前記電流入力端子へ入力される前記入力電流を一定電流値に調整する定電流回路をさらに備え、
   前記昇圧回路は、前記定電流回路のうち、一端が前記接地電位に接続されて、前記入力電流が流れる抵抗素子の他端の端子電圧と、前記接地電位とを比較し、前記端子電圧が前記接地電位と等しくなった時点を、前記切替タイミングとして検出する
   ことを特徴とする励磁回路。
4. 請求項１〜請求項３のうちのいずれか１つに記載の励磁回路において、
   前記昇圧回路は、抵抗素子を介して前記電源電位を一時的に充電する予備容量素子を有し、前記容量素子の他端を接地電位から前記予備容量素子に切替接続することにより、前記容量素子から放電する前記充電電圧を昇圧することを特徴とする励磁回路。
5. 請求項１〜請求項４のうちのいずれか１つに記載の励磁回路において、
   前記充電電圧が前記電源電位より高い期間を検出遮断期間として検出して検出遮断信号として出力する検出回路と、
   前記検出回路からの前記検出遮断信号と、前記励磁電流の切替タイミングから一定時間長を持つ強制遮断期間を示す強制遮断信号とに基づいて、前記切替回路内に設けた第１および第２のＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御することにより、前記検出遮断期間と前記強制遮断期間において、前記定電圧電位と前記励磁コイルの一端および他端との間を遮断し、前記検出遮断期間および前記強制遮断期間以外の期間において、前記定電圧電位と前記励磁コイルの一端および他端との間を接続する遮断回路とをさらに備え、
   前記切替回路は、
   一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記励磁信号に応じてオン／オフ動作する第１のスイッチ回路と、
   一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第２のスイッチ回路と、
   一方の接点端子が前記励磁コイルの一端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第３のスイッチ回路と、
   一方の接点端子が前記励磁コイルの前記他端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ動作する第４のスイッチ回路とを有し、
   前記遮断回路は、
   ソース端子が前記第１のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子が前記第３のスイッチ回路の前記一方の接点端子に接続された、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる前記第１のＭＯＳＦＥＴと、
   ソース端子が前記第２のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子が前記第４のスイッチ回路の前記一方の接点端子に接続された、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる前記第２のＭＯＳＦＥＴとを有する
   ことを特徴とする励磁回路。

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