JP2006060927A - サージ電圧抑制装置 - Google Patents

Abstract

【課題】サージ・エネルギーにもとづく放電用抵抗器における電力消費量を低減し、かつ、電圧型ＰＷＭインバータへの配線を設置することなくサージ電圧を抑制するサージ電圧抑制装置を提供する。
【解決手段】交流電動機２の３相の入力端子に接続される交流端子を有する３相ダイオードブリッジ回路５と、３相ダイオードブリッジ回路の直流端子に並列接続され、サージ・エネルギーを吸収するコンデンサ６と、コンデンサに並列接続され、サージ・エネルギーを放出する放電用抵抗体７と、放電用抵抗体と前記直流端子とを接続する回路を導通または遮断するスイッチング手段１１，１２を備え、サージ電圧が、電圧型ＰＷＭインバータのインバータ出力電圧の最大値以上のとき、スイッチング手段が放電用抵抗体と直流端子との間を導通させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、３相交流電動機を可変速駆動する電圧型インバータにおけるサージ電圧抑制装置に関し、特に、電圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎの略称であり、パルス幅変調をいう）インバータにおけるサージ電圧抑制装置の低消費電力化に関するものである。

電圧型ＰＷＭインバータから交流電動機に印加される過電圧を抑制するサージ電圧抑制装置として、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。図５に、このサージ電圧抑制装置を示す。サージ電圧抑制装置４は、比較的長いケーブル３で電圧型ＰＷＭインバータ１に接続され、インバータ１で駆動される交流電動機２の入力端子に、３相ダイオードブリッジ回路５の交流端子を接続し、その直流端子の両端にコンデンサ６と放電用抵抗器７とを並列接続している。

サージ電圧のエネルギーを、コンデンサ６で吸収するとともに、ケーブル３のインピーダンスとコンデンサ６による共振現象を、３相ダイオードブリッジ回路５により半サイクルで停止させている。コンデンサ６が吸収したエネルギーによる電圧上昇分は、コンデンサ６に並列に接続された抵抗器７で消費される。

コンデンサ６は、通常は、インバータ出力電圧の最大値（インバータ直流母線電圧）に充電されている。ケーブル３のインピーダンスとコンデンサ６による共振によって、電動機電圧が上昇しようとすると、３相ダイオードブリッジ回路５のダイオードを経てコンデンサ６に電流が流れ、サージのエネルギーとコンデンサ６の容量に見合っただけの電圧上昇にとどまる。コンデンサ６の電圧がピークになって電流が反転しようとすると、３相ダイオードブリッジ回路５のダイオードが阻止状態となり、過渡現象の継続は停止される。図５において、コンデンサ６に蓄積されたサージのエネルギーは、放電用抵抗器７で消費されるが、サージのエネルギーはもともと電動機の出力に寄与しなかったエネルギーであり、システム全体の効率には大きく影響しない。

また、図６に示すように、他の従来のサージ電圧抑制装置４として、放電用抵抗器７を接続する代わりに、ダイオードブリッジ回路５の正負の直流端子からインバータ本体１の正負直流母線端子Ｐ，Ｎにそれぞれ接続したものがある。この場合は、サージ電流の一部がインバータ本体１の素子に流れることになる。繰り返し周波数は高いものの、通電期間は極く短いので、インバータ本体１の容量に余裕があれば、回路が簡素化できる。
特開平８−２３６８２号公報

しかしながら、図５の従来技術では、サージ電圧が発生しないときでも、定常的なスイッチング電圧により、コンデンサへの充電または放電が繰り返されるため、放電用抵抗器において、電力の消費量が大きくなる問題が生じる虞がある。また、図６の従来技術では、サージのエネルギーを電圧型ＰＷＭインバータのＤＣバスへ帰還させるために、サージ電圧抑制装置と電圧型ＰＷＭインバータとの間を配線しなければならず、既設の電圧型ＰＷＭインバータへの配線を新たに行う必要があり、また交流電動機と電圧型ＰＷＭインバータとの間の配線距離が長い場合に、配線費用がかかる問題が生じる虞がある。

本発明の目的は、サージのエネルギー（以下、サージ・エネルギーという）にもとづく放電用抵抗器における電力消費量を低減し、かつ、電圧型ＰＷＭインバータへの配線を設置することなくサージ電圧を抑制するサージ電圧抑制装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、ケーブルを介して３相交流電動機を制御する電圧型ＰＷＭインバータから交流電動機に流入するサージ電圧を抑制するサージ電圧抑制装置において、交流電動機の３相の入力端子に接続される交流端子を有する３相ダイオードブリッジ回路と、３相ダイオードブリッジ回路の直流端子に並列接続され、サージ・エネルギーを吸収するコンデンサと、コンデンサに並列接続され、サージ・エネルギーを放出する放電用抵抗体と、放電用抵抗体と前記直流端子とを接続する回路を導通または遮断するスイッチング手段を備え、サージ電圧が、電圧型ＰＷＭインバータのインバータ出力電圧の最大値以上のとき、スイッチング手段が放電用抵抗体と直流端子との間を導通させることを特徴とする。

さらに好適には、スイッチング手段は、直流端子間に並列接続される複数の分圧用抵抗体からなる抵抗分圧回路と、抵抗分圧回路に接続された半導体スイッチング回路とを備えることを特徴とする。

さらに好適には、半導体スイッチング回路は、ＩＧＢＴと、ＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴ駆動回路とを備え、３相ダイオードブリッジ回路の直流端子間電圧を抵抗分圧回路により分圧したＩＧＢＴ駆動回路の入力電圧が、基準電圧を超えたとき、ＩＧＢＴがオン動作することを特徴とする。

また、半導体スイッチング回路は、バイポーラ形トランジスタと、バイポーラ形トランジスタのゲートに接続されたツェナーダイオードとを備え、３相ダイオードブリッジ回路の直流端子間電圧を抵抗分圧回路により分圧したツェナーダイオードのツェナー電圧が、ツェナーダイオードの降伏電圧を超えたとき、バイポーラ形トランジスタがオン動作することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、放電用抵抗器において、交流電動機を駆動するスイッチング出力電圧の最大値を越えるサージ電圧が発生するときのみ、電力が消費されるので、定常的なスイッチング電圧分のみならずサージ電圧分の電力を消費する従来方式に比べて、電力の消費が低減できる。また、サージ電圧抑制装置と電圧型ＰＷＭインバータとの間を新たに配線する必要がなく、交流電動機と電圧型ＰＷＭインバータ間の配線距離が長い場合でも配線費用が低減できる。

以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明に係るサージ電圧抑制装置の第１の実施例を示す図である。サージ電圧抑制装置１０−１は、半導体スイッチング回路１２にＩＧＢＴ（Insulated-Gate Bipolar Transistor）１６を適用したものである。サージ電圧抑制装置１０−１は、３相ダイオードブリッジ回路５、コンデンサ６、放電用抵抗器７、半導体スイッチング回路１２、抵抗分圧回路１１を備える。

３相ダイオードブリッジ回路５は、図１に示すように、全波整流回路であり、周知の電圧型ＰＷＭインバータ１からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電力を交流電動機２に搬送するケーブル３の支線端子にダイオードＤ₁〜Ｄ₆を接続する。すなわち、交流電動機２に印加する電力のうち、Ｕ相電力を搬送するＵ相用支線端子は、ダイオードＤ₁ とＤ₄ の接続点である交流端子に接続し、同様にＶ相用支線端子は、ダイオードＤ₂ とＤ₅ の接続点である交流端子に接続し、Ｗ相用支線端子は、ダイオードＤ₃ とＤ₆ の接続点である交流端子に接続する。ダイオードＤ_{1 、}Ｄ₂ 、Ｄ₃ の各カソードは、３相ダイオードブリッジ回路５の正極側端子に共通に接続し、ダイオードＤ₄ 、Ｄ₅ 、Ｄ₆ の各アノードは、３相ダイオードブリッジ回路５の負極側端子に共通に接続する。

コンデンサ６は、ケーブル３によって搬送される交流電動機２へのインバータ出力電圧にもとづくエネルギーとサージ・エネルギーを蓄積する素子であり、３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間に放電用抵抗器７と並列に接続する。

放電用抵抗器７は、コンデンサ６に蓄積するサージ・エネルギーを放出する放電用抵抗素子であり、コンデンサ６の下流側、すなわち、コンデンサ６を挟んで３相ダイオードブリッジ回路５と反対側であって、３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間に並列接続し、放電用抵抗器７の一端を３相ダイオードブリッジ回路５の正極側直流端子に、他端をＩＧＢＴ１６のコレクタに接続する。

図２は、ＩＧＢＴ駆動回路１５の一構成例を示す図である。ＩＧＢＴ駆動回路１５は、例えば、コンパレータ１７であり、基準電圧Ｖ_REF と入力電圧Ｖ_INを入力し、基準電圧Ｖ_REF と入力電圧Ｖ_INを比較演算し、その結果として、Ｈｉｇｈ信号またはＬｏｗ信号をＩＧＢＴ１６のゲート端子に出力する。

半導体スイッチング回路１２は、放電用抵抗体７を３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子と接続する回路を導通または遮断するスイッチング回路であり、ＩＧＢＴ１６、ＩＧＢＴ駆動回路１５、電源回路（図示せず）を備える。半導体スイッチング回路１２は、放電用抵抗器７の一端と、３相ダイオードブリッジ回路５の負極端子と、抵抗分圧回路１１の分圧点Ａと接続する。
抵抗分圧回路１１は、半導体スイッチング回路１２の入力電圧Ｖ_INのしきい値を設定する回路であり、分圧用抵抗器１３、１４により構成される。抵抗分圧回路１１は、直列に接続した分圧用抵抗器１３、１４の両端子を３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間に接続し、かつ、抵抗分圧回路１１の分圧点Ａと半導体スイッチング回路１２の入力端子とを接続する。直流端子間電圧Ｖ_S2を分圧用抵抗器１３、１４によって分圧し、半導体スイッチング回路１２に入力電圧Ｖ_INを出力する。そして、分圧用抵抗器１３、１４のそれぞれの抵抗値Ｒ₁ 、Ｒ₂ を式１に示すように、直流端子間電圧Ｖ_S2がスイッチング出力電圧の最大値Ｖ_SWMXと等しく、かつ、コンパレータ１７の入力電圧Ｖ_INが、コンパレータ１７の基準電圧Ｖ_REFと等しくなるように設定すると、
Ｖ_IN＝Ｖ_REF＝Ｖ_SWMX×Ｒ₂ ／（Ｒ₁ ＋Ｒ₂ ） （１）
が成立する。例えば、スイッチング出力電圧の最大値Ｖ_swmxが６００ボルト、コンパレータ１７の基準電圧Ｖ_REF が１０ボルト、抵抗値Ｒ₂ が１０オームとすると、Ｒ₁ は、５９０オームとなる。言うまでもなく、分圧用抵抗器１３、１４がそれぞれ結果として上記抵抗値Ｒ₁ 、Ｒ₂ を満たせばよく、分圧抵抗器２個の組合せに限定されるものではない。

図３は、周知の電圧型ＰＷＭインバータのスイッチング回路１２における経過時間に対するスイッチング出力電圧とサージ電圧を示す図である。（Ａ）は、横軸Ｔが経過時間、縦軸Ｖ_SWがスイッチング出力電圧を表し、経過時間Ｔに対するスイッチング出力電圧Ｖ_SWを示す図である。（Ｂ）は、横軸Ｔが経過時間、縦軸Ｖ_s1がサージ電圧を表し、経過時間Ｔに対するサージ電圧Ｖ_s1を示す図である。

次に、図１、図２および図３を参照して、本実施例に係るサージ電圧抑制装置１０−１の動作を説明する。
電圧型ＰＷＭインバータ１によって、ＰＷＭ状の交流電圧波形を有するインバータ出力電圧Ｖ_SWを交流電動機２に出力する。このインバータ出力電圧Ｖ_SWによって、交流電動機２の速度およびトルクを制御する。特に、実際上、交流電動機２と電圧型ＰＷＭインバータ１とが比較的長いケーブル３で接続されていると、インバータ出力電圧Ｖ_SWの波形は、スイッチング時に回路の導通あるいは非導通という非常に短い時間で変化するので、電流の流れが変わってサージ電圧Ｖ_S1が発生することがある。

図３に示すように、サージ電圧Ｖ_s1は、ケーブル３のインダクタンスＬ_W と線間の浮遊容量Ｃとによる共振によって、通常、最大２Ｖ_SWMXに達することが知られている。ここで、Ｖ_SWMXは、電圧型ＰＷＭインバータ１のスイッチング出力電圧Ｖ_SWの最大値とする。

サージ電圧抑制装置１０−１において、交流電動機２の各交流端子から３相ダイオードブリッジ回路５の各交流端子にＰＷＭ状の交流電力を供給すると、３相ダイオードブリッジ回路５は、ＰＷＭ状の交流電圧を全波整流し、３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間にＰＷＭ状の直流電圧（以下、直流端子間電圧という）Ｖ_S2をコンデンサ６に出力する。３相ダイオードブリッジ回路５に並列接続されたコンデンサ６の端子電圧は、通常、サージ電圧Ｖ_S1が発生しない場合、つまり、直流端子間電圧Ｖ_s2<Ｖ_SWMXの場合、インバータ直流母線電圧であるＤＣバス電圧（図示せず）に等しい電圧まで充電される。

一方、サージ電圧Ｖ_S1が発生する場合、つまり、直流端子間電圧Ｖ_s2≧Ｖ_SWMXの場合、コンデンサ６は、ＤＣバス電圧より高い、サージ・エネルギーに見合う電圧まで充電される。何故ならば、ケーブル３のインダクタンスＬ_w と線間の浮遊容量Ｃとによる共振によって、交流電動機２への電圧が上昇するとき、コンデンサ６は、通常のスイッチング出力電圧Ｖ_SWに対して、サージ・エネルギーとコンデンサ６の容量に見合う電圧上昇が生じるからである。

ところで、ＩＧＢＴ駆動回路１５のコンパレータ１７において、入力電圧Ｖ_INが、基準電圧Ｖ_REF 以上のとき、コンパレータ１７の出力電圧Ｖ_OUT が、ほぼコンパレータ１７の電源電圧に等しいＨｉｇｈ信号を、ＩＧＢＴ１６のゲート端子に出力する。つまり、ＩＧＢＴ１６のゲート端子に正のゲート電圧が印加されると、ＩＧＢＴ１６が、オン動作する。そのオン動作によって、放電用抵抗器７が３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間と導通し、直流端子間電圧Ｖ_s2が放電用抵抗器７の両端子に印加される。

また、入力電圧Ｖ_INが、基準電圧Ｖ_REF より低いとき、出力電圧Ｖ_OUT が、ＩＧＢＴ１６のゲート端子にＬｏｗ信号を出力する。つまり、ＩＧＢＴのゲート端子に印加する信号が正電圧でないので、ＩＧＢＴ１６はオフ動作となる。したがって、放電用抵抗器７が３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間でオープン状態となり、コンデンサ６に蓄積したエネルギーが放電用抵抗器７で放電されない。

さらに、式１に示したように、半導体スイッチング回路１２の入力電圧Ｖ_INが、抵抗分圧回路１１における分圧抵抗器１３、１４の各分圧抵抗値Ｒ₁ 、Ｒ₂ によって、インバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMXを分圧して、コンパレータ１７の基準電圧Ｖ_REF となるように設定しているので、サージ電圧Ｖ_S1が、インバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMXなるしきい値を境にして半導体スイッチング回路１２のＩＧＢＴ１６がオンまたはオフ動作する。

このことにより、サージ電圧Ｖ_S1が、インバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMX以上のとき、ＩＧＢＴがオン動作し、コンデンサ６に蓄積したインバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMXを超えるエネルギー分が、放電用抵抗器７で放電される。言い換えると、コンデンサ６に蓄積したインバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMXより越えるエネルギー分の電力が、放電用抵抗器７で消費される。

一方、サージ電圧Ｖ_S1が、インバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMXより低いとき、ＩＧＢＴがオフ動作し、コンデンサ６に蓄積したインバータ出力電圧にもとづくエネルギー分が、放電用抵抗器７で放電されない。言い換えると、コンデンサ６に蓄積したインバータ出力電圧分のエネルギーに相当する電力も、放電用抵抗器７で消費されない。

以上により、サージ電圧Ｖ_S1が、スイッチング出力電圧の最大値Ｖ_SWMX以上の場合、放電用抵抗器７においてサージ・エネルギー分の電力が消費される。言い換えると、放電用抵抗器７は、スイッチング動作中にスイッチング出力電圧の最大値Ｖ_SWMXを超えるサージ電圧Ｖ_S1または直流端子間電圧Ｖ_s2が発生する場合、直流端子間電圧Ｖ_s2とスイッチング電圧の最大値Ｖ_SWMXの差電圧分に相当するエネルギーにより定常的なスイッチング出力電圧によるエネルギーにもとづくコンデンサ６の電圧より上昇し、この電圧上昇分のエネルギーが放電用抵抗器７において電力消費されるため、定常的なスイッチング出力電圧Ｖ_SWおよびサージ電圧を含む電圧にもとづくエネルギーを消費する従来のサージ電圧抑制装置に比べて、電力消費が低減できる。また、従来のサージ電圧抑制装置に比べて、放電用抵抗器７を小型化できる。
さらに、サージ電圧抑制装置１０−１と電圧型ＰＷＭインバータ１との間を新たに配線する必要がなく、交流電動機２と電圧型ＰＷＭインバータ１間の配線距離が長い場合でも配線費用が低減できる。

図４は、本発明に係るサージ電圧抑制装置の第２の実施例を示す図である。サージ電圧抑制装置１０−２は、半導体スイッチング回路１９にトランジスタ２３を適用したものである。サージ電圧抑制装置１０−２は、３相ダイオードブリッジ回路５、コンデンサ６、放電用抵抗器７、半導体スイッチング回路１９、抵抗分圧回路１８を備える。図４において、図１と機能が同一の要素については、同一の符号をつけて表す。

３相ダイオードブリッジ回路５は、第１の実施例と同様であるので説明を省略する。

コンデンサ６は、第１の実施例と同様に、ケーブル３によって搬送される交流電動機２へのインバータ出力電圧にもとづくエネルギーとサージ・エネルギーを蓄積する素子であり、３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間に放電用抵抗器７に並列に接続する。

放電用抵抗器７は、第１の実施例と同様に、コンデンサ６に蓄積するサージ・エネルギーを放出する放電用抵抗素子であり、コンデンサ６の下流側、すなわち、コンデンサ６を挟んで３相ダイオードブリッジ回路５と反対側であって、３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間に並列接続し、放電用抵抗器７の一端を３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子の正極側に、他端をトランジスタ２３のコレクタに接続する。

半導体スイッチング回路１９は、ツェナーダイオード２２とトランジスタ２３とから構成される。ツェナーダイオード２２は、ツェナー電圧Ｖ_Z を増加させながら加えると、ある逆方向電圧（降伏電圧）で急激に逆方向の電流が流れる。この電流を利用して、後述するトランジスタ２３をオン動作させるためのベース電流を出力する定電圧ダイオードである。ツェナーダイオード２２のカソードと抵抗分圧回路１８の分圧点Ａと接続し、かつ、ツェナーダイオード２２のアノードをトランジスタ２３のベースと接続する。

トランジスタ２３は、バイポーラ形トランジスタであり、トランジスタ２３のコレクタは、放電用抵抗器７を介して３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子の正極側に接続され、かつ、トランジスタ２３のエミッタは、３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子の負極側に接続される。

抵抗分圧回路１８は、半導体スイッチング回路１９の入力電圧のしきい値を設定する回路であり、分圧用抵抗器２０、２１により構成される。抵抗分圧回路１８は、直列に接続した分圧用抵抗器２０、２１の両端子を、３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間に接続し、かつ、抵抗分圧回路１８の分圧点Ａを半導体スイッチング回路１９の入力端子に接続する。直流端子間電圧Ｖ_S2を分圧用抵抗器２０、２１によって分圧し、半導体スイッチング回路１９のツェナーダイオード２２のカソードにツェナー電圧Ｖ_z を出力する。そして、分圧用抵抗器２０、２１のそれぞれの抵抗値Ｒ₃ 、Ｒ₄ を、式２に示すように、直流端子間電圧Ｖ_S2がスイッチング出力電圧の最大値Ｖ_SWMXと等しく、かつ、ツェナーダイオード２２のカソードに入力するツェナー電圧Ｖ_Z が、ツェナーダイオード２２の降伏電圧Ｖ_y に等しくなるように設定すると、
Ｖ_Z ＝Ｖ_Y ＝＝Ｖ_swmx ×Ｒ₃／（Ｒ₃ ＋Ｒ₄ ） （２）
が成立する。
この場合、言うまでもなく、分圧抵抗器２０、２１がそれぞれ結果として上記抵抗値Ｒ₃ 、Ｒ₄ を満たせばよく、分圧抵抗器２個の組合せに限定されるものではない。

次に、本実施例に係るサージ電圧抑制装置１０−２の動作を説明する。
第１の実施例と同様に、電圧型ＰＷＭインバータ１によって、ＰＷＭ状の交流電圧波形を有するインバータ出力電圧Ｖ_SWを交流電動機２に出力する。このインバータ出力電圧Ｖ_SWによって、交流電動機２の速度およびトルクを制御する。特に、実際上、交流電動機２と電圧型ＰＷＭインバータ１とが比較的長いケーブル３で接続されていると、インバータ出力電圧Ｖ_SWの波形は、スイッチング時に回路の導通あるいは非導通という非常に短い時間で変化するので、電流の流れが変わってサージ電圧Ｖ_S1が発生することがある。

図３示したように、サージ電圧Ｖ_s1は、ケーブル３のインダクタンスＬ_W と線間の浮遊容量Ｃとによる共振によって、通常、最大２Ｖ_SWMXに達することが知られている。ここで、Ｖ_SWMXは、電圧型ＰＷＭインバータ１のスイッチング出力電圧Ｖ_SWの最大値とする。

サージ電圧抑制装置１０−２において、交流電動機２の各交流端子から３相ダイオードブリッジ回路５の各交流端子にＰＷＭ状の交流電力を供給すると、３相ダイオードブリッジ回路５は、ＰＷＭ状の交流電圧を全波整流し、３相ダイオードブリッジ回路５の端子間にＰＷＭ状の直流電圧（直流端子間電圧）Ｖ_s2をコンデンサ６に出力する。３相ダイオードブリッジ回路５に並列接続されたコンデンサ６の端子電圧は、通常、サージ電圧Ｖ_s が発生しない場合、つまり、直流端子間電圧Ｖ_s2＜Ｖ_SWMXの場合、インバータ直流母線電圧であるＤＣバス電圧（図示せず）に等しい電圧まで充電される。

一方、サージ電圧Ｖ_s1が発生する場合、つまり、直流端子間電圧Ｖ_s2≧Ｖ_SWMXの場合、コンデンサ６は、ＤＣバス電圧より高い、サージ・エネルギーに見合う電圧まで充電される。何故ならば、ケーブル３のインダクタンスＬ_wと線間の浮遊容量Ｃとによる共振によって、交流電動機２への電圧が上昇するとき、コンデンサ６は、通常のスイッチング出力電圧の最大値Ｖ_SWMXに対して、サージ・エネルギーとコンデンサ６の容量に見合う電圧上昇が生じるからである。

さらに、式２に示すように、半導体スイッチング回路１９の入力電圧であるツェナー電圧Ｖ_Z が、抵抗分圧回路１８における分圧抵抗器２０，２１の各分圧抵抗値Ｒ₃ 、Ｒ₄ によって、インバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMXを分圧して降伏電圧となるように設定しているので、サージ電圧Ｖ_S1が、インバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMXなるしきい値を境にして、半導体スイッチング回路１９のトランジスタ２３がオンまたはオフ動作する。

したがって、半導体スイッチング回路１９において、ツェナー電圧Ｖ_z が、降伏電圧Ｖ_Y 以上のとき、ツェナーダイオード２２に逆電流が流れ、その逆電流をトランジスタ２３のベース電流として利用することによって、トランジスタ２３がオン動作する。そのオン動作によって放電用抵抗器７が３相ダイオードブリッジ回路５の直流端子間と導通し、直流端子間電圧Ｖ_s2が放電用抵抗器７の両端子に印加される。コンデンサ６に蓄積したエネルギーが放電用抵抗器７によって放出する。よって、この放出によって放電用抵抗器７において、電力が消費される。

一方、ツェナー電圧Ｖ_z が、ツェナーダイオード２２の降伏電圧Ｖ_ｙより低いとき、ツェナーダイオード２２に逆電流が流れないため、トランジスタ２３は、オフ動作し、その結果として、直流端子間電圧Ｖ_s2が、放電用抵抗器７に印加されない。したがって、コンデンサ６に蓄積したエネルギーが放電用抵抗器７において放出されない。よって、放電用抵抗器７において、電力が消費されない。

このことにより、サージ電圧がインバータ出力電圧の最大値Ｖ_SWMXに等しいまたはより高いとき、トランジスタがオン動作し、コンデンサ６に蓄積したサージ・エネルギーが放電用抵抗器７によって放電し、電力が消費される。

以上により、本発明によれば、サージ電圧Ｖ_s1がインバータ出力電圧の最大値以上のときのみ、放電用抵抗器７において電力消費される。つまり、放電用抵抗器７は、電圧型ＰＷＭインバータ１がスイッチング動作中にサージ電圧が発生した場合、サージ電圧Ｖ_s1とスイッチング電圧の最大値Ｖ_swmxの差電圧分に相当するエネルギーとコンデンサ６の容量とよって、コンデンサ６の電圧が上昇し、この電圧上昇分のエネルギーが放電用抵抗器７において電力消費されるため、スイッチング出力電圧およびサージ電圧相当のエネルギーを消費する従来のサージ電圧抑制装置に比べて電力消費が低減できる。言い換えれば、従来のサージ電圧抑制装置に比べて放電用抵抗器７を小型化できる。

さらに、サージ電圧抑制装置１０−２と電圧型ＰＷＭインバータ１との間を新たに配線する必要がなく、交流電動機２と電圧型ＰＷＭインバータ１との間の配線距離が長い場合でも配線費用が低減できる。

以上、半導体スイッチング回路として、ＩＧＢＴおよびトランジスタについて説明したが、これらの素子に限定されるものではない。

本発明に係るサージ電圧抑制装置の第１の実施例を示す図である。 第１の実施例に係るサージ電圧抑制装置のＩＧＢＴ駆動回路の実施例の概念図を示す図である。 経過時間に対するサージ電圧Ｖ_S1並びにスイッチング出力電圧Ｖ_swを示す図である。 本発明に係るサージ電圧抑制装置の第２の実施例を示す図である。 従来技術に係るサージ電圧抑制装置を示す図である。 従来技術に係る他のサージ電圧抑制装置を示す図である。

符号の説明

１ 電圧型ＰＷＭインバータ
２ 交流電動機
３ ケーブル
４ 従来のサージ電圧抑制装置
５ ３相ダイオードブリッジ
６ コンデンサ
７ 放電用抵抗器
１０−１ 第１の実施例のサージ電圧抑制装置
１０−２ 第２の実施例のサージ電圧抑制装置
１１，１８ 抵抗分圧回路
１２，１９ 半導体スイッチング回路
１３、１４、２０、２１ 分圧用抵抗器
１５ ＩＧＢＴ駆動回路
１６ ＩＧＢＴ
１７ コンパレータ
２２ ツェナーダイオード
２３ トランジスタ
Ｖ_sw スイッチング出力電圧
Ｖ_s1 サージ電圧
Ｖ_s2 ダイオードブリッジ回路の直流端子間電圧
Ｖ_z ツェナー電圧
Ｖ_y ツェナーダイオードの降伏電圧
Ｖ_SWMX スイッチング出力電圧の最大値

Claims (4)

1. ケーブルを介して３相交流電動機を制御する電圧型ＰＷＭインバータから前記交流電動機に流入するサージ電圧を抑制するサージ電圧抑制装置において、
   前記交流電動機の３相の入力端子に接続される交流端子を有する３相ダイオードブリッジ回路と、
   前記３相ダイオードブリッジ回路の直流端子に並列接続され、サージ・エネルギーを吸収するコンデンサと、
   前記コンデンサに並列接続され、前記サージ・エネルギーを放出する放電用抵抗体と、
   前記放電用抵抗体と前記直流端子とを接続する回路を導通または遮断するスイッチング手段を備え、
   前記サージ電圧が、前記電圧型ＰＷＭインバータのインバータ出力電圧の最大値以上のとき、前記スイッチング手段が前記放電用抵抗体と前記直流端子との間を導通させることを特徴とするサージ電圧抑制装置。
2. 前記スイッチング手段は、
   前記直流端子間に並列接続される複数の分圧用抵抗体からなる抵抗分圧回路と、
   前記抵抗分圧回路に接続された半導体スイッチング回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のサージ電圧抑制装置。
3. 前記半導体スイッチング回路は、
   ＩＧＢＴと、
   前記ＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴ駆動回路とを備え、
   前記３相ダイオードブリッジ回路の直流端子間電圧を前記抵抗分圧回路により分圧した前記ＩＧＢＴ駆動回路の入力電圧が、基準電圧を超えたとき、前記ＩＧＢＴがオン動作することを特徴とする請求項２に記載のサージ電圧抑制装置。
4. 前記半導体スイッチング回路は、
   バイポーラ形トランジスタと、
   前記バイポーラ形トランジスタのゲートに接続されたツェナーダイオードとを備え、
   前記３相ダイオードブリッジ回路の直流端子間電圧を前記抵抗分圧回路により分圧した前記ツェナーダイオードのツェナー電圧が、前記ツェナーダイオードの降伏電圧を超えたとき、前記バイポーラ形トランジスタがオン動作することを特徴とする請求項２に記載のサージ電圧抑制装置。

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