JP2006060537A

JP2006060537A - 伝送システムおよびそれに用いる送信装置

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Publication number: JP2006060537A
Application number: JP2004240522A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Miyashita; 敦宮下; Atsushi Mizuno; 淳水野; Takumi Kajiwara; 巧梶原
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc; Tokyo Broadcasting System Inc TBS
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc; Tokyo Broadcasting System Inc TBS
Priority date: 2004-08-20
Filing date: 2004-08-20
Publication date: 2006-03-02
Anticipated expiration: 2024-08-20
Also published as: JP4457233B2

Abstract

【課題】より僅かな受信電界においても受信アンテナの方向調整を可能とする伝送システムおよびそれに用いる送信装置を提供する。
【解決手段】ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置１２で送信し、受信アンテナ２１でＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置２２でＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、相関演算の結果得られる相関信号に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し受信アンテナの方向調整を行う伝送システムであって、送信装置１２に、ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号を有効シンボル期間の信号より振幅を大きく設定する手段（６１，６２）を装備したことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、ＯＦＤＭ方式と記す）を用いた伝送システムに関し、特に受信アンテナの方向調整に適した伝送システムおよびそれに用いる送信装置に関する。

従来、アナログＦＰＵ(Field Pickup Unit)の受信アンテナの方向を受信レベルが最大になる最良な方向に調整する際は、受信アンテナから出力される受信信号をスペクトラムアナライザに入力し、受信アンテナの方向を、上下左右に微妙に動かしながら、スペクトラムアナライザに鋭いピークとして表示される搬送波のレベルを測定し、ピークレベルが最大になる方向を探索して調整する方法が取られてきた。

ところで近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代テレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。
この内、ＵＨＦ帯の地上デジタル放送の開発動向と方式については、映像情報メディア学会誌１９９８年Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１（非特許文献１）に詳しく記されている。

このＯＦＤＭ方式は、ほぼ、伝送帯域一杯に、一定の周波数間隔で配置された数百本の搬送波を、一定のシンボル周期Ｔｓ’でデジタル変調して伝送する方式である。そのため、ＯＦＤＭ信号の波形はランダム雑音に類似した波形になる。その周波数分布も、図１２に模式的に示す様に、伝送帯域幅全体に平坦に広がる形状になり、伝送帯域の利用効率が極めて高い方式である。しかしそのために、逆に受信アンテナの方向調整が非常に困難になる欠点がある。

ＯＦＤＭ方式では、図１２のように、ほぼ平均電力レベルに等しい平坦な分布になる。しかもＯＦＤＭ方式の伝送システムでは、例えば各搬送波を変調する変調方式としてＢＰＳＫを採用し、符号化率１／２の畳み込み符号を用いて伝送すると、Ｃ／Ｎが約０ｄＢでも受信可能である。この状態では、受信信号のレベルと雑音のレベルがほぼ等しくなるが、受信信号の電力と雑音の電力の和からなる伝送帯域内の信号の電力密度は、図１３のように、その外側の雑音のみの電力レベルに対して３ｄＢ程度高くなる。従って、スペクトラムアナライザを用いる方法でも、最適な方向に受信アンテナを向ければ、何とか伝送信号の存在を確認することができる。

しかし、受信アンテナの方向が大きくずれると、ＯＦＤＭ信号のレベルは、図１４のように雑音の下に完全に埋もれ、目で見てもその存在すら確認できなくなる。送信場所が見える近距離の伝送であれば、感に頼って方向調整を実施することも可能である。しかし伝送距離が数キロを越えると、ＧＰＳ等を利用して、送信場所と受信場所の正確な位置関係を測定しなければ、受信アンテナの方向調整は事実上不可能になる。

これらの欠点を除去し、ＯＦＤＭ方式の受信装置において、Ｃ／Ｎが約０ｄＢ以下になる受信アンテナの方向調整の初期段階でも、受信信号のレベルを検出することができ、受信アンテナの方向調整可能とするため、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装システムにおいて、受信アンテナで受信したＯＦＤＭ信号を、復調装置でＯＦＤＭ信号のガード期間における相関演算を行い、相関演算の結果得られるガード相関信号に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、受信アンテナの方向調整を行うようにした伝送システムの技術が、特開２００３−１１５７８７号公報（特許文献１参照）で提案されている。

図７は従来の伝送システムの構成を示す図である。送信装置１２の送信前処理回路１３ａに入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへの変調等の前処理により、各搬送波の信号を表す周波数分布イメージの信号列に変換され、ＯＦＤＭ変調器のＩＦＦＴ(逆フーリエ変換)回路１３ｂで時間波形を表す信号列に変換される。

ＯＦＤＭ方式は、一定の周波数間隔で配置された数百本の搬送波（キャリア）を、それぞれ一定のシンボル期間Ｔｓ'でデジタル変調して伝送する方式である。ＯＦＤＭ信号への変調には、通常、ポイント数Ｍ(例えば、Ｍ＝２０４８)のＩＦＦＴ(逆フーリエ変換)が用いられる。

そしてＯＦＤＭ変調器のガードインターバル挿入回路１３ｃで、伝送路での遅延波に起因する受信側での符号間干渉の影響を少なくするため、送信されるＯＦＤＭ信号にガードインターバルが付加される。このガードインターバルを挿入された信号は、送信後処理回路１３ｄにおいてさらに直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施された後、送信アンテナ１１から送信される。

送信側から送出されるＯＦＤＭ信号の１シンボルは、図８に模式的に示すように、ＩＦＦＴ回路１３ｂで変調されたところの，ＭポイントのＯＦＤＭ信号からなる有効シンボル期間Ｔｓの信号(Ｂ＋ｂ)と、ガードインターバル挿入回路１３ｃで挿入されたところの，１シンボルの最後のＭｇ(例えばＭｇ＝１２８)ポイント期間Ｔｇ'の信号ｂを有効シンボル期間Ｔｓ前のガードインターバル期間Ｔｇに複写したＭｇポイントのガードインターバル信号ｂ'で構成される。なお、ａとａ'の部分、ｃとｃ'の部分についても同様である。

送信されたＯＦＤＭ伝送信号は、受信アンテナ２１で受信され、ケーブルを通して復調装置２２に送られる。復調装置２２に入力された受信信号は、ダウンコンバータ２３ａ、Ａ／Ｄ変換回路２３ｂでデジタルの複素ベクトル信号に変換された後、伝送された情報符号を復調する信号処理を実施するＦＦＴ(フーリエ変換)回路２３ｃ、伝送路応答等化回路２３ｄ、復調＆復号化回路２３ｅ等からなる本線系の経路に入力されるとともに、別経路にあるガード相関算出回路２４に入力される。

図９は図７のガード相関算出回路２４の回路構成の例を示す図である。ガード相関算出回路２４に入力された複素ベクトル信号Ｚin(ｍ)は２つに分岐され、その一方は遅延回路３１に入力され、図１０（ａ）の下段の信号の様に、有効シンボル期間Ｔｓに相当するサンプリング数Ｍ(例えばＭ＝２０４８)だけ遅延される。ここで、ｍはサンプル点の番号である。図７のＡ／Ｄ変換回路２３ｂでは、送信装置１２のＩＦＦＴ１３ｂで用いられるクロック周波数と同じ周波数のクロックを用いてサンプリングするので、有効シンボル期間Ｔｓのサンプル点数は、ＩＦＦＴ１３ｂのポイント数Ｍに等しくなる。

この有効シンボル期間Ｔｓだけ遅延された信号Ｚin(ｍ−Ｍ)と、遅延前の信号Ｚin(ｍ)は、複素乗算回路３２でサンプル点毎に複素乗算され、
Ｚmul(ｍ)＝Ｚin(ｍ)×Ｚin(ｍ−Ｍ)^＊・・・・・・・・・・・（１）
が算出される。

この複素乗算信号の波形を、図１０（ｂ）に模式的に示す。ここで、同じ信号であるｂとｂ'を乗算する範囲の値は｜ｂ(ｍ)｜²＋ｊ・０となり、図１０の期間４１のように、正の実数値になる。なお、ＯＦＤＭ信号は、ランダム雑音に近い波形であり、その振幅値である｜ｂ(ｍ)｜²の値もランダムに振動する。そのため、正確には、図１０の期間４１のＩ成分(実数成分)のレベルもランダムに振動する。しかし雑音の影響との混同を避けるため、ここでは直線を用いて模式的に示した。

一方、図１０の期間４２の様に、Ｃ×Ｂ等、互いに異なる複素ベクトル信号を乗算する期間の複素乗算信号は、ランダムなままの波形（但し振幅が二乗された波形）になる。図９の複素乗算回路３２から出力された複素ベクトル信号Ｚmul(ｍ)は、相関演算回路３３内のシフトレジスタに順次入力され、下記（２）式に示すように、各サンプル点毎に、シフトレジスタ内のＭｇサンプルの信号の加算演算、
Ｃｇ(ｍ)＝ΣＺmul(ｍ−ｋ) (但し、ｋ＝０〜Ｍｇ−１) ・・・・（２）
を実施し、ガード相関信号Ｃｇとして出力する。

図１０（ｃ）は、このガード相関信号Ｃｇの波形を模式的に示したものである。サンプル点４３では、加算する信号がランダムに変化するＭｇサンプルの信号であるため、互いに打ち消し合いレベルが比較的小さくランダムな信号になる。これに対し、サンプル点４４では加算する信号が全て同じ信号ｂとｂ'同士の乗算値｜ｂ(ｍ)｜²＋ｊ・０になる。そのためＩ成分では、Ｍｇ個の正の実数値が、互いに打ち消し合うことなく全て加算されるようになり、図１０（ｃ）の太い矢印で示す様に、大きな正の実数値の信号になる。また、Ｑ成分では、加算すべき値が全て０に成るため、加算結果も０に成る。

サンプル点４５の様にサンプル点４４から少しずれると、加算する正の実数値の数が減り、代わりに互いに打ち消し合うランダムな信号の数が増加する。そのため、Ｉ成分のレベルは徐々に小さくなる。また、Ｑ成分の値は逆に徐々に増大し、ランダムに振動する信号になる。

そのため、図７，図９のガード相関算出回路２４から出力されるガード相関信号Ｃｇは、図１０（ｃ）の様に、Ｉ成分はシンボル期間の境界点でピークを持つほぼ三角形の波形になり、Ｑ成分は逆に境界点でほぼ０に成る波形になる。なお、以上の説明は、受信装置のＬｏ周波数(局部発振周波数)の同期が引き込まれた場合にのみ成り立つ。受信アンテナの方向調整の初期段階のように同期が確立されていない時は、図１０（ｃ）のＩ成分とＱ成分で構成される複素ベクトル信号は、任意の方向に回転された信号になる。

図７のガード相関算出回路２４から出力されたガード相関信号Ｃｇは、受信信号のレベルを算出するために、受信レベル算出回路２５に入力される。

図１１は、図７の受信レベル算出回路２５の内部回路の例を示した図である。受信レベル算出回路２５に入力されたガード相関信号Ｃｇは、ピーク点検出回路５１に入力され、ここで１シンボル期間Ｔｓ'毎に、ガード相関信号Ｃｇの複素ベクトル信号としての絶対値の、そのシンボル期間内におけるピーク点が検出される。検出されたピーク位置を表すピーク位置信号とガード相関信号Ｃｇは、Ｉ成分絶対値のピーク点値算出回路５２とＱ成分絶対値のピーク点値算出回路５３に入力される。

それぞれのピーク点値算出回路５２，５３で、検出したピーク点における，ガード相関信号ＣｇのＩ成分の絶対値｜ｍａｘＩｃ｜とＱ成分の絶対値｜ｍａｘＱｃ｜を算出した後、ピーク点値加算回路５４でそれらの加算値｜ｍａｘＩｃ｜＋｜ｍａｘＱｃ｜を算出する。これはガード相関信号Ｃｇの複素ベクトル信号としての絶対値の近似値を算出する演算で、正確な絶対値ｍａｘ｜Ｃｇ｜＝√(ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ^*)を算出するのが好ましい。ここで、ｍａｘＣｇはガード相関信号Ｃｇのピーク点における値(複素ベクトル信号)である。

ところで、受信アンテナの方向が最適な方向に向けられているときは、受信信号のレベルが大きく、雑音を無視することができるので、ＯＦＤＭ信号のみからなる信号が得られると近似できる。そのため、ピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、
ｍａｘ｜Ｃｇ｜＝Σ｜ｂ(ｋ)｜^２＝Ｍｇ×｛１／Ｍｇ×Σ｜ｂ(ｋ)｜²｝
(但し、ｋ＝１〜Ｍｇ) ・・・・・・（３）
と近似できるが、Ｍｇが充分大きな値になると、括弧内の式は、ガード相関算出回路２４に入力されるＯＦＤＭ信号の平均電力の算出式に近づく。通常、Ｍｇの値は約１２８サンプルあるいはそれ以上の大きな正数であるため、ガード相関算出回路２４に入力されるＯＦＤＭ信号の平均電力をσ^２とすると、ピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、値Ｍｇ×σ^２に近い値、すなわち平均電力σ^２にほぼ比例した値になる。

一方、受信アンテナの方向が誤った方向に向けられているときは、ＯＦＤＭ信号を殆ど受信できず、極端な場合、ガード相関算出回路２４に入力される信号は、殆ど雑音のみになる。この場合、複素乗算するＺin(ｍ)とＺin(ｍ−Ｍ)の間には相関が無くなるため、Ｚmul(ｍ)は、ガード相関算出回路２４に入力される雑音の電力σｎ²にほぼ等しい実効値を持つ、ランダムな信号になる。そのため、Ｍｇサンプル分のＺmul(ｍ)を加算すると、極性が逆の値同士が打ち消し合い、ガード相関信号Ｃｇ(ｍ)は、ほぼσｎ²×√Ｍｇ程度の実効値を持つランダムな信号になる。

また、受信アンテナの方向調整の途中では、無視できないレベルの雑音が混入したＯＦＤＭ信号がガード相関算出回路２４に入力されるが、この場合に算出されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、入力されるＯＦＤＭ信号成分の電力σ²に比例する値Ｍｇ×σ²を有する信号に、混入している雑音成分の電力σｎ²に比例した実効値σｎ²×√Ｍｇを持つランダムな信号が加算された信号になる。従って、受信信号のＣＮ比がσ／σｎの場合、
ＳＮ比 (Ｍｇ×σ^２)／(σｎ²×√Ｍｇ)＝(σ／σｎ)²×√Ｍｇ
のＯＦＤＭ信号のピーク値が得られる。

例えばガードインターバルの長さＭｇが１２８サンプルの場合、受信信号のＣＮ比が０ｄＢ＝２０・ｌｏｇ(σ／σｎ)であっても、
２０・ｌｏｇ［(σ／σｎ)²×√Ｍｇ］
＝２×２０・ｌｏｇ(σ／σｎ)＋２０・ｌｏｇ(√Ｍｇ)＝２１ｄＢ
の良好なＳＮ比の、ＯＦＤＭ信号のピーク値が得られる。

図１１の平均化回路５５は、得られるピーク値のＳＮ比をさらに上げるために、ピーク点値加算回路５４からシンボル毎に出力されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の平均値を算出する回路である。具体的には、一定数のピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の加算平均を算出する回路またはシンボル毎に入力されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の帯域を制限するＬＰＦ(ローパスフィルタ)を用いれば良い。例えば、６４シンボルのピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の加算平均を算出するだけで、ＳＮ比をさらに、１０・ｌｏｇ(６４)＝１８ｄＢ改善することができる。この平均化の演算には、この他、上記した値｜ｂ(ｍ)｜²のランダムな振動の影響で発生する、ピーク値のランダムな変動を低減する効果も得られる。

ところで、以上の演算で算出されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、ガード相関算出回路２４に入力される信号Ｚinに含まれるＯＦＤＭ信号成分の電力σ²に比例する値であり、必ずしも受信した信号の電力レベルＰｓに比例しない。通常、受信装置では、受信条件で大きく変化する受信信号のレベルをＡＧＣ回路でほぼ一定レベルの信号に変換してから、各種の信号処理を実施する。ガード相関算出回路２４に入力される信号Ｚinの電力も、常にほぼ一定に保たれる。

従って、受信されるＯＦＤＭ信号のレベルが大きい時は、ガード相関算出回路２４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルσ²がほぼ一定になるように制御されてしまい、受信レベル算出回路２５で算出されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の大きさも、ほぼ一定になる。そのため通常は、算出したピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜から、受信されたＯＦＤＭ信号の正確な電力レベルＰｓを検出することはできない。しかし、実際にＡＧＣ回路で制御される信号は、受信された電力レベルＰｓのＯＦＤＭ信号と混入された電力レベルＰｎの雑音からなる信号全体の電力レベルＰtot＝Ｐｓ＋Ｐｎである。そのため、ガード相関算出回路２４に入力される信号Ｚinに含まれるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、正確には、
σ²＝Ｐｓ／Ｐtot＝(Ｐｓ／Ｐｎ)×１／(Ｐｓ／Ｐｎ＋１) となる。

一方、受信アンテナの方向調整において、受信信号のレベルの検出が最も重要になるのは、受信アンテナの方向がずれ、受信されるＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓが減少し、受信装置のヘッドＡＭＰで発生する雑音の電力レベルＰｎの方が大きくなった時である。このように、ＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓより雑音の電力レベルＰｎの方が充分大きくなると、Ｐｓ／Ｐｎ＋１≒１の近似が成り立つ様になり、ガード相関算出回路２４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、σ²≒Ｐｓ／Ｐｎと近似できるようになる。ここで、ヘッドＡＭＰで発生する雑音の電力レベルＰｎは、受信装置の回路の性能で決まる一定値なので、結局、ガード相関算出回路２４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルσ²は、受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓにほぼ比例した値になる。

従って、受信レベル算出回路２５で算出したピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜も、受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓにほぼ比例した値になり、そのレベルを検出することができる。しかも、上記した様に、ピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、約２１ｄＢ＋１８ｄＢ＝３９ｄＢもの高ＳＮ比の値である。そのため、受信アンテナの方向が誤った方向に向けられ、受信されるＯＦＤＭ信号の電力レベルが、図１４の様に雑音レベルよりさらに低下しても、その信号の存在だけでなく、そのレベル変化をも検出することができる。

そこで、受信レベル算出回路２５からは、このようにして算出され平均化されたピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜を、受信レベル信号として出力する。受信レベル算出回路２５から出力された受信レベル信号は方向調整信号発生回路２６に入力され、受信アンテナ２１の調整に適した信号に変換され、受信レベルを表示するメータを用い受信レベルを測定しながら受信アンテナの方向を調整する場合は、受信レベルに応じた明るさ、色または表示バーの長さ等のメータ表示値を制御する信号を、方向調整信号として出力するようにする。

このように、図７のＯＦＤＭ方式の復調装置を用いると、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が０ｄＢ以下になり、スペクトラムアナライザを用いる方法では、ＯＦＤＭ信号の存在すら検出できないような受信アンテナの方向調整の初期段階においても、ＯＦＤＭ信号の存在を検出できるようになるだけでなく、受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルとその変化量を、高ＳＮ比で測定することができるようになる。そのため、受信アンテナの方向を変えながら、受信されるＯＦＤＭ信号レベルが最大になる方向を探すことができるようになり、算出した受信レベル信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができる。

特開２００３−１１５７８７号公報映像情報メディア学会誌１９９８年Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１

受信アンテナの方向調整をする初期段階においては、受信アンテナの方向が最適な方向からずれているため、受信信号のレベルが低くなり、受信アンテナの方向が最適な方向から大きくずれていると、受信信号のレベルが非常に低くなる。そのため、受信アンテナはより僅かな受信電界においても、反応があることが望まれる。

本発明の目的は、より僅かな受信電界においても受信アンテナの方向調整を可能とする伝送システムおよびそれに用いる送信装置を提供することにある。

本発明は上記目的を達成するため、ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置で送信し、受信アンテナで前記ＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置で前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる相関信号に基づき前記受信アンテナの方向調整用信号を生成し前記受信アンテナの方向調整を行う伝送システムであって、前記送信装置に、前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号を有効シンボル期間の信号より振幅を大きく設定する手段を装備したことを特徴とする伝送システムである。

また、本発明は、ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置で送信し、受信アンテナで前記ＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置で前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる相関信号に基づき前記受信アンテナの方向調整用信号を生成し前記受信アンテナの方向調整を行う伝送システムであって、前記送信装置に、前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間中の前記ガードインターバル期間の作成に用いた期間の信号とをこれら以外の期間の信号より振幅を大きく設定する手段を装備したことを特徴とする伝送システムである。

また、本発明は、ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置で送信し、受信アンテナで前記ＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置で前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる相関信号に基づき前記受信アンテナの方向調整用信号を生成し前記受信アンテナの方向調整を行う伝送システムにおける前記送信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号を有効シンボル期間の信号より振幅を大きく設定する手段を装備したことを特徴とする送信装置である。

また、本発明は、ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置で送信し、受信アンテナで前記ＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置で前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる相関信号に基づき前記受信アンテナの方向調整用信号を生成し前記受信アンテナの方向調整を行う伝送システムにおける前記送信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間中の前記ガードインターバル期間の作成に用いた期間の信号とをこれら以外の期間の信号より振幅を大きく設定する手段を装備したことを特徴とする送信装置である。

本発明によれば、より僅かな受信電界においても受信アンテナの方向調整を可能とする伝送システムおよびそれに用いる送信装置を得ることができる。

本発明に係る実施の形態について、以下、図を用いて説明する。

図１は本発明による伝送システムにおける実施の形態の構成を示す図である。図２は図１の主要部であるＯＦＤＭ変調器と振幅変換部の構成を示す図である。図３は図２における振幅変調部の内部回路を示す図である。図４は本発明によるＯＦＤＭ信号の一例を説明する図である。図５は本発明によるＯＦＤＭ信号の他の例を説明する図である。

図１において、図７の従来の構成と同一個所に同一符号を付けた。送信装置１２の送信前処理回路１３ａに入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへの変調等の前処理により、各搬送波の信号を表す周波数分布イメージの信号列に変換され、ＯＦＤＭ変調器６１に入力される。

ＯＦＤＭ変調器６１に入力された周波数分布イメージの信号列は内蔵するＩＦＦＴ回路により時間波形を示す信号列に変換され、且つ内蔵するガードインターバル挿入回路により、１シンボルが、図４（ａ），図５（ａ）に示すような、ＯＦＤＭ信号からなる有効シンボル期間Ｔｓの信号(Ｂ＋ｂ)と、有効シンボル期間Ｔｓ中の最後の期間Ｔｇ'の信号ｂを有効シンボル期間Ｔｓ前のガードインターバル期間Ｔｇに複写したガードインターバル信号ｂ'とからなる振幅一定の信号列として出力される。またＯＦＤＭ変調器６１から、図４（ｂ），図５（ｂ）に示すように、シンボル周期のタイミングを示す時刻ｔｎ０（ｎ＝０，１，…）毎にレベルＨとなるシンボルタイミング信号が出力される。

ＯＦＤＭ変調器６１から出力された振幅一定のＯＦＤＭ信号は、図１，図２に示す振幅変換部６２に入力されるとともに、ＯＦＤＭ変調器６１から出力されたシンボルタイミング信号も図１，図２に示す振幅変換部６２に入力される。

図１，図２に示す振幅変換部６２は、図３に示すように、乗算器６２−１と制御部６２−２からなり、ＯＦＤＭ変調器６１から出力された振幅一定のＯＦＤＭ信号は乗算器６２−１に入力され、ＯＦＤＭ変調器６１から出力されたシンボルタイミング信号は制御部６２−２に入力される。

制御部６２−２は、図４（ｃ−１）で示す振幅制御信号、または図５（ｃ−２）で示す振幅制御信号を生成して出力する。図４（ｃ−１）で示す振幅制御信号は、ガードインターバル期間Ｔｇであるｔｎ０〜ｔｎ１（ｎ＝０，１，…）の期間をレベルＨ、有効シンボル期間Ｔｓであるｔｎ１〜ｔ（ｎ＋１）０の期間をレベルＬとする信号である。図５（ｃ−２）で示す振幅制御信号は、ガードインターバル期間Ｔｇであるｔｎ０〜ｔｎ１の期間をレベルＨ、有効シンボル期間Ｔｓ中でガードインターバル期間Ｔｇと関係ない期間Ｔｓ'をレベルＬ、有効シンボル期間Ｔｓ中でガードインターバル期間Ｔｇの信号の作成に用いた期間Ｔｇ'をレベルＨとする信号である。

乗算器６２−１は、振幅一定のＯＦＤＭ信号を、図４（ｃ−１）で示す振幅制御信号または図５（ｃ−２）で示す振幅制御信号により振幅を可変する。

振幅制御信号が図４（ｃ−１）の場合、乗算器６２−１は、振幅一定のＯＦＤＭ信号を、図４（ｄ−１）に示すように、相関処理の対象であるガードインターバル期間Ｔｇの信号ｂ'の振幅を増大し、この代わりに、有効シンボル期間Ｔｓの信号(Ｂ＋ｂ)の振幅を減衰することで、トータルの送信パワーを同じにする。

具体的には、乗算器６２−１は、振幅制御信号のレベルＨの時にＯＦＤＭ信号の振幅をＡ倍とし、振幅制御信号のレベルＬの時にＯＦＤＭ信号の振幅をＢ倍とし、且つ
Ａ（ｔｎ０〜ｔｎ１）＋Ｂ（ｔｎ１〜ｔ（ｎ＋１）０）＝１
とする。

一方、振幅制御信号が図５（ｃ−２の場合、乗算器６２−１は、振幅一定のＯＦＤＭ信号を、図５（ｄ−２）に示すように、相関処理の対象であるガードインターバル期間Ｔｇの信号ｂ'の振幅と、有効シンボル期間Ｔｓ中でガードインターバル期間Ｔｇの信号の作成に用いた期間Ｔｇ'の信号ｂの振幅とを増大し、この代わりに、有効シンボル期間Ｔｓ中のガードインターバル期間とＴｇと関係のない期間Ｔｓ'の信号Ｂの振幅を減衰することで、トータルの送信パワーを同じにする。

具体的には、乗算器６２−１は、振幅制御信号のレベルＨの時にＯＦＤＭ信号の振幅をＡ倍とし、振幅制御信号のレベルＬの時にＯＦＤＭ信号の振幅をＣ倍とし、且つ
Ａ（ｔｎ０〜ｔｎ１）＋Ｃ（ｔｎ１〜ｔｎ２）＋Ａ（ｔｎ２〜ｔ（ｎ＋１）０）＝１
とする。

振幅変換部６２で振幅制限された図４（ｄ−１）または図５（ｄ−２）のＯＦＤＭ信号は、図１の送信後処理回路１３ｄにおいてさらに直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施された後、送信アンテナ１１から送信される。

乗算器６２−１における，全体が１となる比率配分は、本実施の形態では、振幅変換部６２で実施しているが、その後の送信後処理回路１３ｄで行っても良い。

また、振幅制御の無い状態を、１以下としておき、上記振幅制御をおこなっている際の、総和をジャスト１とする設定としても良い。またさらには、振幅制御の無い状態を、１としておき、上記振幅制御をおこなっている際の、総和を１＋αとする設定としても良い。

今までのＯＦＤＭ信号は、ガードインターバルの信号が１つのシンボル期間の一部分（有効シンボル期間の時間軸上の片側）に配置された例を示したが、ガードインターバルの信号が、有効シンボルの時間軸上の両側に配置されたＯＦＤＭ信号であっても良い。

図６は図４のＯＦＤＭ信号の場合のシミュレーション結果を示す図である。このシミュレーションは、図４において、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間Ｔｓの信号(Ｂ＋ｂ)の振幅を固定として１とし、相関処理の対象であるガードインターバル期間Ｔｇの信号ｂ'の振幅Ｇを、Ｇ＝１からＧ＝６．０までＧ＝０．５づつ増大させ、その各々の振幅Ｇにおいて、Ｃ／Ｎ（信号／雑音）を可変した場合の電界強度を示す特性図である。振幅Ｇが大きくなるにつれて、Ｃ／Ｎ（信号／雑音）を可変した場合の電界強度特性の変化が大きくなっている。したがって本実施の形態によれば、より僅かな受信電界においても受信アンテナの方向調整を可能とする伝送システムおよびそれに用いる送信装置を得ることができる。

このＯＦＤＭ信号を、図４（ｄ−１）ではなく図５（ｄ−２）に示すように、相関処理の対象であるガードインターバル期間Ｔｇの信号ｂ'の振幅と、有効シンボル期間Ｔｓ中でガードインターバル期間Ｔｇの信号の作成に用いた期間Ｔｇ'の信号ｂの振幅とを増大させれば、振幅Ｇが大きくなるにつれて、Ｃ／Ｎ（信号／雑音）を可変した場合の電界強度特性の変化がさらに大きくなる。したがって本実施の形態によれば、さらにより僅かな受信電界においても受信アンテナの方向調整を可能とする伝送システムおよびそれに用いる送信装置を得ることができる。

本発明による伝送システムにおける実施の形態の構成を示す図である。図１の主要部であるＯＦＤＭ変調器と振幅変換部の構成を示す図である。図２における振幅変調部の内部回路を示す図である。本発明によるＯＦＤＭ信号の一例を説明する図である。本発明によるＯＦＤＭ信号の他の例を説明する図である。図４のＯＦＤＭ信号の場合のシミュレーション結果を示す図である。従来の伝送システムの構成を示す図である。送信されるＯＦＤＭ信号の構成の説明を示す図である。図７のガード相関算出回路の回路構成の例を示す図である。図７のガード相関算出回路で実施する演算を説明する図である。図７の受信レベル算出回路の内部回路の例を示した図である。ＯＦＤＭ信号の周波数分布を説明する図である。ＯＦＤＭ信号を受信している時の周波数分布を説明する図である。受信アンテナの方向調整時の周波数分布を説明する図である。

符号の説明

１１：送信アンテナ、１２：送信装置、１３a：送信前処理回路、１３ｂ：ＩＦＦＴ回路、１３ｃ：ガードインターバル挿入回路、１３ｄ：送信後処理回路、２１：受信アンテナ、２２：復調装置、２３a：ダウンコンバータ、２３ｂ：Ａ／Ｄ変換回路、２３ｃ：ＦＦＴ回路、２３ｄ：伝送路応答等化回路、２３ｅ：復調＆復号化回路、２４：ガード相関算出回路、２５：受信レベル算出回路、２６：方向調整信号発生回路、３１：遅延回路、３２：複素乗算回路、３３：相関演算回路、５１：ピーク点検出回路、５２：Ｉ成分絶対値のピーク点値算出回路、５３：Ｑ成分絶対値のピーク点値算出回路、５４：ピーク点値加算回路、５５：平均化回路、６１：ＯＦＤＭ変調器、６２：振幅変換部、６２−１：乗算器、６２−２：制御部。

Claims

ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置で送信し、受信アンテナで前記ＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置で前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる相関信号に基づき前記受信アンテナの方向調整用信号を生成し前記受信アンテナの方向調整を行う伝送システムであって、前記送信装置に、前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号を有効シンボル期間の信号より振幅を大きく設定する手段を装備したことを特徴とする伝送システム。
ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置で送信し、受信アンテナで前記ＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置で前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる相関信号に基づき前記受信アンテナの方向調整用信号を生成し前記受信アンテナの方向調整を行う伝送システムであって、前記送信装置に、前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間中の前記ガードインターバル期間の作成に用いた期間の信号とをこれら以外の期間の信号より振幅を大きく設定する手段を装備したことを特徴とする伝送システム。
ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置で送信し、受信アンテナで前記ＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置で前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる相関信号に基づき前記受信アンテナの方向調整用信号を生成し前記受信アンテナの方向調整を行う伝送システムにおける前記送信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号を有効シンボル期間の信号より振幅を大きく設定する手段を装備したことを特徴とする送信装置。
ガードインターバル期間を含んだＯＦＤＭ信号を送信装置で送信し、受信アンテナで前記ＯＦＤＭ信号を受信し、復調装置で前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる相関信号に基づき前記受信アンテナの方向調整用信号を生成し前記受信アンテナの方向調整を行う伝送システムにおける前記送信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間中の前記ガードインターバル期間の作成に用いた期間の信号とをこれら以外の期間の信号より振幅を大きく設定する手段を装備したことを特徴とする送信装置。