JP2006042462A - パワースイッチとこれを用いたスイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】電力損失が大きかった。
【解決手段】 高周波信号が誘導されるコイル２４と、このコイル２４の一方に接続された抵抗２５と、この抵抗２５に接続されたトランジスタ２６と、このトランジスタ２６のゲート端子とソース端子との間に接続されたダイオード２７と、このダイオード２７に接続されたトランジスタ２８と、このトランジスタ２８のドレイン端子に接続された入力端子２９と、コイル２４の他方とトランジスタ２６のドレイン端子とトランジスタ２８のソース端子とに接続された出力端子３０とを備え、トランジスタ２８のゲートとソース間の浮遊容量３２は、トランジスタ２６のゲートとソース間の浮遊容量３３より大きなトランジスタを用いたものである。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高周波信号でオン・オフ制御するパワースイッチとこれを用いたスイッチング電源に関するものである。

以下、従来のパワースイッチについて説明する。従来のパワースイッチは図７に示すような構成であった。即ち、図７において、１は略３００ＫＨｚの矩形波信号（高周波信号の一例として用いた）を出力する発振器である。この発振器１の出力はトランス２の１次側コイル３に接続されている。

また、このトランス２の２次側コイル４の一方の端４ａは抵抗５を介してＮチャンネルＭＯＳ型トランジスタ６のゲート端子６ａに接続されており、このトランジスタ６のドレイン端子６ｂは入力端子７に接続されている。また、このトランジスタ６のソース端子６ｃは２次側コイル４の他方の端４ｂに接続されるとともに出力端子８にも接続されていた。なお、９はトランジスタ６のゲートとソース間に形成される浮遊容量である。

以上のように構成されたパワースイッチについて、以下にその動作を説明する。発振器１から出力される矩形波信号はトランス２の２次側コイル４に誘導される。この信号波形を図８（ａ）に示す。図８（ａ）において、１１はトランス２の２次側コイル４に電磁誘導された矩形波信号である。この矩形波信号１１は、その電圧が約３０Ｖであって、周波数が約３００ＫＨｚである。

この矩形波信号１１は正の半サイクルにおいて、抵抗５を介してトランジスタ６のゲート端子６ａに供給される。そうすると、このトランジスタ６はオンしてドレイン端子６ｂとソース端子６ｃ間が導通状態になる。即ち、入力端子７と出力端子８とが導通する。また、この正の半サイクルにおいて、矩形波信号１１はゲート端子６ａに供給されるともに、浮遊容量９を充電する。

次に負の半サイクルにおいて、浮遊容量６に充電された電荷は抵抗５を介して放電される。そうすると、このトランジスタ６はオフしてドレイン端子６ｂとソース端子６ｃ間が高抵抗状態になる。即ち、入力端子７と出力端子８とが開放される。

図８（ｂ）は、トランジスタ６のゲート端子６ａにおける矩形波信号１１ａの信号波形を示している。即ち、矩形波信号１１ａは浮遊容量９を充電するため、正の半サイクルにおける立ち上がりでは１２に示すような曲線になる。また、正の半サイクルにおける立下りでは浮遊容量９に充電された電荷が抵抗５を介して放電するため１３に示すような曲線になる。

このようにして、トランジスタ６のゲート端子６ａに供給される矩形波信号１１ａにより、トランジスタ６がオン・オフし、入力端子７と出力端子８との間が導通或いは開放される。

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開昭５６−１２１２６号公報

しかしながらこのような従来のパワースイッチでは、トランジスタ６のゲートとソース間の浮遊容量９に充電された電荷が抵抗５を介して放電される。この放電により抵抗５で消費される電力が損失となる。図８（ｂ）における斜線部分１４がこの損失に該当する。この抵抗５で消費される電力は、浮遊容量９と、矩形波信号１１の周波数と、電圧の二乗の積に比例する。即ち、電力損失は電圧の二乗に比例する。従って、この電力損失を如何に下げるかが重要な問題となる。

そこで本発明はこの問題を解決したもので、電力損失の少ないパワースイッチを提供することを目的としたものである。

この目的を達成するために本発明のパワースイッチは、高周波信号が誘導されるコイルと、このコイルの一方の端がその一端側に接続された抵抗と、この抵抗の他端側がゲート端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳ型の第１のトランジスタと、この第１のトランジスタのゲート端子とソース端子との間に接続されるとともに前記ゲート端子側をアノード側としたダイオードと、このダイオードのカソード側がゲート端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳ型の第２のトランジスタと、この第２のトランジスタのドレイン端子に接続された入力端子と、前記コイルの他方の端子と前記第１のトランジスタのドレイン端子と前記第２のトランジスタのソース端子とに接続された出力端子とを備え、前記第２のトランジスタのゲートとソース間の浮遊容量は、前記第１のトランジスタのゲートとソース間の浮遊容量より大きなトランジスタを用いたものである。これにより、初期の目的を達成することができる。

以上のように本発明は、高周波信号が誘導されるコイルと、このコイルの一方の端がその一端側に接続された抵抗と、この抵抗の他端側がゲート端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳ型の第１のトランジスタと、この第１のトランジスタのゲート端子とソース端子との間に接続されるとともに前記ゲート端子側をアノード側としたダイオードと、このダイオードのカソード側がゲート端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳ型の第２のトランジスタと、この第２のトランジスタのドレイン端子に接続された入力端子と、前記コイルの他方の端子と前記第１のトランジスタのドレイン端子と前記第２のトランジスタのソース端子とに接続された出力端子とを備え、前記第２のトランジスタのゲートとソース間の浮遊容量は、前記第１のトランジスタのゲートとソース間の浮遊容量より大きなトランジスタを用いたものである。

従って、抵抗の他端側と第２のトランジスタのゲート端子との間にダイオードが挿入されているので、コイルに誘導された高周波信号は半波整流されることになる。このことにより、第２のトランジスタのゲート端子に加わる電圧は略半分になる。従って、電力損失は略４分の１になる。

ここで、第１のトランジスタのゲートとソース間の浮遊容量は、第２のトランジスタのゲートとソース間の浮遊容量より小さいので、この第１のトランジスタの浮遊容量に充電された電荷の放電による電力損失は小さい。

また、電荷の放電時においては、第１のトランジスタはオンとなるので、この第１のトランジスタのソース端子とドレイン端子間は導通状態となり、抵抗負荷に比べて放電時間が短く電力損失は少なくなる。更に、電力損失が少なくなるので、発熱も小さくなる。

（実施例１）
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。図１は、本発明の実施例１におけるパワースイッチの回路図である。図１において、２１は略３００ＫＨｚの矩形波（高周波信号の一例として用いた。なお、これは正弦波信号や鋸歯状波信号であっても良い。）を出力する発振器である。この発振器２１の出力はトランス２２の１次側コイル２３に接続されている。

また、このトランス２２の２次側コイル２４の一方の端２４ａは、約１００オームの抵抗２５（この抵抗は、３０オームから１Ｋオーム程度の抵抗を使用することができる。）を介して、ＰチャンネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ２６のゲート端子２６ａに接続されている。このトランジスタ２６のソース端子２６ｃとゲート端子２６ａとの間にはダイオード２７が接続されている。このダイオード２７のアノード側２７ａはゲート端子２６ａに接続されており、カソード側２７ｂはソース端子２６ｃに接続されている。また、このトランジスタ２６のドレイン端子２６ｂは、２次側コイル２４の他方の端２４ｂに接続される。

そして、このダイオード２７のカソード側２７ｂは、ＮチャンネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ２８のゲート端子２８ａに接続されており、このトランジスタ２８のドレイン端子２８ｂは入力端子２９に接続されている。また、このトランジスタ２８のソース端子２８ｃは２次側コイル２４の他方の端２４ｂに接続されるとともに出力端子３０にも接続されている。

また、トランジスタ２６のソース端子２６ｃとドレイン端子２６ｂとの間には保護用のダイオード３１が接続されている。このダイオード３１のカソード側３１ｂはトランジスタ２６のソース端子２６ｃに接続されており、アノード側３１ａはドレイン端子２６ｂに接続されている。

なお、３２はトランジスタ２８のゲートとソース間に形成される浮遊容量であり、略１００００ｐＦの静電容量を有している。また、トランジスタ２６のゲートとソース間にも浮遊容量３３が形成されているが、この浮遊容量は１０００ｐＦ以下の小さいものを用いている。

以上のように構成されたパワースイッチについて、以下にその動作を説明する。発振器２１から出力される矩形波信号はトランス２２の２次側コイル２４に誘導される。この信号波形を図２（ａ）に示す。図２（ａ）において、３５はトランス２２の２次側コイル２４に電磁誘導された矩形波信号である。この矩形波信号３５は、その電圧（ピーク間電圧）が約３０Ｖであって、周波数が約３００ＫＨｚである。３８は、０Ｖラインである。縦軸３９は電圧レベルであり、横軸４０は時間である。

この矩形波信号３５は正の半サイクルにおいて、抵抗２５とダイオード２７を介してトランジスタ２８のゲート端子２８ａに供給される。そうすると、このトランジスタ２８はオンしてドレイン端子２８ｂとソース端子２８ｃ間が導通状態になる。即ち、入力端子２９と出力端子３０とが導通する。また、この正の半サイクルにおいて、矩形波信号３５は、ダイオード２７で半波整流されて図２（ｂ）に示すように、電圧の値が矩形波信号３５の略半分の信号３６になる。

この信号３６がトランジスタ２８のゲート端子２８ａに加わると、トランジスタ２８のゲートとドレイン間の浮遊容量３２に充電される。この信号は、その立ち上がりにおいては浮遊容量３２により鈍って図２（ｃ）に示す立ち上がり部３７ａを有する信号３７になる。即ち、立ち上がり部３７ａが鈍った波形になる。この信号３７によりトランジスタ２８はオン状態になり、ドレイン端子２８ｂとソース端子２８ｃ間が導通状態となる。即ち、入力端子２９と出力端子３０との間が導通状態になる。

次に負の半サイクルにおいて、浮遊容量３２に充電された電荷は、トランジスタ２６のソース端子２６ｃとドレイン端子２６ｂが導通状態になるので、このトランジスタ２６を介して低抵抗（数ミリオーム）で直接放電される。即ち、立下り部３７ｂのように急峻にオフされる。従って放電速度は従来に比べて格段に速くなる。この立下り部３７ｂによりトランジスタ２８はオフ状態になり、ドレイン端子２８ｂとソース端子２８ｃ間が開放状態となる。即ち、入力端子２９と出力端子３０との間が開放状態になる。

なお、トランジスタ２６のゲートとドレイン間にも浮遊容量３３が存在し、この浮遊容量３３に充電された電荷は抵抗２５を介して放電される、しかし、浮遊容量３３の両端にダイオード２７が順方向に挿入されているので、その電圧は極めて小さく浮遊容量３３に充電される電荷は極端に少ない。また、このトランジスタ２６の浮遊容量３３はトランジスタ２８の浮遊容量３２の１０分の１以下のものを使用している。従って、結論としてトランジスタ２６の浮遊容量３３による電力損失は無視することができる。

ここで、このパワースイッチにおいて、コイル２４とトランジスタ２６のゲート端子２６ａとの間の距離より、トランジスタ２６のソース端子２６ｃとトランジスタ２８のゲート端子２８ａとの間の距離を短くしておくことが重要である。これは、浮遊容量３２の放電経路に有害なインダクタンス等を生じさせないためである。

なお、トランジスタ２６のソース端子２６ｃとドレイン端子２６ｂとの間にはダイオード３１を挿入してトランジスタ２６を保護している。

以上説明したように本実施例においては、抵抗２５の他端側とトランジスタ２８のゲート端子２８ａとの間にダイオード２７が挿入されているので、コイル２４に誘導された矩形波信号は半波整流されることになる。このことにより、トランジスタ２８のゲート端子２８ａに加わる電圧は略半分になる。ここで、トランジスタ２８のゲートとソース間の浮遊容量３２に充電された電荷の放電による電力損失は電圧の二乗に比例するので、電圧が半分になると電力損失は４分の１になる。なお、ここでトランジスタ２６、２８のオン・オフによる電力損失は、浮遊容量と周波数と電圧の二乗の積となる。本実施の形態において、電力損失はトランジスタ２８が支配的となり、トランジスタ２６による電力損失は無視することができる。

また、浮遊容量３２に充電された電荷の放電時において、トランジスタ２６がオンとなるので、このトランジスタ２６のソース端子２６ｃとドレイン端子２６ｂ間は導通状態となり、抵抗負荷に比べて放電時間が短く電力損失は少なくなる。また、電力損失が少なくなるので、発熱も小さくなる。

（実施例２）
以下、実施例２について説明する。実施例２は実施例１で述べたパワースイッチを２個直列に接続したスイッチング電源であり、図３はその回路図である。図３において、４１は実施の形態１で述べたパワースイッチであり、各部品には添え字ｄを付している。また、４２も実施の形態１で述べたパワースイッチであり、各部品には添え字ｅを付してパワースイッチ４１と４２とを区別している。

以上のように区別されたパワースイッチ４１の出力端子３０ｄとパワースイッチ４２の入力端子２９ｅとが接続され、その接続点４３からコンデンサ４４を介して電源トランス４５の１次側のコイル４５ａの一方の端に接続されている。

また、このコイル４５ａの他方の端は、パワースイッチ４２の出力端子３０ｅに接続されるとともにグランド側の電源入力端子４６にも接続されている。４７は高圧側の電源入力端子であり、パワースイッチ４１の入力端子２９ｄに接続されている。この電源端子４７、４６の間には約４５０Ｖの直流電源が加えられている。４８は電源端子４６，４７間に接続されたコンデンサである。

電源トランス４５の２次側コイル４５ｂの一方の端は整流ダイオード４９を介してプラス側の出力端子５０に接続されている。また、電源トランス４５の２次側コイル４５ｂの他方の端も整流ダイオード５１を介して出力端子５０に接続されている。この整流ダイオード４９，５１は共にアノード側が２次側コイル４５ｂ側としている。

電源トランス４５の中点４５ｃはグランド側の出力端子５２に直接接続されている。５３は出力端子５０，５２間に接続された平滑用のコンデンサである。

ここで、実施例１で説明した各素子については添え字ｄ、ｅを付して対応させており、その接続や働きは実施例１と同じである。即ち、コイル２４に対応してコイル２４ｄ、２４ｅ、抵抗２５に対応して抵抗２５ｄ，２５ｅ，トランジスタ２６、２８に対応してトランジスタ２６ｄ、２６ｅ、２８ｄ、２８ｅ、ダイオード２７，３１に対応してダイオード２７ｄ、２７ｅ、３１ｄ、３１ｅ、入力端子２９に対応して入力端子２９ｄ、２９ｅ、出力端子３０に対応して出力端子３０ｄ、３０ｅとしている。

以上のように構成されたスイッチング電源について、以下にその動作を説明する。発振器２１から出力される約３００ＫＨｚ（３０ＫＨｚ〜１ＭＨｚであれば良い）の矩形波信号（正弦波信号或いは鋸歯状波信号であっても良い）は、トランス２２で約３０Ｖ（１０Ｖ〜５０Ｖ程度の信号であってトランジスタ２８ｄ、２８ｅをオンできる電圧）の信号に変換される。この３０Ｖに変換された信号はお互いに逆相の信号として、パワースイッチ４１、４２のオン・オフを制御する。即ち、この信号が正相のときは、パワースイッチ４１がオンとなり、パワースイッチ４２がオフとなる。逆にこの信号が逆相のときは、パワースイッチ４１がオフとなり、パワースイッチ４２がオンとなる。

従って、約４５０Ｖの直流電圧が加えられたパワースイッチ４１，４２が前記矩形波信号で交互にオン・オフされる。そうすると電源トランス４５の１次側コイル４５ａにこの３００ＫＨｚで４５０Ｖの矩形波信号がコンデンサ４４を介して加わり、次の半サイクルでこのコンデンサ４４に充電された電荷が放電される。このことにより２次側コイル４５ｂに１次側コイル４５ａに加わった電圧が電磁誘導される。この２次側コイル４５ｂに誘起する電圧は、１次コイル４５ａと２次コイル４５ｂの巻数比に正比例して決定される。本実施の形態では、２次側コイル４５ｂに５００Ｖの電圧が誘起するようにしている。

そして、この２次側コイル４５ｂに誘起した電圧はダイオード４９と５１で全波整流されて出力端子５０、５２に出力されるものである。なお、この全波整流された出力波形をコンデンサ５３で平滑して、高品質の直流にしている。

以上のように、本実施例においては、電源トランスの１次側コイル４５ａを本発明のパワースイッチ４１，４２を用いてスイッチングしているので、従来のスイッチング電源と比べて電力損失が少ない。また、発熱も少なくなる。

（実施例３）
図４は、実施例３におけるスイッチング電源の回路図である。図４において実施例１，２と同じものについては同一番号を付して説明を簡略化している。実施例３は電源トランス４５の１次側コイル４５ａのスイッチングを４個のパワースイッチ４１ａ、４２ａ、４１ｂ、４２ｂをいわゆる「Ｈ」型に接続したものである。

即ち、電源端子４７と電源端子４６との間にこの順に直列接続されたパワースイッチ４１ａとパワースイッチ４２ａとの第１の直列接続体と、この第１の直列接続体と並列に接続されたパワースイッチ４１ｂとパワースイッチ４２ｂとがこの順に接続された第２の直列接続体とを設け、前記パワースイッチ４１ａとパワースイッチ４２ａの接続点と、前記パワースイッチ４１ｂとパワースイッチ４２ｂの接続点との間に電源トランス４５の１次コイル４５ａを接続したものである。

そして、発振器２１から出力される矩形波信号を２次側コイル２４ｄから取り出し、この信号でパワースイッチ４１ａとパワースイッチ４２ｂのオン・オフを制御するとともに、発振器２１から出力される矩形波信号をコイル２４ｅ（コイル２４ｄと比べて逆相）から取り出し、この信号でパワースイッチ４１ｂとパワースイッチ４２ａのオン・オフを制御するものである。

このスイッチング電源の動作は、コイル２４ｄからの出力が正の半サイクルのとき（コイル２４ｅは負の半サイクル）、パワースイッチ４１ａとパワースイッチ４２ｂがオンとなる。従って、電流は電源端子４７からパワースイッチ４１ａを通って、矢印５５に示すように電源トランス４５の１次側コイル４５ａを正方向に通り、次にパワースイッチ４２ｂを介して電源端子４６へと流れる。

次に、コイル２４ｅからの出力が正の半サイクルのとき（コイル２４ｄは負の半サイクル）、パワースイッチ４１ｂとパワースイッチ４２ａがオンとなる。従って、電流は電源端子４７からパワースイッチ４１ｂを通って、矢印５６に示すように電源トランス４５の１次側コイル４５ａを逆方向に通り、次にパワースイッチ４２ａを介して電源端子４６へと流れる。

このようにして、電源トランス４５の１次側コイル４５ａには、発振器２１と同じ周波数で交互に逆方向の電流が流れることになる。このようにして交互に生じた電源は２次側コイル４５ｂに電磁誘導される。そして、実施例２と同様整流ダイオード４９，５１で整流されるとともにコンデンサ５３で平滑されて直流となる。そして、出力端子５０，５２から出力される。

以上のように、電源トランス４５の１次側コイル４５ａを本発明のパワースイッチ４１ａ，４２ｂ、４１ｂ、４２ａを用いてスイッチングしているので、従来のスイッチング電源と比べて電力損失が少ない。また、発熱も小さくなる。また、実施例２と比べてコンデンサ４４を省略することができる。

（実施例４）
図５は、実施例４におけるスイッチング電源の回路図である。図５において実施例１，２と同じものについては同一番号を付して説明を簡略化している。実施例４は実施例２における整流ダイオード４９，５１を本発明のパワースイッチ６１、６２で置き換えたものである。従って、トランジスタ２８のドレイン端子とソース端子との間の抵抗は小さい（数ミリオーム）ので、整流ダイオード４９，５１に比べて電圧降下は少なく、損失も少なくなる。従って発熱も小さくなるという特徴を有するものである。

図５において、電源端子４７，４６から電源トランス４５までの構成は実施例２に示した図３と同様である。従って、本実施例では、電源トランス４５以降について説明する。電源トランス４５の２次側コイル４５ｂの一方の端は制御トランス６３の一方の１次コイル６３ａを介してパワースイッチ６１の入力端子２９ｇに接続されている。そして、このパワースイッチ６１の出力端子３０ｇは出力端子５０に接続されている。

同様に、電源トランス４５の２次側コイル４５ｂの他方の端は制御トランス６３の他方の１次コイル６３ｂを介してパワースイッチ６２の入力端子２９ｈに接続されている。そして、パワースイッチ６２の出力端子３０ｈは出力端子５０に接続されている。

また、電源トランス４５の２次側コイル４５ｂの中点４５ｃは出力端子５２に接続されている。５３は出力端子５０と出力端子５２との間に挿入された平滑用のコンデンサである。

制御トランス６３の２次側コイル２４ｇは抵抗２５ｇとダイオード２７ｇ及びトランジスタ２６ｇの並列接続体を介してトランジスタ２８ｇのゲート端子２８ａに接続されている。同様に、制御トランス６３の２次側コイル２４ｈは抵抗２５ｈとダイオード２７ｈ及びトランジスタ２６ｈの並列接続体を介してトランジスタ２８ｈのゲート端子２８ｈに接続されている。

ここで、パワースイッチ６１，６２は実施例１で説明した各素子について添え字を付して対応させており、その接続や働きは実施例１と同じである。即ち、コイル２４に対応してコイル２４ｇ、２４ｈ、抵抗２５に対応して抵抗２５ｇ，２５ｈ，トランジスタ２６、２８に対応してトランジスタ２６ｇ、２６ｈ、２８ｇ、２８ｈ、ダイオード２７，３１に対応してダイオード２７ｇ、２７ｈ、３１ｇ、３１ｈ、入力端子２９に対応して入力端子２９ｇ、２９ｈ、出力端子３０に対応して出力端子３０ｇ、３０ｈとしている。

以上のように構成されたスイッチング電源について、以下にその動作を説明する。即ち、電源トランス４５の２次側コイル４５ｂの正の半サイクルでは、パワースイッチ６１のトランジスタ２８ｇがオンされる。従って、２次側コイル４５ｂの正の半サイクルが出力端子５０から出力される。そして、負の半サイクルでは、トランジスタ２８ｇはオフされる。

この負の半サイクルのとき、パワースイッチ６２では正の半サイクルとなる。従って、このときは、トランジスタ２８ｈがオンとなり、２次側コイル４５ｂの負の半サイクルが出力端子５０から出力される。

このようすを図６を用いて説明する。図６（ａ）は、トランジスタ２８ｇのゲート端子の波形６４である。この波形６４の正の部分でトランジスタ２８ｇがオンされ、ドレイン端子とソース端子が導通状態となる。

図６（ｂ）は、トランジスタ２８ｈのゲート端子波形６５である。これはトランジスタ２８ｇのゲート端子の波形６４と１８０度の位相差を有したものである。そして、この波形６５の正の部分でトランジスタ２８ｈがオンされ、ドレイン端子とソース端子が導通状態となる。

トランジスタ２８ｇとトランジスタ２８ｈとはソース端子が接続されているので、これらの波形６４，６５は合成されて、図６（ｃ）に示す整流波形６６のようになる。この整流波形６６はスパイク状のひげ６６ａを含んでおり、このひげ６６ａはコンデンサ５３で平滑される。そして、図６（ｄ）に示すように直流波形６７と成って出力端子５０，５２から出力される。

このように、本実施例では、パワースイッチ６１，６２を用いて整流するものである。従って、トランジスタ２８ｇ、２８ｈのドレイン端子とソース端子間の抵抗（数ミリオーム）は、整流ダイオード４９，５１に比べて小さいので、整流ダイオード４９，５１を使って整流するものに比べて損失が少ない。

また、本実施例においては、電源トランス４５の１次側コイル４５ａも本発明のパワースイッチ４１，４２を用いてスイッチングしているので、従来のスイッチング電源と比べて電力損失が少なく、また発熱も少なくなる。

本発明にかかるパワースイッチは、電力損失が少ないので、スイッチング電源等に用いることができる。

本発明の実施例１におけるパワースイッチの回路図 （ａ）は同、制御入力波形図（ｂ）は同、ダイオードの出力波形図（ｃ）は同、トランジスタのゲート端子の波形図 本発明の実施例２におけるスイッチング電源の回路図 本発明の実施例３におけるスイッチング電源の回路図 本発明の実施例４におけるスイッチング電源の回路図 （ａ）は同、第１のトランジスタのゲート端子の信号波形図（ｂ）は同、第２のトランジスタのゲート端子の信号波形図（ｃ）は同、合成出力波形図（ｄ）は同、出力端子の信号波形図 従来のパワースイッチの回路図 （ａ）は同、制御入力波形図（ｂ）は同、トランジスタのゲート端子の波形図

符号の説明

２１ 発信器
２２ トランス
２５ 抵抗
２６ トランジスタ
２７ ダイオード
２８ トランジスタ
２９ 入力端子
３０ 出力端子
３２ 浮遊容量
３３ 浮遊容量

Claims (5)

1. 高周波信号が誘導されるコイルと、このコイルの一方の端がその一端側に接続された抵抗と、この抵抗の他端側がゲート端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳ型の第１のトランジスタと、この第１のトランジスタのゲート端子とソース端子との間に接続されるとともに前記ゲート端子側をアノード側としたダイオードと、このダイオードのカソード側がゲート端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳ型の第２のトランジスタと、この第２のトランジスタのドレイン端子に接続された入力端子と、前記コイルの他方の端子と前記第１のトランジスタのドレイン端子と前記第２のトランジスタのソース端子とに接続された出力端子とを備え、前記第２のトランジスタのゲートとソース間の浮遊容量は、前記第１のトランジスタのゲートとソース間の浮遊容量より大きなトランジスタを用いたパワースイッチ。
2. コイルと第１のトランジスタのゲート端子との間の距離より、前記第１のトランジスタのソース端子と第２のトランジスタのゲート端子との間の距離を短くした請求項１に記載のパワースイッチ。
3. 第１のトランジスタのソース端子とドレイン端子との間に第２のダイオードを接続し、この第２のダイオードのカソード側は前記第１のトランジスタのソース側とした請求項１に記載のパワースイッチ。
4. 請求項１に記載のパワースイッチを電源トランス１次側コイルのスイッチング素子として用いたスイッチング電源。
5. 整流回路の整流素子として請求項１に記載のパワースイッチを用いたスイッチング電源。

Images