JP2006020035A - 無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
付加的な高周波回路部品を用いることなく利得調整が可能な無線通信装置を提供すること。
【解決手段】
本発明にかかる無線通信装置は、受信ＲＦ信号を増幅する前置増幅器７と、前置増幅器７の後段に配置され、前置増幅器７が出力する受信ＲＦ信号を復調して復調信号を出力する検波器９と、復調信号の信号強度に応じて前置増幅器７が備えるトランジスタに対する制御信号を調節するバイアス設定回路１１とを備えるものである。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線通信装置に関し、特に広い受信ダイナミックレンジを有する無線通信装置に関する。

近年、ミリ波帯を用いたギガビット／秒クラスのデータ伝送速度を持つミリ波無線通信システムが実用化されている。これらのシステムの変調方式には、例えば光ファイバー通信との接続性が良く、簡単な構成で超高速変復調が可能なＡＳＫ変調方式が採用されている。

ここで良好な通信を行なうには、変調波のＯＮ／ＯＦＦ比の大きいこと、検波器のダイナミックレンジが大きいことおよび復調信号のジッタの小さいことが必要である。しかしながら超高速通信になるほどこれらの性能は低下する。その結果、良好な通信のできる受信入力レベルの範囲（ダイナミックレンジ）が狭い、すなわち通信可能な距離の範囲が狭い問題があった。具体的には、通常できるだけ通信距離を大きくとるため雑音レベル付近の低受信レベルから受信信号を低雑音の増幅手段で増幅し検波器に入力することが行なわれるが、受信系がこのような低受信レベルに最適なように調整されているため、通信距離が短くなり受信入力レベルが大きくなったときに上記性能の低下、主として検波器の出力の歪により、信号の良好な復調ができない問題があった。したがって増幅手段に対する受信信号レベルが変動しても、増幅後の信号レベルが所定の範囲内になるよう、増幅手段に対して利得制御を行なう必要がある。

利得制御可能な増幅手段を備えた一般的なミリ波無線通信装置２００の構成を図８に示す。送信部においては、変調器１は、入力されたベースバンド信号によってＩＦ信号を変調し、ミキサ２に出力する。ミキサ２は、ＩＦ信号と局部発信器３の信号を混合してＲＦ信号へのアップコンバートを行う。アップコンバートされたＲＦ信号は、バンドパスフィルタ４ａを介して不要な周波数成分を除去した後、出力増幅器５によって所定の信号レベルまで増幅されて送信アンテナ６ａより送信される。

一方、受信側では、まず、受信アンテナ６ｂにおいて受信されたＲＦ信号が、一定の利得特性を有する前置増幅器７によって増幅される。増幅後の受信ＲＦ信号は、バンドパスフィルタ４ｂを介した後にＡＧＣ増幅器８に入力される。ＡＧＣ増幅器８は、例えば、一個ないし数個のデュアルゲートＦＥＴから構成されており、デュアルゲートＦＥＴの第１ゲートにはＲＦ信号が入力され増幅されるが、第２ゲートに印加するバイアス電圧を制御することによってこの利得制御が可能であるものである。なお、この利得制御は、後段の検波器９から出力されるベースバンド信号の信号レベルが一定となるように行われる。検波器９は、ＡＳＫ変調された受信ＲＦ信号から、包絡線検波によってベースバンド信号を復調する。復調後のベースバンド信号は、外部のベースバンド信号処理部（図示せず）に出力される。

ミリ波帯を使用するものに限らず、従来からＡＧＣ増幅器を使用した無線通信装置が提案されている（例えば特許文献１を参照）。
特開２００１−１０２９４７号公報

上述のように、ミリ波無線通信装置において十分な受信ダイナミックレンジを確保するためには、ＡＧＣ増幅器８または可変減衰器を備えることが一般的であるが、このようなミリ波帯でのＡＧＣ 増幅器８や可変減衰器の導入には、ＡＧＣ増幅器用のデュアルゲートＦＥＴ等のアクティブ素子及びそれを用いたミリ波帯用の高周波回路部品の新たな開発が必要となる。これらの部品は一般的に高価であり、さらに受信機の構成が複雑となるため、コストの増加や生産性の低下に繋がるという課題がある。特に近年需要が高まっている高精細画像伝送向けのミリ波無線通信装置は、家庭内での使用といった民生用途が主となるため、様々な使い方に対応できる広い受信ダイナミックレンジの確保に加えて、装置の小型化、低コスト化、量産性の向上が大きな課題である。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、付加的な高周波回路部品を用いることなく利得調整が可能な無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる無線通信装置は、受信ＲＦ信号を増幅する前置増幅器と、前記前置増幅器の後段に配置され、前記前置増幅器が出力する受信ＲＦ信号を復調して復調信号を出力する復調器と、前記復調信号の信号強度に応じて前記前置増幅器が備えるトランジスタに対する制御信号を調節するバイアス設定回路とを備えるものである。このような構成により、高価なＡＧＣ増幅器等の付加的な高周波回路部品を用いることなく利得調整を行うことができる。

ここで、前記制御信号は、トランジスタのゲートに印加するバイアス電圧であって、前記バイアス設定回路は、前記バイアス電圧の大きさを変更するポテンショメータを備え、前記復調信号の信号強度に応じて前記ポテンショメータを駆動することにより前記バイアス電圧を変更するものとして構成するとよい。このような構成により、簡易な回路の追加のみによって利得制御が可能となるため、装置の小型化、低コスト化、量産性の向上に寄与することができる。

なお、前記復調信号をピーク検波して得た直流電圧と予め定めた基準電圧とを比較する電圧比較器をさらに備えることとし、前記ポテンショメータの駆動は、前記電圧比較器の出力によって行うとよい。

また、前記バイアス設定回路は、出力電圧が異なる少なくとも２つの固定直流電圧から１つを選択して前記バイアス電圧として出力する切替器を備え、前記復調信号の信号強度に応じて前記切替器を駆動することにより前記バイアス電圧を変更するよう構成してもよい。このような構成によっても、簡易な回路の追加のみによって利得制御が可能となるため、装置の小型化、低コスト化、量産性の向上に寄与することができる。

なお、前記復調信号をピーク検波して得た直流電圧と予め定めた基準電圧とを比較する電圧比較器を備えることとし、前記切替器の駆動は、前記電圧比較器の出力によって行うとよい。

さらに、前記切替器における切替動作には、ヒステリシス特性を備えることが望ましい。このような構成により、前記切替器の不安定動作を防ぐことができるため、安定したバイアス電圧の供給が可能となる。

ここで、前記ヒステリシス特性は、前記電圧比較器において、前記選択器の選択状態に応じて前記基準電圧を補正し、当該補正後の基準電圧と前記復調信号をピーク検波して得た直流電圧とを比較することによって得ることが可能である。

一方、前記ヒステリシス特性を持たせる代わりに、前記電圧比較器の出力を一定値に保持する保持回路を、前記バイアス設定回路にさらに備えた備えることとしてもよい。このような構成により、前記切替器の切替動作を抑制できるため、前記バイアス電圧の揺動による前置増幅器の不安定挙動を回避することができる。

また、前記ヒステリシス特性を持たせる代わりに、前記比較器の出力を平均化し、前記バイアス電圧として出力する平滑回路を、前記バイアス設定回路にさらに備えることとしてもよい。このような構成によっても、前記バイアス電圧の変動を抑えることができるため、前記バイアス電圧の揺動による前置増幅器の不安定挙動を回避することができる。

本発明により、付加的な高周波回路部品を用いることなく利得調整が可能な無線通信装置を提供することができる。

発明の実施の形態１．
図１に本発明にかかるミリ波無線通信装置が備える受信装置１００の構成を示す。図中の受信アンテナ６ｂ、前置増幅器７、バンドパスフィルタ４ｂ及び検波器９の機能は、上述した従来のミリ波無線通信装置２００が備えるものと同等である。

検波器９が出力するベースバンド信号は、ベースバンド増幅器１０を介した後に分岐されてバイアス設定回路１１に入力される。バイアス設定回路１１は、入力されるベースバンド信号の信号レベルを検知し、信号レベルの変化に応じて前置増幅器７の利得を変化させ、検波器９へ入力される増幅後のＲＦ信号レベルが所定のレベルなるよう調整する。

バイアス設定回路１１による利得変更は例えば、前置増幅器７が低雑音ＦＥＴを用いた３段増幅器であれば、初段の低雑音ＦＥＴのゲートに印加する直流のバイアス電圧Ｖ_Ｂを変更することにより行うことができる。具体的には、ベースバンド信号レベルＳ_Ｂが大きくなったとき、前置増幅器７に対する上記のバイアス電圧Ｖ_Ｂを小さくすることによって前置増幅器７の利得を減じることとすればよい。

なお、ベースバンド増幅器１０は、ベースバンド信号の一部を利得調整のために分岐することによる本来のベースバンド信号自体への影響を小さくするために設けるものである。したがって、本発明の構成に必須のものではなく、ベースバンド信号レベルの調整が必要である場合に、設けることとすればよい。

上述のように本発明では、従来のミリ波無線通信装置が備えるものと同等の前置増幅器７に対するバイアス電圧Ｖ_Ｂを調整するだけで、すなわち直流電圧のフィードバック回路を新たに付加するだけで前置増幅器７の利得を調整し、受信ダイナミックレンジを拡大することができる。このことは、従来の基本的な構成の部品及び受信装置をそのまま転用することができ、これに簡単な直流電圧のフィードバック回路を付加するだけで、利得制御機能を実現できることを意味している。

従来の無線通信装置２００が備える受信装置では、前置増幅器７は雑音特性、入力リターンロス等が最良になるバイアスに設定されて用いられるものであり、ＡＧＣ増幅器８や可変減衰器は前置増幅器７の後段に設けられることが通常であった。またＡＧＣ増幅器８が受信装置の前段に用いられたとしても、その利得の変化はデュアルゲート ＦＥＴの第２ゲートによる線形性の良い制御機能によって行なわれ、ＲＦ信号入力には、第１ゲートの優れた特性が利用されていた。

本発明は、前置増幅器７を構成する能動素子、例えば低雑音ＦＥＴのゲート電圧を変化させるという、線形性が悪くまた入力リターンロスも変化する従来にない課題解決手段を採っているが、これは、最小受信レベルに対してマージンをとったＡＳＫ方式において特に有効であること、民生用途のために精密な調整を排除するという着想と実験によって成されたものである。

図２は、上述した本実施の形態にかかる受信装置１００が備えるバイアス設定回路１１の具体的な構成例を示すものである。図に示すように、比較器２２に対して、復調したベースバンド信号の信号レベルを示すＶ１と設定電圧Ｖ２が入力される。ここでＶ１は、検波器９によって復調されたベースバンド信号レベルを示しており、ベースバンド増幅器１０の出力として得られるものである。このＶ１は例えば、図２に示すピーク検出回路２１によって出力することができる。ピーク検出回路２１は、例えば、ダイオード若しくはトランジスタと、抵抗及びコンデンサによって構成することができる。設定電圧Ｖ２はバイアス制御の基準値となるものであり、例えば、検波器９への入力信号レベルがエラーフリーとなる最小受信レベルに対して３ｄＢのマージンとった値となる場合に想定されるベースバンド増幅器の出力レベルとして設定すればよい。

比較器２２は、入力電圧Ｖ１と設定電圧Ｖ２にずれがある場合に、デジタルポテンショメータ２３に対して駆動信号を出力する。デジタルポテンショメータ２３は、比較器２２から出力される駆動信号に応じて、前置増幅器７の初段ＦＥＴのゲートバイアス電圧を変更するものである。例えば、入力電圧Ｖ１が設定電圧Ｖ２より大きい場合には、比較器２２の出力によってデジタルポテンショメータ２３が駆動され、検波器９への入力信号レベルが所定の良好な値になるようにゲートバイアスを調整される。具体的には、バイアス電圧Ｖ_Ｂが負側に深くなり、前置増幅器の利得が減少されることになる。

デジタルポテンショメータ２３は、メモリ及びプログラム機能を備えており、電源投入直後の初期状態では、前置増幅器７が最良の状態となるバイアスを与える抵抗値となるよう設定されている。電源投入後、入力電圧Ｖ１が設定電圧Ｖ２より大きくなる場合には、バイアス電圧が負側に大きくなる方向にデジタルポテンショメータ２３の抵抗値が変化するように、比較器２２の出力とデジタルポテンショメータ２３の駆動信号の設定がなされている。ここでＶ１がほぼ設定電圧Ｖ２に近づくと比較器２２から駆動信号が出力されなくなってポテンショメータ２３の駆動が停止し、前置増幅器７に対するバイアス電圧は、その時の値に保持される。

具体的に、前置増幅器７の初段ＦＥＴの最適ゲートバイアス電圧が−０．２Ｖ、設定電圧Ｖ２が２０ｍＶ、データ伝送速度１．２５Ｇｂｐｓの際にエラーフリーとなる検波器９の最小受信レベルが−４５ｄＢｍである場合を考える。このとき、ミリ波受信信号の信号レベルが−４２ｄＢｍ以上になるとバイアス設定回路１１への入力電圧Ｖ１が設定電圧Ｖ２より大きくなり、ポテンショメータは大きな負電圧、即ちバイアス電圧が−０．２Ｖ以下となる方向に駆動される。なお、ここでは前置増幅器７の初段ＦＥＴのバイアス電圧を調整することを述べたが、利得の変化が大きければ、後段ＦＥＴのバイアス電圧を調整することとしても良い。またデジタルポテンショメータを用いることを述べたが、機械式のポテンショメータを用いることとしてもよい。

本発明にかかる受信装置１００を、従来のミリ波無線通信装置２００が備える受信装置に代えて備えることにより、付加的な高周波回路部品を用いることなく利得調整がであり、装置の小型化、低コスト化及び量産性を向上した無線通信装置を提供することができる。

発明の実施の形態２．
本発明にかかる受信装置１００が備えるバイアス設定回路のその他の実施形態を図３に示す。図３に示すバイアス設定回路３０は、図１及び図２に示したバイアス設定回路１１に代えて使用するものであり、バイアス設定回路１１が備えていたデジタルポテンショメータ２３に代えて、高利得バイアス電圧ＶｇＨと低利得バイアス電圧ＶｇＬとを切り替えて出力する切替器３２を備え、比較器３１の出力によって高利得バイアス電圧ＶｇＨと低利得バイアス電圧ＶｇＬが切り替えられることを特徴としている。なお、図３では、図２に示したバイアス設定回路２０と同一の部品・回路については同一の番号を付与することとし、重複説明を省略する。

バイアス設定回路３０が備える比較器３１は、復調されたベースバンド信号レベルＶ１とバイアス電圧切り替え用の設定電圧Ｖ２ａとの比較を行う。つまり設定電圧Ｖ２ａは、高利得バイアス電圧ＶｇＨと低利得バイアス電圧ＶｇＬとの切り替えを行う閾値電圧を表している。比較器３１の出力によって切替器３２が駆動され、ＶｇＨ又はＶｇＬへのバイアス電圧の設定が行なわれる。

図４はこのときのミリ波受信信号の信号レベルと復調後のベースバンド信号レベルＶ１との関係を示すものである。図４では、高利得バイアス電圧ＶｇＨが前置増幅器７に印加された場合のミリ波受信信号の信号レベルと復調信号レベルＶ１との関係Ｖ１（ＶｇＨ）を実線で示し、低利得バイアス電圧ＶｇＬが前置増幅器７に印加された場合の関係Ｖ１（ＶｇＬ）を破線で示している。まず初期状態で受信信号レベルが小さい場合を仮定すると、このときは切替器３２によって高利得バイアスＶｇＨが選択されることになる。その後受信信号レベルが大きくなった結果、復調信号レベルＶ１が増大して設定電圧Ｖ２ａを超過すると、比較器３１の出力によって切替器３３が低利得バイアスＶｇＬ側に切替えられる。これにより、前置増幅器７の初段ＦＥＴのゲート電圧を深くなって前置増幅器７の利得が抑えられ、検波器９に対する入力レベルを小さくすることができる。

しかしながら、上述のようにバイアス電圧がＶｇＬに切り替えられた直後、復調信号レベルＶ１（ＶｇＬ）が切替閾値を示す設定電圧Ｖ２ａより小さくなってしまうため、このままでは再び高利得バイアス電圧ＶｇＨ側に切り替え動作が行われる。このため、図４（ａ）に示すように、ＶｇＨ選択状態とＶｇＬ選択状態との切り替えが頻発して出力されるゲート電圧Ｖ_Ｂが振動し、不安定な状態となる。

このような不安定動作を避けるためには、比較器３１にヒステリシス電圧Ｖ３を持たせることとすればよい。つまり、低利特バイアス電圧ＶｇＬ選択時には、Ｖ１＋Ｖ３＜Ｖ２ａとなった場合に高利得バイアスＶｇＨ側に切り替えることとし、ヒステリシス電圧Ｖ３を、ＶｇＨ選択状態とＶｇＬ選択状態との切替え点付近におけるＶｇＨ選択時のＶ１とＶｇＬ選択時のＶ１との差（Ｖ１（ＶｇＨ）−Ｖ１（ＶｇＬ））より大きく設定する。これにより、図４（ｂ）に示すように、ＶｇＨとＶｇＬの切り替えにヒステリシス特性を持たせることができ、切り替え動作の頻発を回避することができる。

しかしながら、ヒステリシス電圧Ｖ３をあまり大きくすると、ＶｇＨ選択状態からＶｇＬ選択状態に切り替わる際のミリ波受信信号レベルと、ＶｇＬ選択状態からＶｇＨ選択状態に切り替わる際のミリ波受信信号レベルとの差が大きくなる不都合が発生する。この信号レベルの差を小さくするためには、バイアス電圧Ｖ３ の設定値を、前記Ｖ１（ＶｇＨ）−Ｖ１（ＶｇＬ）よりやや大きい値に設定すればよい。

具体的な実施例として、高利得バイアス電圧ＶｇＨは−０．２Ｖ、低利得バイアス電圧は−０．８Ｖ、設定電圧Ｖ２ａは８０ｍＶとし、ＶｇＨ選択時にＶ１がＶ２ａに達するときのミリ波受信信号レベルは−３５ｄＢｍであり、Ｖ１（ＶｇＨ）−Ｖ１（ＶｇＬ）が５５ｍＶであるとした場合を考える。このとき、ヒステリシス電圧Ｖ３を６０ｍＶに設定すると、ＶｇＬ選択からＶｇＨ選択に復帰するときのミリ波受信入力レベルが−３６ｄＢｍとなり、バイアス電圧切り替え時における上述のレベルの差の発生を小さくすることができる。

発明の実施の形態３．
本発明にかかる受信装置１００が備えるバイアス設定回路のその他の実施形態を図５に示す。上述の発明の実施の形態２で説明したバイアス設定回路３０では、比較器３１にヒステリシス特性を持たせることとしたが、これに代えて、図５に示すようにヒステリシス特性を持たない比較器５１の後段に電圧保持回路５２を備えることによって、上述したバイアス電圧の切り替え多発による不安定動作を回避することができる。

電源投入時の初期状態では高利得バイアスに設定されている場合に、その後Ｖ１（ＶｇＨ）がＶ２ａ以上となると、比較器５１の出力によってバイアス電圧の切り替え信号が切替器３１に対して出力される。しかしながら、この比較器５１の出力が電圧保持回路５２によって保持されることにより、Ｖ１（ＶｇＬ）がＶ２ａより小さくなっても切替器３２に対する切り替え信号が反転せず、切り替え動作が行われない。これによって、比較器５１にヒステリシス特性を備えることなく、上述の切り替え多発による不安定動作を回避することができる。

発明の実施の形態４．
本発明にかかる受信装置１００が備えるバイアス設定回路のその他の実施形態を図６に示す。本実施の形態にかかるバイアス設定回路６０は、上述の発明の実施の形態３で説明したバイアス設定回路５０が備える電圧保持回路５２に代えて、切替器３２の後段に平滑回路６１を備えることとしたものである。

上述したように、比較器５１にヒステリシス特性を持たせない場合には、切替器３２によるバイアス電圧の切替が多発し、高利得ＶｇＨ側と低利得ＶｇＬ側の間で振動する結果となる。しかしながら、このバイアス電圧振動の挙動は、バイアス設定回路６０に入力されるベースバンド信号レベルＶ１が設定電圧Ｖ２ａより大きくなるにしたがって、切替器３２の選択が低利得ＶｇＬ側にある割合も大きくなることが判明した。このため、切替器３２の出力を平滑回路６１によってＤＣ（直流）化した後にバイアス電圧Ｖ_Ｂとして前置増幅回路７に印加することによって、バイアス電圧の変化が実質的に連続的なものとなり、より確実な利得制御を行うことができる。

平滑回路６１に入力されるバイアス電圧の波形及び出力されるバイアス電圧の波形を図７に示す。図７の破線波形が平滑回路６１に入力されるバイアス電圧の波形を示しており、実線波形が出力バイアス電圧を示している。ベースバンド信号レベルが設定電圧Ｖ２ａより多くなるほど、平滑回路６１から出力されるバイアス電圧は小さくなっていき、徐々にＶｇＬに近づくことになる。

本発明にかかる受信装置１００の構成図である。 本発明にかかるバイアス設定回路の構成図である。 本発明にかかるバイアス設定回路の構成図である。 ミリ波受信信号の信号レベルと復調後のベースバンド信号レベルＶ１との関係を示すグラフである。 本発明にかかるバイアス設定回路の構成図である。 本発明にかかるバイアス設定回路の構成図である。 平滑回路６１の出力を示すグラフである。 従来の無線通信装置２００の構成図である。

符号の説明

１００ 受信装置、７ 前置増幅装置、９ 検波器、１０ ベースバンド増幅器、１１、３０、５０、６０ バイアス設定回路、２２、３１、５１ 比較器、２３ ポテンショメータ、３２ 切替器、５２ 電圧保持回路、６１ 平滑回路

Claims (9)

1. 受信ＲＦ信号を増幅する前置増幅器と、
   前記前置増幅器の後段に配置され、前記前置増幅器が出力する受信ＲＦ信号を復調して復調信号を出力する復調器と、
   前記復調信号の信号強度に応じて前記前置増幅器が備えるトランジスタに対する制御信号を調節するバイアス設定回路と、
   を備える無線通信装置。
2. 前記制御信号は、トランジスタのゲートに印加するバイアス電圧であって、
   前記バイアス設定回路は、前記バイアス電圧の大きさを変更するポテンショメータを備え、
   前記復調信号の信号強度に応じて前記ポテンショメータを駆動することにより前記バイアス電圧を変更する、請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記復調信号をピーク検波して得た直流電圧と予め定めた基準電圧とを比較する電圧比較器を備え、
   前記電圧比較器の出力によって前記ポテンショメータを駆動する、請求項２に記載の無線通信装置。
4. 前記制御信号は、トランジスタのゲートに印加するバイアス電圧であって、
   前記バイアス設定回路は、出力電圧が異なる少なくとも２つの固定直流電圧から１つを選択して前記バイアス電圧として出力する切替器を備え、
   前記復調信号の信号強度に応じて前記切替器を駆動することにより前記バイアス電圧を変更する、請求項１に記載の無線通信装置。
5. 前記復調信号をピーク検波して得た直流電圧と予め定めた基準電圧とを比較する電圧比較器を備え、
   前記電圧比較器の出力によって前記切替器を駆動する、請求項４に記載の無線通信装置。
6. 前記切替器における切替動作にヒステリシス特性を備えたことを特徴とする、請求項４乃至５のいずれかに記載の無線通信装置。
7. 前記ヒステリシス特性は、前記電圧比較器において前記選択器の選択状態に応じて前記基準電圧を補正し、当該補正後の基準電圧と前記復調信号をピーク検波して得た直流電圧とを比較することによって得ることを特徴とする、請求項６に記載の無線通信装置。
8. 前記電圧比較器の出力を一定値に保持する保持回路をさらに備えた、請求項５に記載の無線通信装置。
9. 前記比較器の出力を平均化し、前記バイアス電圧として出力する平滑回路をさらに備えた、請求項５に記載の無線通信装置。
   

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