JP2005503531A - 被変調後方散乱通信システムにおけるトランスポンダの方向を判定するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

トランスポンダの方向を判定するための方法およびシステムを開示する。本方法および本システムは、トランスポンダとの通信が望まれるエリアに第１の信号を送信すること、第１の信号から望まれる第２の信号を生成すること、第１のアンテナおよび第２のアンテナを介して第２の信号を受信し、第１のアンテナおよび第２のアンテナを介して受信された第２の信号から差信号を形成すること、第１のアンテナを介して受信された第２の信号と第３のアンテナを介して受信された第２の信号を加算して第３の信号を形成すること、差信号を遅延させること、および遅延した差信号の第１の極性を第３の信号の第２の極性と比較することを含む。

Description

【０００１】
（関連出願の参照）
本出願は、２０００年６月５日出願の米国仮出願第６０／２０９３５２号の特典を主張し、この仮出願の開示は、参照により、その全体を本開示に組み込む。
【０００２】
（発明の背景）
１．発明の分野
本発明は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）リーダおよびトランスポンダに関し、より詳細には、被変調後方散乱通信システムにおいてリーダに対するトランスポンダの動きの方向を判定することができるＲＦＩＤリーダに関する。
【０００３】
２．関連技術の説明
自動識別業界では、ＲＦＩＤトランスポンダが取り付けられた物体に関するデータを追跡する方法として、ＲＦＩＤトランスポンダの使用が著しく増加している。ＲＦＩＤトランスポンダは、一般に、デジタル情報を記憶することができる半導体メモリを含む。ＲＦＩＤトランスポンダと通信するための周知の技術は、「後方散乱変調」と呼ばれ、ＲＦＩＤトランスポンダが、ＲＦＩＤリーダによって生成される電磁界の変化する量を反映するように自体のアンテナ整合インピーダンスを変調することによって、記憶されたデータを伝送する。この通信技術の利点は、ＲＦＩＤトランスポンダが、電磁界を励起る周波数とは独立に動作することができることで、この結果、リーダが、周波数ホッピング・スペクトル拡散変調技術を使用するなどして、複数の周波数で動作して無線周波数（ＲＦ）干渉を回避するようにすることができる。ＲＦＩＤトランスポンダは、付勢する電磁界から自体の電力を取り出すことができ、これにより、別個の電源の必要性が無くなる。
【０００４】
多くの用途では、ＲＦＩＤリーダが、記憶されたデータに加えて、位置および方向の情報をＲＦＩＤトランスポンダから導出することが望ましい。
通常、ＲＦＩＤトランスポンダとＲＦＩＤリーダの間の相対位置の判定は、システム感度とアンテナ・パターンの組合せで制御されてきた。例えば、適切な利得パターンのアンテナを使用して単一の通行レーンをカバーし、呼びかけ機が、他のレーンではなく、そのレーンの中だけの車両上のＲＦＩＤトランスポンダと通信を確立できるようにすることが可能である。この技法および同様の技法が、トランスポンダを担持するせいぜい１つの物体がリーダ・アンテナのカバレッジ・エリアの中に物理的に位置することが可能であるシステムで使用されて成功している。ただし、リーダ・アンテナのカバレッジ・エリアの中にいくつかのトランスポンダが位置している場合、アンビギュイティが生じる。そのような状況では、どちらのトランスポンダがリーダと通信を確立しているか、あるいは、リーダの位置および向きに対してトランスポンダの位置がどうであるかを物理的に判定する必要がある。
【０００５】
アンテナのアレイを使用し、トランスポンダから伝送される電波の信号強度または着信方向を測定する、単一の位置からトランスポンダまでの方向を判定するために多くの周知の方法が存在する。Ｈａｎｅ（米国特許第４７２８９５５号）が、アンテナ・アレイを使用して被変調後方拡散トランスポンダの位置を特定する１つのそのような技術を説明している。トランスポンダは、副搬送波の変調を含む単側波帯抑圧搬送波の被変調後方拡散信号を生成する。着信の方向は、いくつかのアンテナのそれぞれで信号の位相を測定し、測定された位相に基づいて着信の方向を計算することによって判定される。この技術の著しい欠点は、この技術が、複雑で、扱いにくく、増幅器および検出器における直線性を注意深く維持することに依拠していることである。さらに、Ｈａｎｅの技術は、位相角を測定すること、およびトランスポンダの方向を計算するのにコンピュータを使用することを含み、したがって、Ｋｏｅｌｌｅ他（米国特許第４７３９３２８号）で示されるもののような制限増幅器を使用する受信機には適していない。
【０００６】
制限増幅器は、Ｈａｎｅの技術を使用して位置を正確に判定するのに必要である詳細な位相情報を除去する。制限増幅器の出力は、信号が、基準位相から０±９０°からである（すなわち、位相が合っている）か、または基準位相から１８０±９０°からである（すなわち、位相がはずれている）かの情報を提供するだけである。したがって、詳細な位相情報はすべて、制限増幅器では失われる。
【０００７】
より具体的には、Ｈａｎｅの技術は、単側波帯技術に対立するものとしてマイクロ波搬送波の直接変調を使用する被変調後方拡散システムに適していない。つまり、Ｈａｎｅにおけるミクサの出力が、単側波帯抑圧搬送波信号を生成しないトランスポンダに対するトランスポンダ位置では、「直交ゼロ」を経験するためである。Ｋｏｅｌｌｅ他は、トランスポンダと通信するのにリーダの中でマルチチャネル受信機および制限増幅器を使用することによって「直交ゼロ」効果を除去している。したがって、Ｈａｎｅの技術は、制限増幅器の使用に鑑みてＨａｎｅのミクサをＫｏｅｌｌｅ他のマルチチャネル・ホモダイン受信機で置き換えた場合でさえ、Ｋｏｅｌｌｅ他によって開示されるタイプのトランスポンダに関する方向情報を提供しない。
【０００８】
代替の方向検出システムが、Ｋｏｅｌｌｅ他（米国特許第５５１０７９５号）で開示されている。Ｋｏｅｌｌｅ他によれば、この方向検出システムは、トランスポンダが、リーダに向かって動いているか、またはリーダから遠ざかるように動いているかを測定する。トランスポンダが、リーダを通り過ぎて動いている場合、方向検出システムは、リーダの方向でトランスポンダの動きがいつゼロであるかの指示を提供する。トランスポンダのパスが制限されている（例えば、レール上の物体に取り付けられている）のでない限り、このシステムは、トランスポンダの方向を判定するのに使用することができない。同様に、このシステムは、リーダのアンテナが、探索モードで回転されている場合、トランスポンダに対する方向を判定するのに使用することができない。というのは、その場合、トランスポンダとリーダの間の距離が変化しないからである。
【０００９】
また、マイクロ波の波長に比べて送信アンテナと受信アンテナが、相当な距離で離れているバイスタティック・ホモダイン無線システムを使用してトランスポンダの位置を判定することも可能である。そのような形状が、Ｒ．Ｊ．Ｋｉｎｇ著、「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｈｏｍｏｄｙｎｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ」（１９７８年）の２０６〜２１６ページで説明されている。トランスポンダとの通信は、リーダ・システムの送信アンテナと受信アンテナの利得パターンが交差する場合に行われる。その交差は、トランスポンダとの通信が可能である空間内のエリアを画定する。そのようなシステムは、小型のハンドヘルド・リーダには有用でなく、またいくつかのトランスポンダが通信ゾーンの中に位置している場合、特定のトランスポンダの位置を判定するのにも役立たない。
【００１０】
その他の方向検出技術が、従来のレーダ目標の方向を判定するために使用される。「同時ロービング」または「モノパルス」として知られる方法が、Ｍ．Ｉ．Ｓｋｏｌｎｉｋ著、「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｒａｄａｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ」（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ １９６２）、１７５〜１８４ページで説明されている。この方法によれば、和ビームおよび差ビームを形成する同じ場所に配置された、または近い間隔のアンテナが、位相検出器および／または振幅検出器を使用して正確にいつレーダ・ビームが遠隔の目標を掃引して通ったかを判定する。この方法の欠点は、後方散乱トランスポンダが、そのトランスポンダより強い信号を生成するその他の散乱物体の近辺にあるとき、その後方散乱トランスポンダの方向を判定するのにこの方法を使用できないことである。さらに、リーダ・アンテナの通常のアンテナ・パターンは、必要とされるカバレッジ・エリアを提供する必要性のため、比較的低利得（例えば、６ないし１５ｄＢｉ）のものである。低利得アンテナ・エレメントが使用される場合、和ビームおよび差ビームを形成する２つのビームを生成するオフセット・フィード技術は、ＲＦＩＤアプリケーションには使用することができない非常に小さい利得を有する差ビームをもたらす。したがって、従来のレーダ・システムで使用される通常の方向検出技術は、被変調後方散乱システムには適用可能ではない。
【００１１】
したがって、信号の増幅が制限増幅器を使用して行われる後方散乱通信システムにおいて、リーダからトランスポンダの方向を判定することが望ましい。
（発明の概要および目的）
本発明は、被変調後方散乱通信システムにおいてトランスポンダの方向を判定する方法およびシステムを開示する。より詳細には、そのようなシステムおよび方法は、少なくとも２つのアンテナを使用して、ＲＦＩＤ後方散乱タグなどのトランスポンダからの散乱させられた、または変調された信号を受信する。追加のアンテナが、トランスポンダの方向を判定する基準として使用され、また、変調される、または散乱させられることになる信号をトランスポンダに送信するのにも使用される。
【００１２】
２つのアンテナ上で受信された信号は、差信号を形成するのに使用される。２つのアンテナを介して信号を受信することは、その信号の２つの異なるバージョン（すなわち、異なる位相）を生成する効果を有する可能性があるため、それらのアンテナの出力の減算を行うことにより、ゼロの値を有さない可能性がある差信号がもたらされる。この差信号は、９０度だけ遅延している。この遅延した信号の極性が、基準アンテナによって受信された散乱させられた、または変調された信号の極性と比較されて、基準アンテナに対するトランスポンダの方向が判定される。
【００１３】
本発明の第１の目的は、基準アンテナに対するトランスポンダの方向を判定するための簡単ではあるが、正確なスキームを提供することである。本発明の別の目的は、本発明の方法を実施するための簡単な回路を提供することである。本発明のさらに別の目的は、制限増幅器を使用する後方散乱タグ受信機で、開示するシステムおよび方法を使用できるようにすることである。
【００１４】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
次に、全体にわたって同様の要素に対して同様の参照符号が使用されている図を参照すると、アンテナＲが、トランスポンダとの通信が望まれるエリアに信号を送信するのが図１に示されている。この信号は、トランスポンダによって変調され、散乱させられて、アンテナＲ、Ａ、およびＢによって受信される。第１のマルチチャネル・ホモダイン受信機が、アンテナＲに接続され、トランスポンダ（図示せず）への通信、およびトランスポンダからの通信のためのリンクを提供することが可能である。アンテナＡおよびＢの間で差信号を形成することによって第２のチャネルを提供するのにマイクロ波結合器（図２の要素２０１）が使用される。この差信号は、９０°（すなわち、１／４波長）だけ遅延している。
【００１５】
第２のマルチチャネル・ホモダイン受信機が、第２のチャネルに接続され、検出された信号の極性が、第１のチャネルの極性と比較される。極性が同じである場合、トランスポンダは、アンテナＲの左側にある。逆に、極性が反対である場合、トランスポンダは、アンテナＲの右側にある。第２のチャネルで検出された信号が存在しない場合、トランスポンダは、まっすぐ前方にある。トランスポンダ位置の指示は、本発明のシステムが接続されたリーダ（図示せず）のインディケータによって提供されることが可能であり、操作者が、通信の確立された相手側のトランスポンダの位置を特定できるようになる。インディケータの助けを借りて、操作者は、バーコードを読み取るのにレーザ・スキャナを向けるのと同様の仕方でトランスポンダの位置を特定することができる。第１のチャネルは、アンテナＲではなく、アンテナＡおよびＢからの信号の和を使用しても形成することができる。位置情報の多くの他の使用法が可能である。
【００１６】
より詳細に、本発明の第１の実施形態による本発明の動作を以下に分析する。図１に示すとおり、方向θで三要素アンテナ・アレイから距離ｒにあるトランスポンダを考慮されたい。アンテナ間の間隔は、ｄである。距離ｒは、ｄよりはるかに大きいものと想定され、以下の分析は、その想定に基づいて見積りを行う。信号が、アンテナＲから送信される。アンテナＲからトランスポンダに至り、アンテナＲに戻る経路の長さは、２ｒであり、これは、４πｒ／λラジアンの位相変化に対応し、ここで、λはマイクロ波の波長であり、またπ＝３．１４１５９２６５である。アンテナＲからトランスポンダに至り、アンテナＢに戻る経路の長さは、長さａだけ短く、
ａ＝ｄ ｓｉｎ（θ）
であり、アンテナＡに戻る経路の長さは、距離ａだけ長い。長さａに対応する位相変化は、２πａ／λである。信号の時間によって変化する性質、Ａ、Ｂ、およびＲにおけるアンテナの利得によって生じる角度依存、トランスポンダによって生じる変調の時間変動、および距離に伴う振幅の変動が、関数ｆ（ｒ，ｔ，θ）によって表される。分析を完成させ、トランスポンダの方向を判定するためにこの関数を展開する必要はない。３つのアンテナによって受信された信号は、以下のとおり表現することができる。
【００１７】
Ｖ_Ｒ＝ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ）
Ｖ_Ａ＝ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ）＋２πａ／λ）
Ｖ_Ｂ＝ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ）−２πａ／λ）
アンテナＡおよびＢの信号の和は、以下のとおりである。
【００１８】
Ｖ_Ａ＋Ｂ＝ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ＋２πａ／λ）＋ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ−２πａ／λ）
＝ｆ（ｒ，ｔ，θ）［ｃｏｓ（４πｒ／λ）ｃｏｓ（２πａ／λ）−ｓｉｎ（４πｒ／λ）ｓｉｎ（２πａ／λ）＋ｃｏｓ（４πｒ／λ）ｃｏｓ（２πａ／λ）＋ｓｉｎ（４πｒ／λ）ｓｉｎ（２πａ／λ）］
＝２ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ）ｃｏｓ（２πａ／λ）
＝２ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ）ｃｏｓ（２πｄ ｓｉｎ（θ）／λ）
アンテナＡおよびＢの信号の差は、以下のとおりである。
【００１９】
Ｖ_Ａ−Ｂ＝ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ＋πａ／λ）−ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ）−２πａ／λ）
＝ｆ（ｒ，ｔ，θ）［ｃｏｓ（４πｒ／λ）ｃｏｓ（２πａ／λ）−ｓｉｎ（４πｒ／λ）ｓｉｎ（２πａ／λ）−ｃｏｓ（４πｒ／λ）ｃｏｓ（２πａ／λ）−ｓｉｎ（４πｒ／λ）ｓｉｎ（２πａ／λ）］
＝−２ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｓｉｎ（４πｒ／λ）ｓｉｎ（２πａ／λ）
＝−２ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｓｉｎ（４πｒ／λ）ｓｉｎ（２πｄ ｓｉｎ（θ）／λ）
９０°（π／２）の遅延を信号Ｖ_Ａ−Ｂの経路の長さに加算して信号Ｖ_Ｄを形成する。
【００２０】
Ｖ_Ｄ＝Ｖ_Ａ−Ｂ（９０度だけ遅延）
＝Ｖ_Ａ−Ｂ（４πｒ／λが４πｒ／λ＋π／２で置換された）
＝−２ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｓｉｎ（４πｒ／λ＋π／２）ｓｉｎ（２πｄ ｓｉｎ（θ）／λ）
＝−２ｆ（ｒ，ｔ，θ）ｃｏｓ（４πｒ／λ）ｓｉｎ（２πｄ ｓｉｎ（θ）／λ）
項ｃｏｓ（４πｒ／λ）およびｓｉｎ（４πｒ／λ）は、トランスポンダとリーダの間の距離が変化するのにつれての位相の通常の変化からもたらされる。和チャネルの信号は、モノスタティック・チャネル（Ｖ_Ｒ）と常に位相が合っているが、そのアンテナ・パターンは、アレイ効果のためにより狭い。９０°だけ遅延している差チャネルの信号（Ｖ_Ｄ）は、トランスポンダが、正の基準として使用されるチャネルにより近いアレイの側にある場合、基準チャネルおよび和チャネルと同じであり、またトランスポンダが、ｒのすべての値に関する正の基準として使用されるチャネルの反対側にある場合、基準チャネルおよび和チャネルの逆である。トランスポンダが、まっすぐ前方にある場合、差チャネル出力は、ゼロである。したがって、信号を比較する電子回路が、トランスポンダが右側にあるか、左側にあるか、またはまっすぐ前方にあるかを示すことができる。望むなら、垂直平面における追加のペアのアンテナが、上方／下方の指示を提供することができる。信号の比較は、マイクロ波信号の復調の後に行われる。直交ゼロ効果のため、同相信号と直交信号をともに使用しなければならない。
【００２１】
必要とされる回路の実施形態を図２に示している。和チャネルおよび差チャネルが、アンテナＡおよびＢによって受信されたマイクロ波信号から形成される。方向の指示を実施する回路は、トランスポンダによって生成された変調を通常の仕方で回復する同相Ｉ出力および直交Ｑ出力を提供するホモダイン受信機２０２から成る。これらの信号は、検出された信号を論理レベルまで増幅する制限増幅器２０４〜２１０によって増幅される。差チャネルのこれらの増幅されたＩ信号およびＱ信号が、基準チャネル（簡明にするため図２では示していない）または和チャネルからの出力と比較される。これらの比較は、通常のデジタル論理２１２で行われる。低域フィルタ（図示せず）を使用して、信号遷移で生じる雑音および過渡電流を除去し、出力に対する積分効果または平滑化効果を提供することができる。指示または方向は、信号の復号化、データのクロックとの同期、または何らかの他のそのようなデジタル操作を必要としない。したがって、方向の指示は、簡単な回路を使用することによって実施することができる。
【００２２】
項ｓｉｎ（２πｄ ｓｉｎ（θ）／λ）の平方をｄ／λの様々な値についてのθの関数として図３でプロットしている。ｄ／λの好ましい値は、およそ０．５である。ただし、アレイの所望の物理的幅、および中央ゼロ（「トランスポンダ、まっすぐ前方」指示を提供するのに使用される）の幅に依存して、その他のアンテナ間隔も使用することができる。したがって、リーダの操作者は、所望のトランスポンダがまっすぐ前方にあるという指示が提供されるまでリーダの位置を変更することにより、自らが通信している相手のトランスポンダの位置を特定することができる。この情報のその他の使用法も可能である。この技術は、制限増幅器とともに機能し、位相角の測定も、コンピュータによる計算も必要とされないことに留意されたい。
【００２３】
本発明の代替の実施形態では、トランスポンダの方向に関する追加の詳細な情報が、図２の一般的な「右」指示、「左」指示、または「中央」指示の代わりに提供される。以下に、実際の角θを提供する４つの追加の方法を提示する。
【００２４】
第１の代替の方法では、電子制御された移相器４２０および４２２（図４）が、アンテナＡおよびＢの出力に加えられる。位相偏移の量は、２つのチャネルに関して同一であり、反対の極性であるように制御される。このようにして、「照準規正」ゼロを、挿入された位相偏移の値によって制御される量だけ右または左に向けることができる。このステアリングの量は、マイクロ波の波長λ、アンテナ間隔ｄ、および挿入された位相偏移の量から計算することができる。挿入された位相の量は掃引することが可能であり、トランスポンダが「中央」にあるのを図２の処理回路が示すとき、θの値が、挿入された位相の値に直接に関連している。θの値は、コンピュータ、マイクロコントローラ、またはディスクリートの回路によって導出することができる。あるいは、図２の「左」出力、「右」出力、および「中央」出力によって「照準合わせ回路」を駆動して、フィードバック・ループで挿入される位相を自動的に調整してトランスポンダの方向を指すようにすることができる。トランスポンダの方向は、トランスポンダが「中央」にあることを「照準合わせ回路」が示すときの挿入された位相の値によって見出される。θの値は、前述したとおり、挿入された位相の値から見出すことができる。この値を所望に応じて使用することが可能であり、あるいはＬＥＤディスプレイ、ＬＣＤディスプレイ、音声合成などのその他のビジュアル・ディスプレイを操作者に提供することができる。
【００２５】
第２の代替の方法では、トランスポンダと通信するのに２つのアンテナが使用される場合、アンテナ出力におけるチャネルのそれぞれと基準との間で相対的位相を判定することができる。次に、これら２つのチャネル間における位相の差、アンテナ間隔、およびマイクロ波周波数を知った上で、トランスポンダの方向を計算することができる。図１に示すとおり、アンテナＲによってトランスポンダに信号が送信される。また、このアンテナからのマイクロ波信号は、アンテナＡおよびＢにおける直交ホモダイン受信機のための基準信号としても使用される。アンテナＡおよびＢにおいて測定された位相は、トランスポンダまで行って戻る経路の長さによって生じた未知の位相のアンビギュイティを有する。アンテナＡおよびＢの信号間における位相の数学的差を形成することにより、未知の量が除去され、結果が、長さ２ａによって生じる。角θは、以下の方程式から計算することができる。
【００２６】
θ＝ａｒｃｓｉｎ（ａ／ｄ）＝ａｒｃｓｉｎ（Φλ／２πｄ）
ただし、Φ＝Φ_Ａ−Φ_Ｂ
位相Φ_ＡおよびΦ_Ｂは、中間周波数（ＩＦ）信号またはベースバンド信号を生成する線形増幅器によって直交検出器の出力を増幅し、その信号をフィルタに掛けてトランスポンダによって生成された変調によるものだけを分離し、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器を使用してその結果をデジタル化し、コンピュータまたはマイクロコントローラを使用して位相角を計算することによって得られる。角は、直交ホモダイン検出器の出力における直交信号対同相信号の比（例えば、Ｖｑ／Ｖｉ）のアークタンジェントとして計算される。
【００２７】
第３の代替の方法は、線形増幅器、位相計、およびコンピュータを使用することに代わる代案に関し、基準チャネルと信号チャネルの間で制御された仕方で位相を変化させ、各チャネル上で直交ゼロの位置を測定し、トランスポンダからの信号の着信の角の後の計算またはその他の指示である。トランスポンダの方向は、チャネル間の直交ゼロの位置の差に基づいて見出すことができる。この代替の方法は、制限増幅器とともに機能し、位相計なしで済ませるが、うまく制御された低雑音移相器を必要とするというさらなる費用および複雑さが伴う。
【００２８】
この方法の実施は、電圧に比例して位相を変化させる移相器を使用することである。この位相変化させられた信号は、３つの直交ホモダイン受信機のための基準（またはローカル発振器（ＬＯ））として使用される。電圧が増加されるにつれ、３つのチャネルの信号が、ホモダイン検出器を使用して処理され、同相出力および直交出力が提供される。検出された信号は、帯域フィルタによってフィルタされ、制限増幅器によって増幅される。アンテナＡおよびＢからのチャネルの中の信号がそれぞれ、基準チャネルと比較される。トランスポンダがまっすぐ前方にある場合（θ＝０）には、３つのチャネルの中の信号は、各チャネルが、直交ゼロ効果に起因して極性を変化させる（ｒまたは挿入された位相が変化するにつれて）にもかかわらず、常に同じ極性である。トランスポンダが右側にある（θが正である）場合には、信号が同じ極性である移相器の制御電圧の値、および信号が反対の極性である値が存在する。挿入された位相の値は、制御電圧の値を知ることによって得ることができる。ゼロの間の位相の差は、距離２ａに対応する位相によるものである。ｄは既知であるので、ａを見出すことができ、したがって、θを見出すことができる。θに関する数値は、第２の代替の方法で説明したとおり、コンピュータまたはマイクロコントローラによって計算することができる。第３の方法は、米国特許第５５１０７９５号で説明されるトランスポンダの動きを判定するために直交ゼロのタイミングを使用するのと同様な、方向を判定するために直交ゼロの発生の相対的タイミングを使用するための技術を使用することが可能である。ＬＯ基準信号の位相が掃引される際、異なる時点で３つのホモダイン受信機の出力において直交ゼロ条件が観察される。１８０度の位相偏移に対応するＬＯ信号上の挿入された位相が、１つのチャネル上の直交ゼロ条件間における位相の変化に対応するので、３つのチャネル上の直交ゼロ条件のタイミングの比較により、チャネル間の相対的位相の測定が提供される。例えば、ＬＯ信号の位相が、０度から１８０度まで掃引され、アンテナＡおよびＢの間における直交ゼロ間のタイミングの差が、掃引時間の１／４に対応する場合、アンテナＡおよびＢによって受信された信号間の位相差は、４５度（１８０／４）である。位相が分かると、以下の方程式を使用することによってトランスポンダの方向を計算することができる。
【００２９】
θ＝ａｒｃｓｉｎ（ａ／ｄ）
＝ａｒｃｓｉｎ（Φλ／２πｄ）
この方法は、線形増幅器、Ａ／Ｄ変換器、または位相計を必要としない。前述の方法に移相器の複雑さが加わることにより、リーダから方向に加えて、角θの実際の値が提供される。
【００３０】
本発明の第４の代替の方法では、送信−受信特性、および方程式は、前述の方法と同じであるが、図２の９０°移相器がなしで済まされる。ホモダイン受信機が、３つのアンテナのそれぞれの出力に対して動作し、それぞれの出力は、復調された同相（Ｉ）及び（Ｑ）信号を生成する。これらの復調された信号が様々な仕方で組み合わされて、トランスポンダの方向の指示を提供するのに使用される和信号および差信号が生成される。この方法は、復調された信号の位相が計算されないことで前の方法とは異なっている。
【００３１】
以上の方法を２つ以上の要素のアンテナ・アレイとともに使用して、被変調後方散乱を生成している協調的なレーダ目標の方向を判定することができる。以上の説明は、３つのアンテナのアレイを使用したが、２つ以上のアンテナのその他の組合せも使用できることを理解されたい。制限増幅器の使用は、被変調後方散乱通信システムにおける信号の処理において周知である。本明細書で開示した本発明より以前には、ホモダイン直交検出器の出力に対して動作する制限増幅器からの出力を使用してトランスポンダの方向も判定する仕方は、全く知られていなかった。
【００３２】
本発明を以上に概略を述べた特定の実施形態に関連して説明してきたが、当分野の技術者には、多くの代替形態、修正形態、および変形形態が明らかであることが、明白であろう。したがって、以上に提示した本発明の好ましい実施形態は、例示するものであり、限定するものではない。本発明の趣旨および範囲を逸脱することなく、様々な変更を行うことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による三アンテナ方向検出システムの形状を示す図である。
【図２】アンテナのバイスタティック・アレイを含む例としての方向検出システムを示す概略図である。
【図３】アンテナのバイスタティック・アレイからの差チャネル信号を示すグラフである。
【図４】本発明による三アンテナ方向検出システムの形状の別の実施形態を示す図である。

Claims (13)

1. トランスポンダの方向を判定するための方法であって、
   トランスポンダとの通信が望まれるエリアに第１の信号を送信すること、
   前記第１の信号から導出される第２の信号を生成すること、
   第１のアンテナ、第２のアンテナ、および第３のアンテナを介して前記第２の信号を受信すること、
   前記第１のアンテナおよび前記第２のアンテナを介して受信された前記第２の信号から差信号を形成すること、
   前記差信号を遅延させること、および
   前記遅延した差信号の第１の極性を前記第３のアンテナを介して受信された前記第２の信号の第２の極性と比較することを含む方法。
2. 前記第１の極性と前記第２の極性が同じであるとき、前記トランスポンダが前記第３のアンテナの左側にあると判定することをさらに含む請求項１に記載の方法。
3. 前記第１の極性と前記第２の極性が反対であるとき、前記トランスポンダが前記第３のアンテナの右側にあると判定することをさらに含む請求項１に記載の方法。
4. 前記遅延した差信号が受信機によって検出されないとき、前記トランスポンダが前記第３のアンテナと一線上に並んでいると判定することをさらに含む請求項１に記載の方法。
5. 第４のアンテナおよび第５のアンテナを介して前記第２の信号を受信すること、
   前記第４のアンテナおよび前記第５のアンテナを介して受信された前記第２の信号から第２の差信号を形成すること、
   前記第２の差信号を遅延させること、および
   前記遅延した第２の差信号の第３の極性を前記第３のアンテナを介して受信された前記第２の信号の前記第２の極性と比較することをさらに含む請求項１に記載の方法。
6. 前記差信号を遅延させることが、前記差信号を９０度だけ遅延させることを含む請求項１に記載の方法。
7. トランスポンダの方向を判定するための方法であって、
   トランスポンダとの通信が望まれるエリアに第１の信号を送信すること、
   前記第１の信号から望まれる第２の信号を生成すること、
   第１のアンテナおよび第２のアンテナを介して前記第２の信号を受信し、前記第１のアンテナおよび前記第２のアンテナを介して受信した前記第２の信号から差信号を形成すること、
   前記第１のアンテナを介して受信された前記第２の信号と前記第３のアンテナを介して受信された前記第２の信号を加算することによって第３の信号を形成すること、
   前記差信号を遅延させること、および
   前記遅延した差信号の第１の極性を前記第３の信号の第２の極性と比較することを含む方法。
8. 前記第１の極性と前記第２の極性が同じであるとき、前記トランスポンダが、前記第１のアンテナおよび前記第２のアンテナの間に整列された第３のアンテナの左側にあると判定することをさらに含む請求項７に記載の方法。
9. 前記第１の極性と前記第２の極性が反対であるとき、前記トランスポンダが、前記第１のアンテナおよび前記第２のアンテナの間に整列された第３のアンテナの右側にあると判定することをさらに含む請求項７に記載の方法。
10. 前記遅延した差信号が受信機によって検出されないとき、前記トランスポンダが、前記第１のアンテナおよび前記第２のアンテナの間に整列された第３のアンテナと一線上に並んでいると判定することをさらに含む請求項７に記載の方法。
11. トランスポンダの方向を判定するためのシステムであって、
    前記トランスポンダに第１の信号を送信するための第１のアンテナと、
    前記トランスポンダから第２の信号を受信するための第２のアンテナおよび第３のアンテナと、
    前記第２のアンテナによって受信された前記第２の信号と前記第３のアンテナによって受信された前記第２の信号を加算して和信号を生成するための手段と、
    前記第２のアンテナによって受信された前記第２の信号を前記第３のアンテナによって受信された前記第２の信号から減算して差信号を生成するための手段と、
    前記差信号を遅延させるための手段と、
    前記差信号の第１の極性を前記和信号の第２の極性と比較するための比較器とを含むシステム。
12. 前記遅延した差信号を検出するための検出器をさらに含む請求項１１に記載のシステム。
13. トランスポンダの方向を判定するためのシステムであって、
    前記トランスポンダから信号を受信するための第１のアンテナおよび第２のアンテナと、
    前記第１のアンテナによって受信された前記信号と前記第２のアンテナによって受信された前記信号を加算して和信号を生成するための手段と、
    前記第１のアンテナによって受信された前記信号を前記第２のアンテナによって受信された前記信号から減算して差信号を生成するための手段と、
    前記差信号を前記和信号と比較して前記トランスポンダの方向を判定するためのプロセッサとを含むシステム。

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