JP2005354485A - 自動利得制御回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 光信号を電気信号に変換して所定レベルに増幅出力する為の自動利得制御回路に関し、温度変化に対しても安定な制御動作を行わせる。
【解決手段】 APD1と、前置増幅器2と、可変利得増幅器3と、振幅検出回路5と、温度検出回路13と、温度対応に、APD1に対する逆バイアス電圧と、前置増幅器2に対する電流−電圧変換利得制御値と、可変利得増幅器3に対する増幅利得制御値との複数の組み合わせを含む利得テーブルを保持したメモリ10と、検出温度に従ったメモリ10の利得テーブルの中の温度対応領域内のデータを保持させるレジスタ9と、振幅検出値と基準値とを比較する比較器7と、比較出力信号に従ってレジスタ9のアドレス信号を出力するディジタルフィルタ8と、そのアドレス信号に従ってレジスタ9から読み出して、APD1と、前置増幅器2と、可変利得増幅器3とを制御する為のD/Aコンバータ13,14,15とを備えている。
【選択図】 図1
【解決手段】 APD1と、前置増幅器2と、可変利得増幅器3と、振幅検出回路5と、温度検出回路13と、温度対応に、APD1に対する逆バイアス電圧と、前置増幅器2に対する電流−電圧変換利得制御値と、可変利得増幅器3に対する増幅利得制御値との複数の組み合わせを含む利得テーブルを保持したメモリ10と、検出温度に従ったメモリ10の利得テーブルの中の温度対応領域内のデータを保持させるレジスタ9と、振幅検出値と基準値とを比較する比較器7と、比較出力信号に従ってレジスタ9のアドレス信号を出力するディジタルフィルタ8と、そのアドレス信号に従ってレジスタ9から読み出して、APD1と、前置増幅器2と、可変利得増幅器3とを制御する為のD/Aコンバータ13,14,15とを備えている。
【選択図】 図1
Description
本発明は、光信号を受信して電気信号に変換し、所望の信号レベルで出力する為の自動利得制御回路に関する。
受信した光信号を電気信号に変換し、その電気信号を所定のレベルに増幅して出力する光受信回路は、出力レベルを安定化する為の自動利得制御回路を含むものである。又光信号を電気信号に変換する受光素子は、高速信号を処理する場合、InGaAs3元半導体によるアバランシェ・フォトダイオード(以下APD(Avalanche Photodiode)と略称する)が用いられている。このAPDを受光素子として用いた光受信回路の自動利得制御回路は、例えば、図10に示す構成が知られている。同図に於いて、38はAPD、39は前置増幅器、40は可変利得増幅器、41はリミッタ、42はDC/DCコンバータ、43は振幅検出回路、44は比較器、45は利得制御部を示す。
光信号を入力するAPD38は、DC/DCコンバータ42から逆バイアス電圧として、所定の一定電圧を印加する場合を示し、APD38の出力信号を前置増幅器39により増幅し、可変利得増幅器40により増幅し、リミッタ41により所定の振幅に制限して、受信出力信号とする。又振幅検出回路43により、可変利得増幅器40の出力信号振幅を検出し、比較器44に於いて基準値と比較し、その比較出力信号を利得制御部45に入力し、利得制御部45により可変利得増幅器40の利得を制御して、入力された光信号のレベルが変動しても、所定の出力信号振幅となるように制御するものである。
又受光素子としてのAPD38は、逆バイアス電圧により電流増倍率を制御できるものであるから、図10に示す構成に対して、図11に示すように、APD逆バイアス電圧制御部46を設け、比較器44による出力信号振幅値と基準値との比較結果を所定の比率で利得制御部45とAPD逆バイアス電圧制御部46とに分配し、APD逆バイアス電圧制御部46によりDC/DCコンバータ42を制御し、DC/DCコンバータ42からAPD38に印加する逆バイアス電圧を制御して、APD38の電流増倍率と、可変利得増幅器40の増幅利得とを制御することにより、所定の出力信号振幅となるように制御するものである。
又図11に示す構成に於いて、APD38の電流増倍率の制御と、可変利得増幅器40の増幅利得と共に、前置増幅器39の増幅利得を制御する構成を設け、出力信号のピーク検出値に従って、APD38と、可変利得増幅器40とを制御し、出力信号の直流成分検出値に従って、前置増幅器39を制御し、それぞれの制御ループの応答速度をサンプリング周波数の選択により相違させた可変利得制御回路も知られている(例えば、特許文献1参照)。
又APDは、電流増倍率を所定値以下に低下させると、帯域が急激に減少して、高速な光信号を電気信号に変換することができなくなる。そこで、出力電気信号の中の高周波成分のピーク値を検出してAPDに印加する逆バイアス電圧を制御すると共に、この逆バイアス電圧と電流増倍率との関係から、電流増倍率が所定値以下に低下しないように逆バイアス電圧を制限する光受信回路も知られている(例えば、特許文献2参照)。又このようなAPDの逆バイアス電圧の制御と共に可変利得増幅器により出力信号レベルを一定化する回路構成も知られている(例えば、特許文献3参照)。
又APDに印加する逆バイアス電圧の制御と,可変利得増幅器の利得制御とを、検出した出力信号レベルが所定値以下の時に、可変利得増幅器の利得制御を行い、出力信号レベルが所定値より大きくなった時に、APDの逆バイアス電圧を制御し、且つ可変利得増幅器の利得を制御する制御電圧が所定の判定値より大きくなった時に、入力光信号断とする構成も知られている(例えば、特許文献4参照)。又APDは,温度によって電流増倍率が変化するから、APDの温度を検出し、そのAPDの温度に対する逆バイアス電圧と電流増倍率との関係をメモリから読み出して、その関係に従って逆バイアス電圧を制御する制御ループと、可変利得増幅器の利得を制御する制御ループとを設けた光受信回路も知られている(例えば、特許文献5参照)。
特開平5−48359号公報
特開平5−102744号公報
特開平6−314815号公報
特公平7−36500号公報
特開2000−201031号公報
APDに印加する逆バイアス電圧を、従来例の図10に示すように、固定値とすると、制御回路は簡単となるが、温度変動によるAPDの電流増倍率の変化によって受光出力信号レベルが変化し、逆バイアス電圧の設定は、最小受信感度とダイナミックレンジとのトレードオフとなり、両方を最適化することができないものである。そこで、従来例の図11に示すように、APDの逆バイアス電圧を制御する構成により、温度変動による電流増倍率の変化に対しても或る程度追従して制御することができ、ダイナミックレンジの拡大が容易となるが、利得制御と逆バイアス電圧制御との配分比率の最適化が容易でなく、高速応答化が容易でない問題がある。
又APDと前置増幅器と可変利得増幅器とをそれぞれ制御する制御ループを、サンプリング周波数の選択により、それぞれ独立的に応答速度の制御を行う従来例(前記特許文献1参照)に於いては、各制御ループ間の調整が容易でない問題と、温度によりAPDの特性が大きく変化する問題がある。そこで、APDの逆バイアス電圧と電流増倍率との関係を温度対応に記憶したメモリを設けて、検出温度に対応した逆バイアス電圧をAPDに印加する従来例(前記特許文献5参照)が提案されており、前置増幅器の出力信号の高周波成分のピーク値を検出して、逆バイアス電圧制御を行って、APDの高域側の低下を防止するものであるが、前置増幅器と可変利得増幅器とを含めた連携制御が行われていないので、安定性に問題がある。
本発明は、受光素子としてのAPDと、前置増幅器と、可変利得増幅器とを、検出温度に対応して連携させてディジタル制御し、安定な自動利得制御を可能とすることを目的とする。
本発明の自動利得制御回路は、受光素子としてのAPDと、前置増幅器と、可変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路とを含み、該振幅検出回路による振幅検出信号に従って各部を制御する自動利得制御回路に於いて、前記APDの温度又は周辺の温度を検出する温度検出回路と、温度対応に、前記APDに対する逆バイアス電圧と、前記前置増幅器に対する電流−電圧変換利得制御値と、前記可変利得増幅器に対する増幅利得制御値との複数の組み合わせを含む利得テーブルを保持したメモリと、前記温度検出回路の検出温度に従った前記メモリの利得テーブルの中の温度対応領域内のデータを保持させるレジスタと、前記振幅検出回路による振幅検出値と基準値とを比較する比較器と、該比較器の比較出力信号に従って前記レジスタのアドレス信号を出力するディジタルフィルタと、該ディジタルフィルタからのアドレス信号に従って前記レジスタから読み出して、前記APDに前記逆バイアス電圧を印加し、前記前置増幅器の電流−電圧変換利得を制御し、且つ前記可変利得増幅器の増幅利得を制御する為のアナログ信号に変換するD/Aコンバータとを備えている。
又前記温度検出回路の検出温度に従った前記メモリの利得テーブルの中の温度対応領域内のデータを保持させるレジスタに対するアドレス信号の更新量を、前記振幅検出回路による振幅検出信号を基にバースト入力光信号の立ち上がりを検出して所定期間増加するように制御するバースト入力制御回路を設けることができる。
又前記メモリに保持した利得テーブルは、温度対応領域毎に、前記APDに対する逆バイアス電圧と、前記増幅器に対する電流−電圧変換利得制御値と、前記可変利得増幅器に対する増幅利得制御値とによる全体利得がアドレスの増加に従って単調増加の特性となるように、前記アドレス対応に、前記逆バイアス電圧と前記電流−電圧変換利得制御値と前記増幅利得制御値との組み合わせから構成することができる。
又前記ディジタルフィルタからのアドレス信号が、所定値以上の前記メモリのアドレスを示す時に、光信号入力断と判断して断検出信号を出力する光信号入力断検出回路を設けることができる。
温度と、APDに対する逆バイアス電圧と、前置増幅器に対する電流−電圧変換利得制御値と、前記可変利得増幅器に対する増幅利得制御値とを組み合わせた内容の利得テーブルは、予め安定化制御できるように構成することができるから、入力光信号レベルの変動や温度変化が発生しても各部を連携して安定に制御し、広帯域化を図ることができる。又ディジタル処理の構成により回路規模の縮小と安定化とを図ることができる。
本発明の自動利得制御回路は、図1を参照すると、受光素子としてのAPD1と、前置増幅器2と、可変利得増幅器3と、この可変利得増幅器3の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路5とを含み、この振幅検出回路5による振幅検出信号に従って各部を制御する自動利得制御回路であって、APD1の温度又は周辺の温度を検出する温度検出回路13と、温度対応に、APD1に対する逆バイアス電圧と、前置増幅器2に対する電流−電圧変換利得制御値と、可変利得増幅器3に対する増幅利得制御値との複数の組み合わせを含む利得テーブルを保持したメモリ10と、温度検出回路5の検出温度に従ったメモリ10の利得テーブルの中の温度対応領域内のデータを保持させるレジスタ9と、振幅検出回路5による振幅検出値と基準値とを比較する比較器7と、この比較器7の比較出力信号に従ってレジスタ9のアドレス信号を出力するディジタルフィルタ8と、このディジタルフィルタ8からのアドレス信号に従って、レジスタ9から読み出して、APD1に逆バイアス電圧を印加し、前置増幅器2の電流−電圧変換利得を制御し、且つ可変利得増幅器3の増幅利得を制御する為のアナログ信号に変換するD/Aコンバータ13,14,15とを備えている。
図1は本発明の実施例1の説明図であり、1は受光素子としてのAPD、2は前置増幅器,3は可変利得増幅器、4はリミッタ、5は振幅検出回路、6,11はA/Dコンバータ、7は比較器、8はディジタルフィルタ、9はレジスタ、10はメモリ(EEPROM)、12は温度検出回路、13,14,15,17はD/Aコンバータ、16は光信号入力断検出回路、18はサンプリング周波数発生回路を示す。
光信号を入力するAPD1と、前置増幅器2と、可変利得増幅器3と、リミッタ4とについては、従来と同様の構成を適用することができる。又APD1の逆バイアス電圧の制御と、前置増幅器2の電流−電圧変換利得制御と、可変利得増幅器3の増幅利得制御とは、それぞれディジタル処理により行って、D/Aコンバータ13,14,15によりアナログ値に変換して制御する構成を備えている。又前置増幅器2は、トランスインピーダンス型増幅器を適用することができるもので、このトランスインピーダンス型増幅器は、広帯域特性を有することから、既に知られている各種の構成を適用することができる。
又振幅検出回路5は、可変利得増幅器3の出力信号の振幅レベルを検出し、A/Dコンバータ6によりディジタル値に変換して比較器7に入力する。このA/Dコンバータ6は、サンプリング周波数発生回路18からのサンプリング信号に従って振幅検出回路5の出力信号をサンプリングしてディジタル値に変換するものであり、このサンプリング周波数を高くすることにより、利得制御ループの応答速度を早くすることができるが、それぞれの特性を考慮して選択することができる。又比較器7は、この振幅検出信号のディジタル値と、基準値とを比較し、この比較出力を、ディジタルフィルタ8を介してレジスタ9のアドレスとする。このディジタルフィルタ8は、ローパスフィルタ特性とする場合が一般的であり、例えば、ディジタル積算回路の機能を適用して構成することができる。従って、振幅検出信号が増加傾向又は減少傾向の場合の同一極性の比較出力が所定回数連続することにより、レジスタ9に入力するアドレスを変化させる構成とすることができる。なお、比較器7に入力する基準値をレジスタ9から読み出す場合を示すが、他の専用回路等から基準値を比較器7に入力する構成とすることも可能である。
又温度検出回路12によりAPD1の温度或いはその周辺温度を検出し、A/Dコンバータ11によりディジタル値に変換して、メモリ10のアドレスとする。このメモリ10は、電気的に消去可能なプログラマブルメモリ(EEPROM)を用いた場合を示すが、他の構成のメモリを用いることもできる。そして、このメモリ10に、温度対応の、APD1の複数種類の逆バイアス電圧と、前置増幅器2の複数種類の電流−電圧変換利得値(トランスインピーダンス)と、可変利得増幅器3の複数種類の増幅利得値とのデータを含む利得テーブルを格納する。この利得テーブルから読み出した温度対応のデータをレジスタ9に書込み、ディジタルフィルタ8の出力信号をアドレスとして、逆バイアス電圧と電流−電圧変換利得値と増幅利得値とを読み出して、それぞれD/Aコンバータ13,14,15によりアナログ値に変換し、APD1に印加する逆バイアス電圧、前置増幅器2に加える制御電圧、可変利得増幅器3に加える利得制御電圧とする。
又光信号入力断検出回路16は、レジスタ9に対するアドレス信号を基に光信号の入力断を検出するものであり、光信号入力断は、光信号レベルの低下に相当するから、APD1の逆バイアス電圧と前置増幅器2のトランスインピーダンスと可変利得増幅器3の増幅利得とを増大させるようなレジスタ9に対するアドレス信号となるから、そのアドレス信号と、検出温度等に対応した比較アドレスとにより、光信号断を検出する。又レジスタ9に対するアドレス信号は、光信号の入力レベルと温度等の環境情報とに従って変化するものであるから、そのアドレス信号をモニタ用ディジタル出力信号とし、又D/Aコンバータ17によりアナログ値に変換して、モニタ用アナログ信号とすることができる。
光信号を入力するAPD1は、図2の(A),(B)に示すような特性を有するものであり、(A)は逆バイアス電圧VR[V]と電流増倍率Mとの関係を、温度をパラメータとして示すもので、逆バイアス電圧を増加することにより、電流増倍率Mを大きくすることができるが、同一の逆バイアス電圧でも、温度が上昇すると、電流増倍率Mが低下することになる。従って、温度が上昇した場合は、逆バイアス電圧を上昇させることが必要となる。又(B)は電流増倍率Mと遮断周波数fc[GHz]との関係を示すもので、電流増倍率Mがほぼ2〜10程度の範囲内であると、2〜5GHz程度の範囲の帯域で動作可能となる。
そこで、メモリ10に格納した利得テーブルは、例えば、図3にその一部を示すように、温度対応に、APD1に対する逆バイアス電圧[V]と、前置増幅器2に対する電流−電圧変換利得値としてのトランスインピーダンス[kΩ]と、可変利得増幅器3に対する増幅利得制御値としての電圧利得[dB]との組み合わせを、アドレス1,2,3,・・・の領域に保持して構成し、温度検出回路12による検出温度をA/Dコンバータ11によりディジタル値に変換して、温度対応のアドレスとする。従って、検出温度が例えば25℃の場合、その25℃の領域内の全データがレジスタ9に書込まれる。又利得制御過程に於いて温度が変化すると、その温度対応の利得テーブルの温度領域の全データが、メモリ10から読み出されて、レジスタ9に設定される。又各温度領域のアドレスは、1〜10について示しているが、例えば、1〜256とすることができる。
利得テーブルの各温度領域内のアドレスに従った逆バイアス電圧とトランスインピーダンスと電圧利得とは、例えば、或る温度領域に於ける全体利得を連続的或いはステップ状に単調増加傾向の特性となるように、且つ全体の安定動作が可能となるように、それぞれの値を設定する。図4は、それぞれの値の変化ステップの一例を示すものである。実際には、特性のばらつきが比較的大きいAPDの電流増倍率を考慮して逆バイアス電圧を決定し、この逆バイアス電圧に対応して、トランスインピーダンスと電圧利得とを、ステップ状に変化する値に設定した場合を示す。
又図5は、利得テーブルに於ける18℃〜31℃の範囲の温度に対する逆バイアス電圧と、トランスインピーダンスと、電圧利得と、全体利得との一例を示すもので、逆バイアス電圧は、低温時に比較して高温時は、電流増倍率が図2の(A)に示すように低下するから、次第に高くするように設定する。又全体利得を温度に対してそれぞれ変化させた場合は、それに対応して、トランスインピーダンスと電圧利得とを設定することになる。
前述の図1に於いて、振幅検出回路5により可変利得増幅器3の出力信号振幅を検出して、A/Dコンバータ6によりディジタル値に変換し、比較器7により、レジスタ9からの基準値と比較する。この基準値は、レジスタ9以外の設定部から固定或いは可変の構成として比較器7に入力することができる。そして、比較器7は、例えば、検出振幅値と基準値との大小関係に応じて、+1,0,−1の何れかの比較出力信号をディジタルフィルタ8に入力する。このディジタルフィルタ8は、例えば、比較出力信号の+1によりカウントアップして予め設定した或る値を超えるとオーバーフロー信号を出力し、−1によりダウンカウントして予め設定した他の値を下回ると、アンダーフロー信号を出力するアップダウンカウンタと、そのオーバーフロー信号によりアップカウントし、又はアンダーフロー信号によりダウンカウントして、レジスタ9のアドレス信号とするカウンタとにより構成することができる。従って、比較器7の比較出力信号の+1の所定数の連続又はー1の所定数の連続の場合に、アドレス信号が変化することになり、比較器7は、+1又はー1何れかを比較出力信号とする構成にすることもできる。従って、このディジタルフィルタ8は、ローパスフィルタの特性となる。なお、サンプリング周波数発生回路18からのサンプリング信号の周波数と関連して、ディジタルフィルタの特性を設定することができる。
又レジスタ9には、前述のように、検出温度に対応した利得テーブルの温度領域の内容が設定されるもので、ディジタルフィルタ8からアドレス信号入力されて、そのアドレス信号に従った逆バイアス電圧値とトランスインピーダンス値と電圧利得値とが読み出される。例えば、検出温度が25℃の場合、最初にアドレス信号が1を示すと、図3に示す温度領域については、逆バイアス電圧30V、トランスインピーダンス1kΩ、電圧利得1dBが読み出され、可変利得増幅器3の出力信号の振幅レベルが基準値より低い場合が所定サンプリング回数連続すると、ディジタルフィルタ8からのアドレス信号が2を示すものとなるから、レジスタ9から、逆バイアス電圧31V、トランスインピーダンス2kΩ、電圧利得2dBが読み出されて、全体利得は増加する。そして、検出振幅値が基準値と等しくなると、比較器7の比較出力信号は0又は交互に+1とー1とになるから、その時点のアドレスを維持し、所望の出力信号振幅を維持する全体利得となる。
又出力信号の振幅が増加した場合は、アドレス信号は、或る値から減少する方向に変化する。例えば、アドレス5の状態から比較出力信号のー1が連続すると、アドレス4となり、全体利得が減少する。それによっても検出振幅値が基準値を超えていると、アドレス3となり、全体利得は更に減少する。このように、検出温度に対応し、且つ検出振幅値と基準値との比較結果によって,APD1の電流増倍率と、前置増幅器2のトランスインピーダンスと、可変利得増幅器3の電圧利得とを制御して、出力信号振幅値を所定値に維持することができる。
図6は、アドレスに対する逆バイアス電圧と、トランスインピーダンスと、電圧利得と、全体利得とをアナログ的に表した利得テーブルの或る温度領域の内容の一例を示すもので、全体利得が、アドレスの増加に従って増加するように構成する。このアドレスの最大値を光信号入力断の判定基準とすることもできるが、例えば、アドレスB点を光信号入力断と判定する検出点とし、アドレスA点を光信号入力断からの断回復と判定する検出点として、アドレスA点とアドレスB点とを、温度対応にレジスタ9に設定し、光信号入力断検出回路16は、レジスタ9に対するアドレス信号と、アドレスA点とアドレスB点との基準値とを比較し、アドレスB点をアドレス信号が超えると、断検出信号を出力し、その後、アドレス信号がアドレスA点以下となると、断回復として、断検出信号をオフとする。このように、光信号の入力断検出に於けるヒステリシス特性を容易に実現することができる。又アドレスによる断検出は、光信号レベルによる断検出に比較して、ノイズ等による誤検出が生じない利点がある。
図7は、本発明の実施例2の説明図であり、図1と同一符号は同一部分を示し、20はバースト入力制御回路、21はクロック抽出・サンプリング周波数発生回路を示す。バースト入力光信号に対しても高速応答且つ安定な利得制御が必要である。そこで、振幅検出回路5による振幅検出信号をA/Dコンバータ6と共に、クロック抽出・サンプリング周波数発生回路21にも入力して、バースト入力光信号の立ち上がりを判定し、それに同期したクロック信号の抽出を行い、且つバースト入力制御回路20にバースト入力光信号の立ち上がりを通知する。又サンプリング信号をA/Dコンバータ6に入力して,振幅検出信号をサンプリングしてディジタル値に変換し、比較器7に入力する。
バースト入力制御回路20は、バースト入力光信号の立ち上がり通知に従って、ディジタルフィルタ8の特性を急速応答特性に切り替える。即ち、レジスタ9に対するアドレスの更新量を大きくして、全体利得を急速に変化させることにより、バースト入力光信号レベルに高速追従した利得となるように制御し、所定時間後には、通常の連続的なアドレス変化となる制御に切り替える。
例えば、定常時の入力光信号のレベル変化等による連続的な利得制御を、図8を参照して説明する。この図8に於いては、利得テーブルの温度25℃の温度領域を示し、時刻Aに於いて、アドレス4の時、次の時刻A+Xに於いて振幅検出値が基準値より低いことにより、アドレスが5となって、全体利得が増大し、次の時刻A+2Xに於いても振幅検出値が基準値より低いことにより、アドレスが6となって、全体利得が増大するように、振幅検出値が基準値より低い時には、時刻の経過と共に連続的にアドレスが大きくなって、全体利得も連続的に増加する場合を示す。なお、時刻A+4X以後の時刻A+5Xに於いて、例えば、振幅検出値が基準値より高くなったとすると、アドレスは8から7に変化して、全体利得は低下する。
このような全体利得の連続的な変化となる利得制御に対して、バースト入力制御回路20によるバースト入力光信号の立ち上がり時点の利得制御について、図9を参照して説明する。図8と同様な温度領域について、初期時刻Aに於けるアドレスを1とすると、ディジタルフィルタ8を制御して、検出振幅値が基準値より大きい時に、例えば、ディジタルフィルタ8のアドレス信号を出力するカウンタを、5段階分多くカウントアップさせる。従って、次の時刻A+Xに於いてアドレスが6となり、全体利得は急速に大きくなる。同様に、次の時刻A+2Xに於いても,アドレスを5倍の更新量とすると、アドレスは11となり、全体利得は急速に大きくなる。次の時刻A+3Xに於いては、3倍の更新量とすると、アドレスは14となる。それ以降の時刻A+4Xに於いては、連続的に変化する場合を示し、バースト入力光信号の立ち上がりを検出し、バースト入力制御回路20によりディジタルフィルタ8を制御して、レジスタ9に対するアドレスが、初期に1の場合、アドレスの変化量を初期状態では急速に大きくし、その後は、次第に連続的な変化となるようにする。それによって、バースト入力光信号レベルに高速に追従した利得制御を行うことができる。
又アドレス1〜256の場合に、バースト入力制御回路20からの制御により、ディジタルフィルタ8からのアドレスを中間の128とし、比較器7からの比較出力信号に対応してアドレスの更新を行うこともできる。この場合、初期のアドレスの更新量を連続的な制御の場合より僅か大きくして応答性を高くすることもできる。
又前述のバースト入力制御回路20による制御機能以外の図7に於ける図1と同一部分については同一であって、重複した説明となるので省略する。又ディジタル信号処理する機能部分は、マイクロコンピュータ等による論理演算処理機能によって実現することも可能である。
1 APD
2 前置増幅器
3 可変利得増幅器
4 リミッタ
5 振幅検出回路
6 A/Dコンバータ
7 比較器
8 ディジタルフィルタ
9 レジスタ
10 メモリ
11 A/Dコンバータ
12 温度検出回路
13,14,15 D/Aコンバータ
16 光信号入力断検出回路
17 D/Aコンバータ
18 サンプリング周波数発生回路
2 前置増幅器
3 可変利得増幅器
4 リミッタ
5 振幅検出回路
6 A/Dコンバータ
7 比較器
8 ディジタルフィルタ
9 レジスタ
10 メモリ
11 A/Dコンバータ
12 温度検出回路
13,14,15 D/Aコンバータ
16 光信号入力断検出回路
17 D/Aコンバータ
18 サンプリング周波数発生回路
Claims (4)
- 受光素子としてのAPDと、前置増幅器と、可変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路とを含み、該振幅検出回路による振幅検出信号に従って各部を制御する自動利得制御回路に於いて、
前記APDの温度又は周辺の温度を検出する温度検出回路と、
温度対応に、前記APDに対する逆バイアス電圧と、前記前置増幅器に対する電流−電圧変換利得制御値と、前記可変利得増幅器に対する増幅利得制御値との複数の組み合わせを含む利得テーブルを保持したメモリと、
前記温度検出回路の検出温度に従った前記メモリの利得テーブルの中の温度対応領域内のデータを保持させるレジスタと、
前記振幅検出回路による振幅検出値と基準値とを比較する比較器と、
該比較器の比較出力信号に従って前記レジスタのアドレス信号を出力するディジタルフィルタと、
該ディジタルフィルタからのアドレス信号に従って前記レジスタから読み出して、前記APDに前記逆バイアス電圧を印加し、前記前置増幅器の電流−電圧変換利得を制御し、且つ前記可変利得増幅器の増幅利得を制御する為のアナログ信号に変換するD/Aコンバータと
を備えたことを特徴とする自動利得制御回路。 - 前記温度検出回路の検出温度に従った前記メモリの利得テーブルの中の温度対応領域内のデータを保持させるレジスタに対するアドレス信号の更新量を、前記振幅検出回路による振幅検出信号を基にバースト入力光信号の立ち上がりを検出して所定期間増加するように制御するバースト入力制御回路を設けたことを特徴とする請求項1記載の自動利得制御回路。
- 前記メモリに保持した利得テーブルは、温度対応領域毎に、前記APDに対する逆バイアス電圧と、前記前記増幅器に対する電流−電圧変換利得制御値と、前記可変利得増幅器に対する増幅利得制御値とによる全体利得がアドレスの増加に従って単調増加の特性となるように、前記アドレス対応に、前記逆バイアス電圧と前記電流−電圧変換利得制御値と前記増幅利得制御値との組み合わせから構成したことを特徴とする請求項1又は2記載の自動利得制御回路。
- 前記ディジタルフィルタからのアドレス信号が、所定値以上の前記メモリのアドレスを示す時に、光信号入力断と判断して断検出信号を出力する光信号入力断検出回路を設けたことを特徴とする請求項1又は2記載の自動利得制御回路。
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