JP2005303602A - Ad converter measuring circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体集積回路(以下、LSI:Large Scale Integrationと称す)に搭載されたADコンバータの単体テストを可能とするADコンバータ測定回路に関するものである。 The present invention relates to an AD converter measurement circuit that enables a unit test of an AD converter mounted on a semiconductor integrated circuit (hereinafter referred to as LSI: Large Scale Integration).
従来のADコンバータの単体テストの方法について説明する。 図6において、101はLSI半導体デバイス、102はADコンバータであり、LSIテスタの任意の電圧を出力できるDC測定ユニット103を接続して入力端子104にアナログ電圧を供給する。ADコンバータ102によりアナログ−デジタル変換されたデジタル出力(mビット) 105をLSIテスタのメモリに取り込む。同様にアナログ入力電圧をインクリメントもしくはデクリメントに変化させ、デジタル出力値をメモリに格納していく。そして、メモリに格納したデジタル出力値を理想の値と比較するソフト演算を行うことにより、ADコンバータの精度が算出できる。その精度を元に判定を行い、製品保証の許容範囲内であれば良品、範囲外であれば不良品と判定する。
A conventional unit test method for an AD converter will be described. In FIG. 6,
尚、先行特許として出願されている特許文献1は、ADコンバータとDAコンバータを混載するLSIにおいて、ADコンバータの出力を外部に出力すること無しに、ADコンバータとDAコンバータのテストを同時に行うことを可能にする回路であるということだけは知られている。
しかしながら、従来のテスト方法では、任意の電圧を出力できるDC測定ユニットを必要とするLSIテスタを用いないとテストできない。また、DC測定ユニットによるアナログ入力電圧の印加、演算および判定にテスト時間が大幅に必要になるという問題点がある。 However, the conventional test method cannot be tested without using an LSI tester that requires a DC measurement unit that can output an arbitrary voltage. In addition, there is a problem that a test time is required for the application, calculation and determination of the analog input voltage by the DC measurement unit.
本発明は、DC測定ユニットを必要とせず、デジタル(入力)−デジタル(出力)のみのLSIテスタを用いてADコンバータのテストを可能とすると共に、テスト時間を短縮できるADコンバータ測定回路を提供することを目的とする。 The present invention provides an AD converter measurement circuit that does not require a DC measurement unit, enables testing of an AD converter using a digital (input) -digital (output) -only LSI tester, and reduces the test time. For the purpose.
上記目的を達成するために、本発明のADコンバータ測定回路は、デジタル信号をアナログ信号に変換して測定対象のADコンバータに入力するDAコンバータと、ADコンバータの出力の期待値を生成する期待値生成手段と、ADコンバータの出力である実測値と期待値を比較し比較結果を出力する比較手段と備えたものである。 In order to achieve the above object, an AD converter measurement circuit of the present invention includes a DA converter that converts a digital signal into an analog signal and inputs the analog signal to an AD converter to be measured, and an expected value that generates an expected value of the output of the AD converter. A generation unit and a comparison unit that compares an actual measurement value that is an output of the AD converter with an expected value and outputs a comparison result are provided.
上記構成において、比較結果の信号をシフトするフリップフロップと、比較結果およびフリップフロップの出力を入力とするANDゲートで構成した精度補正回路を有する。 The above configuration includes a precision correction circuit configured by a flip-flop that shifts a signal of the comparison result and an AND gate that receives the output of the comparison result and the flip-flop.
上記構成において、セレクタを介して直列に接続したH個の精度補正回路と、セレクタを制御して精度補正回路の直列接続数を制御する精度調整回路とを有する。 The above configuration includes H accuracy correction circuits connected in series via a selector, and an accuracy adjustment circuit that controls the selector to control the number of accuracy correction circuits connected in series.
本発明のADコンバータ測定回路は、被測定ADコンバータの外部に接続してテストを行うものである。ADコンバータの入力端子にはDAコンバータの出力端子を接続する構造を持つため、テスタからの入力信号はDAコンバータへの入力であり、デジタル値で済む。また、AD変換した値をカウンタにて発生させた理想値と比較し、LまたはHの値を出力することにより判定する仕組みを設け、テスト出力はLまたはHの判定結果のみとなる。よって、入力、出力共にデジタル値であるため、DC測定ユニットを用いることなくデジタル(入力)−デジタル(出力)のLSIテスタにてテストを実施することが可能となる。 The AD converter measuring circuit of the present invention is connected to the outside of the AD converter to be measured and performs a test. Since the input terminal of the AD converter is connected to the output terminal of the DA converter, the input signal from the tester is an input to the DA converter and may be a digital value. Also, a mechanism is provided that compares the AD converted value with the ideal value generated by the counter and outputs an L or H value, and the test output is only the L or H determination result. Therefore, since both input and output are digital values, it is possible to perform a test using a digital (input) -digital (output) LSI tester without using a DC measurement unit.
したがって、ADコンバータのテストをDC測定ユニットを必要とせずデジタル(入力)−デジタル(出力)のLSIテスタにてテスト時間を短時間で行うことを実現し、任意の許容範囲内の精度でのテストを可能とする。 Therefore, it is possible to test AD converters with a digital (input) -digital (output) LSI tester in a short time without the need for a DC measurement unit, and with a precision within an arbitrary tolerance range. Is possible.
この発明により、使用できるLSIテスタが幅広くなると共に、大幅なテスト時間の短縮が可能なため、テストコストの削減が実現できる。 According to the present invention, a wide variety of LSI testers can be used, and the test time can be greatly shortened, so that the test cost can be reduced.
精度補正回路により、被テスト用ADコンバータの特性を許容範囲内の精度に合わせてデジタル値で良否判定が可能となる。 With the accuracy correction circuit, it is possible to determine pass / fail with a digital value in accordance with the accuracy of the AD converter under test within the allowable range.
フリップフロップとANDゲートで構成した精度補正回路を内部にH個持ち、セレクタとそれを制御する為の精度調整回路を用いて、任意の許容範囲内の精度に合わせてデジタル値で良否判定を可能とする。 There are H accuracy correction circuits composed of flip-flops and AND gates inside, and using a selector and an accuracy adjustment circuit to control it, it is possible to judge pass / fail with digital values according to the accuracy within an arbitrary tolerance range And
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施の形態1)
図1は本発明に係わるADコンバータ測定回路の第1の実施形態の構成を示す図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of an AD converter measurement circuit according to the present invention.
図1において、201はADコンバータ測定回路、202はデジタル値を供給するDAコンバータ入力端子、203はnビットのデジタル入力信号、204はnビットDAコンバータ、205はクロック、206はクロック発生器、207はクロック周波数決定信号、208はmビットカウンタ、209はカウントアップ・ダウン指定信号、210はmビットのカウンタ出力、211はEX−ORゲート、212はEX−ORゲート出力信号、213はフリップフロップ、214はフリップフロップの出力、215はORゲート、216は出力データを表す。
In FIG. 1, 201 is an AD converter measurement circuit, 202 is a DA converter input terminal for supplying a digital value, 203 is an n-bit digital input signal, 204 is an n-bit DA converter, 205 is a clock, 206 is a clock generator, 207 Is a clock frequency determination signal, 208 is an m-bit counter, 209 is a count-up / down designation signal, 210 is an m-bit counter output, 211 is an EX-OR gate, 212 is an EX-OR gate output signal, 213 is a flip-flop,
以上のように構成されたADコンバータ測定回路について、簡単に信号の流れを述べる。 A signal flow of the AD converter measuring circuit configured as described above will be briefly described.
ADコンバータ測定回路201にDAコンバータ入力端子202からのnビットのデジタル値とクロック信号205を入力する。入力されたデジタル信号203はnビットDAコンバータ204により、アナログ値に変換され入力端子104に入力される。このDAコンバータ204により変換されたアナログ値を測定対象となるmビットADコンバータ102に入力し、デジタル出力105を得ることができる。
An n-bit digital value and a
次に、期待値生成手段はクロック発生器206と動作セレクト可能なカウンタ208により構成される。すなわち、ADコンバータ102の理想期待値をインクリメントおよびデクリメントするmビットカウンタ208を用いて発生させる。クロック信号205をクロック発生器206に入力し、クロック周波数決定信号207を入力することにより、入力されたクロック信号205をDAコンバータ204およびADコンバータ102の仕様を考慮した周波数に分周させてクロック変換を行う。このクロックをmビットカウンタ208に入力し、カウントアップ・ダウン指定信号209を入力することにより、カウンタ出力210からクロック発生器206の出力に同期してカウントアップもしくはカウントダウンを行い、ADコンバータ102の理想期待値を発生することを実現する。
Next, the expected value generating means includes a
比較手段はADコンバータ102の出力105である実測値と期待値を比較し比較結果を出力する。すなわち、上記より得られるADコンバータ102の実際のデジタル出力値と期待値をビット毎にEX−ORゲート211を用いて比較を行う。但し、実際の値と期待値が変化点においてずれが発生することを考慮して、フリップフロップ213を通すことにより変化点でのデータを整える。ビット毎に比較した結果214をさらにm入力のORゲート215を通すことにより、出力データ216は良品の場合はLを出力し、不良の場合はHを出力する。
The comparison means compares the actual measurement value, which is the
このADコンバータ測定回路102の各部でのデータの変化を図2のタイミングチャートを用いて説明する。図2は測定対象のADコンバータ102が8ビットADコンバータであり、Vppが2V、VREFHが2V、VREFLが0V、1LSBが7.8mV、2.5クロック後に変換するものを例にしている。また、ADコンバータ測定回路内部のDAコンバータ204は10ビットDAコンバータであり、Vppが2V、VREFが2V、1LSBが1.95mVのものを用いるとする。
A change in data in each part of the AD
図2において、205はクロック信号、203は10ビットのDAコンバータ入力データ、104はDAコンバータ出力データを受けADコンバータ入力データを入力する入力端子、105は8ビットのADコンバータ出力(データ)、210は8ビットのカウンタ出力(データ)、212はEX−ORの出力信号(データ)、214はフリップフロップ213の出力(データ)である。
2, 205 is a clock signal, 203 is 10-bit DA converter input data, 104 is an input terminal for receiving DA converter output data and inputting AD converter input data, 105 is an 8-bit AD converter output (data), 210 Is an 8-bit counter output (data), 212 is an EX-OR output signal (data), and 214 is an output (data) of the flip-
LSIテスタから入力するデジタル信号203を0から10ビットでの最大値である1023までインクリメントさせる。DAコンバータ204によりデジタル(入力)-アナログ(出力)変換され、デジタル入力を1インクリメントする毎に1LSB、つまり1.95mVずつ増加するアナログ値を入力端子104に得る。このDAコンバータ204の出力電圧がADコンバータ102の入力に接続されているため、入力端子104のアナログ値をADコンバータ102によりアナログ(入力)-デジタル(出力)変換を行う。アナログ入力値がADコンバータ102の1LSB、つまり7.8mV増加する毎に1ずつインクリメントされたデジタル出力を得る。但し、ここでは2.5クロック後に変換する特性のADコンバータ102を例にしており、2.5クロック待った後に変換を行うため、図2に示すデジタル出力105が得られる。
The
次に、ADコンバータ102の理想期待値を発生する経路について説明する。まず、入力されたクロック信号205をクロック発生器206に入力する。ここではADコンバータ102の変換が2.5クロック後に変換する特性のため、DAコンバータ204の入力をインクリメントし始めてから2.5クロック待った後に立ち上がるタイミングのクロックを発生させる。
Next, a path for generating the ideal expected value of the
その後、この例ではADコンバータ102の1LSBが7.8mVとDAコンバータ204の1LSBである1.95mVの4倍であるため、入力したクロック信号を4分周したクロックを発生させる。このクロック発生器206で発生させたクロックをmビットカウンタ208に入力するとクロックの立ち上がるポイントで0からインクリメントさせたmビットのデジタル値のカウンタ出力210を発生させる。これがADコンバータ102での期待値となる。
Thereafter, in this example, 1LSB of the
上記のデジタル出力105とカウンタ出力210の値をEX−ORゲート211を用いて比較した結果が出力信号212となる。デジタル出力105とカウンタ出力210の値が同じ場合はL、異なる場合はHが出力される。しかし、デジタル出力105とカウンタ出力210においてデータが変化するポイントでは誤差が生じてしまう可能性がある。そのため、フリップフロップ213を用いることにより、出力信号212の値から変化点での誤差を取り除き、その結果が出力(データ)214となる。出力214のmビットのORゲート215による論理和がADコンバータ測定回路201の出力データ216となり、ADコンバータ102が良品の場合はLが出力され、不良の場合はHが出力される。
The result of comparing the values of the
第1の実施の形態の発明によって、入力、出力共にデジタル値であるデジタル(入力)−デジタル(出力)のLSIテスタにてテストを実施することが可能となる。また、ロジック部のファンクションテストにてテストを実施することが可能となり、従来の方法に比べてDC測定ユニットを用いたアナログ入力の印加が不要であり、ソフト演算によるテストを必要としないため、テスト時間を大幅に短縮することが可能となる。
(実施の形態2)
本発明の第2の実施の形態を図3および図4を用いて説明する。 第1の実施の形態の発明では、ADコンバータ102の精度が良い場合や低速度で安定動作する場合や低ビットの場合でNLE=0LSBの実力があるものは問題なく測定可能であるが、ビットの変化点での誤動作など少しでも精度が悪い場合は不良となってしまうという問題がある。
The invention according to the first embodiment makes it possible to perform a test using a digital (input) -digital (output) LSI tester in which both input and output are digital values. In addition, it is possible to perform the test by the function test of the logic part, and it is not necessary to apply the analog input using the DC measurement unit compared with the conventional method, and the test by the software calculation is not required. Time can be greatly reduced.
(Embodiment 2)
A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In the invention of the first embodiment, when the
そこで、第2の実施の形態の発明では、第1の実施の形態での問題点を解決するため、許容範囲内の精度を補正するADコンバータ測定回路を提供する。 Therefore, the invention of the second embodiment provides an AD converter measurement circuit that corrects the accuracy within the allowable range in order to solve the problems in the first embodiment.
図3は本発明に係わるADコンバータ測定回路の第2の実施形態の構成を示す図である。 FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the second embodiment of the AD converter measurement circuit according to the present invention.
図3において、401は精度補正回路、402はフリップフロップ、403はフリップフロップ出力、404はANDゲート、405はANDゲートの出力である。第1の実施の形態の図1に新規に追加されたのは、フリップフロップ402とANDゲート404で構成した精度補正回路401であり、フリップフロップ213の出力データ214をフリップフロップ402で1クロックシフトさせて、そのフリップフロップ402の入力データ(214)と出力データ403の論理積をAND404で取ることにより、許容範囲内の精度を補正した出力405を得ることが可能となる。
In FIG. 3, 401 is an accuracy correction circuit, 402 is a flip-flop, 403 is a flip-flop output, 404 is an AND gate, and 405 is an output of the AND gate. What is newly added to FIG. 1 of the first embodiment is an
この精度補正回路401の各部でのデータの変化を図4のタイミングチャートを用いて説明する。図4は第1の実施の形態の説明の際に使用した図2と同じADコンバータ102およびDAコンバータ204の例を用いたものである。図4のようにADコンバータ出力105で1を期待しているところで0および2の出力が得られたとする。ここで、この精度の誤差が製品保証の許容範囲内であるとする。この場合、カウンタ208の出力210は期待値であるため1となっており、EX−ORゲート211で比較するとEX−ORゲート出力212は出力105と出力210の値が異なる箇所で1を出力する。この出力212をフリップフロップ213に通すことにより出力データ214が得られる。ここまでは第1の実施の形態の回路と同じであるが、このフリップフロップ213をフリップフロップ402に通すことにより、出力214のデータを1クロックだけシフトさせた出力403を得ることができ、出力214と403のAND404による論理積を考慮することにより、許容範囲内の誤差を補正した出力405を得ることが可能となる。出力405のmビットのORゲート215による論理和がADコンバータ201の出力となり、出力データ216には、ADコンバータ102が製品の保証精度を考慮して良品の場合は、“0”期待値ならばPASSとしてLが出力され、不良の場合はHが出力される。
A change in data in each part of the
また、本発明の精度補正回路401を直列にH個接続することにより、許容範囲を任意の値に設定することが可能である。
Further, by connecting H
第2の実施の形態の発明によって、第1の実施の形態の発明の問題である許容範囲内の精度でのテストを可能とする。
(実施の形態3)
本発明の第3の実施の形態を図5により説明する。 第2の実施の形態の発明の精度補正回路401を直列にH個接続することにより、許容範囲を任意の値に設定することが可能となる。しかしながら、この方法では精度補正回路401の接続数の決定は、パフォーマンスボード製作時から決定しなければならず、評価の段階において許容範囲の変更をすることは容易ではないという問題がある。
According to the invention of the second embodiment, a test can be performed with an accuracy within an allowable range which is a problem of the invention of the first embodiment.
(Embodiment 3)
A third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. By connecting H
そこで、第3の実施の形態の発明では、第2の実施の形態での問題点を解決するため、許容範囲をパフォーマンスボードの接続数の再設計なしに、外部信号でコントロールすることにより調整する機能を備えたADコンバータ測定回路を提供する。 Therefore, in the invention of the third embodiment, in order to solve the problems in the second embodiment, the allowable range is adjusted by controlling with an external signal without redesigning the number of connections of the performance board. An AD converter measuring circuit having a function is provided.
図5は本発明に係わるADコンバータ測定回路の第3の実施形態の構成を示す図である。
図5は図3の精度補正回路401の入力214について示したものであり、601は許容範囲を指定する精度指定信号、602は精度調整回路、603は精度調整信号、604はセレクタである。第2の実施の形態の図3に新規に追加された構成は、精度調整回路602、H個のセレクタ604およびH個の精度補正回路401である。精度調整回路602では精度指定信号601から、調整したい許容範囲とするにはH個の精度補正回路401のどの入力端子に214の信号を接続すれば良いかを設定する精度調整信号603を出力する。この信号603によりH個の精度補正回路401の入力部に設けたセレクタ604を制御して、必要な数の精度補正回路401を連結させる。
FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the third embodiment of the AD converter measurement circuit according to the present invention.
FIG. 5 shows the
信号の伝達経路を説明するために、図5において出力(信号)214が伝わる順にH個の精度補正回路401を補正回路1〜Hと呼び、その精度補正回路401間のセレクタ604を信号が伝わる順にセレクタ1〜Hと呼ぶ。精度調整回路401により、セレクタHを制御して出力214とORゲート215を接続すると、出力214が精度補正回路401を伝わらず直接ORゲート215に接続される回路となり、これは第1の実施の形態の発明である図1と等価の保証ができる。次に、セレクタH−1を制御して出力214と精度補正回路Hを接続し、セレクタHを制御して精度補正回路HとORゲート215を接続すると、出力214が精度補正回路1つを介してORゲート215に接続される回路となり、これは第2の実施の形態の発明である図3と等価の保証ができる。このように許容範囲を調整するために、J個の精度補正回路401を接続する必要がある場合に、出力に近い方のJ個の精度補正回路401を連結できるように、セレクタH−Jを制御して出力214を精度補正回路H−J+1に接続し、セレクタH−J+1からセレクタHまでを精度補正回路401の出力が次段に出力されるように制御すると、出力214は精度補正回路H−J+1から精度補正回路HまでのJ個の精度補正回路401を介してORゲート215に接続される回路となる。
In order to describe the signal transmission path, the H
この構造により、外部から許容範囲を指定することにより、ADコンバータ測定回路内の使用する精度補正回路401の数を制御することができるため、任意の許容範囲内の精度でテストを行うことが可能となる。
With this structure, the number of
第3の実施の形態の発明によって、第2の本実施の形態の発明の問題であるハード構成を任意の許容範囲内の精度に合わせて再設計することなくテストする事を可能とする。 According to the invention of the third embodiment, it is possible to test the hardware configuration, which is a problem of the invention of the second embodiment, without redesigning it to an accuracy within an arbitrary allowable range.
本発明のADコンバータ測定回路は、DC測定ユニットを必要とせず、デジタル(入力)−デジタル(出力)のみのLSIテスタを用いてADコンバータのテストを可能とすると共に、テスト時間を短縮できる等の効果があり、ADコンバータ測定回路等として有用である。 The AD converter measurement circuit of the present invention does not require a DC measurement unit, enables testing of the AD converter using a digital (input) -digital (output) only LSI tester, and shortens the test time. It is effective and useful as an AD converter measurement circuit or the like.
101 LSI半導体デバイス
102 ADコンバータ(mビット)
103 DC測定ユニット
104 アナログ入力端子
105 デジタル出力信号(mビット)
106 ロジック部
201 ADコンバータ測定回路
202 DAコンバータ入力端子(デジタル)
203 デジタル入力信号(nビット)
204 DAコンバータ(nビット)
205 クロック
206 クロック発生器
207 クロック周波数決定信号
208 カウンタ(mビット)
209 カウントアップ・ダウン指定信号
210 カウンタ出力(mビット)
211 EX−ORゲート
212 EX−ORゲート出力
213 フリップフロップ
214 フリップフロップ出力
215 ORゲート
216 出力データ
401 精度補正回路
402 フリップフロップ
403 フリップフロップ出力
404 ANDゲート
405 ANDゲート出力
601 精度指定信号
602 精度調整回路
603 精度調整信号
604 セレクタ
101
103
106
203 Digital input signal (n bits)
204 DA converter (n bits)
205
209 Count up / down
211
Claims (3)
ADコンバータ測定回路。 The AD converter measurement circuit according to claim 1, further comprising: a flip-flop that shifts a comparison result signal; and an accuracy correction circuit that includes an AND gate that receives the comparison result and the output of the flip-flop.
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