JP2005300519A

JP2005300519A - センサ装置

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Publication number: JP2005300519A
Application number: JP2004363692A
Authority: JP
Inventors: Masayoshi Sugino; 正芳杉野; Ryoji Koi; 良治小井; Seiki Inoue; 清貴井上; Kenichi Kubota; 健一窪田; Atsushi Matsui; 淳松井
Original assignee: Nippon Soken Inc; Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp; Soken Inc
Priority date: 2004-03-19
Filing date: 2004-12-15
Publication date: 2005-10-27
Anticipated expiration: 2024-12-15
Also published as: JP4382652B2

Abstract

【課題】センサの抵抗値変化を周波数変化として出力するセンサ装置を提供する。
【解決手段】測定対象の物理量により抵抗値が微小変化するセンサ１の信号はテレメータ本体２に供給される。テレメータ本体２は、発振回路２１を備え、センサ１の抵抗値変化をＲＣ発振回路で発振周波数変化に変換して出力する。発振回路２１からの信号の周期は周期計測回路２２で計測され、送信回路２４及びアンテナ２５から無線送信される。
【選択図】図１

Description

本発明はセンサ装置、特に測定対象の物理量を周波数に変換して出力するセンサ装置に関する。

従来より、歪みゲージや白金測温体等のセンサにおいては、測定対象の歪みや温度変化により生じる抵抗体の微小な抵抗値変化を用いて歪みや温度を測定している。微小な抵抗値変化を測定する方法としては、ホイートストンブリッジ等の抵抗ブリッジを利用して電圧変化に変換する方法がある。電圧変換後にアンプで増幅し、Ａ／Ｄ変換器でデジタル値に変換して出力する。

特開２０００−１６３６８３号公報

しかしながら、抵抗値変化を電圧変化に変換し、Ａ／Ｄ変換回路でデジタル値に変換する構成ではアナログ・デジタル混在回路になり、回路規模の増大を招く問題がある。

一方、サーミスタ等のように抵抗値変化が比較的大きい場合には、発振回路を用いて抵抗値変化を周波数変化に変換して出力する回路構成も提案されている。但し、この方法を歪みゲージや白金測温体のように抵抗値変化が小さい場合にそのまま適用したのでは、周波数変化が少ないので、測定精度を向上させるためには発振周波数の分周比を高める必要があり、分周比を高めると時間分解能が低下して瞬間的な物理量変化に追従できなくなる問題がある。

本発明の目的は、微小な抵抗値変化にも対応し得るセンサ装置を提供することにある。

本発明は、抵抗値変化を周波数変化として出力するセンサ装置において、測定対象の物理量に応じてその抵抗値が変化する可変抵抗と、前記可変抵抗に接続された発振回路であって、前記可変抵抗の一端に直列接続された第１キャパシタと、前記第１キャパシタにその出力端が直列接続された第１インバータと、前記可変抵抗の他端にその入力端が直列接続された第２インバータと、前記第２インバータに並列接続された第２キャパシタ及び抵抗を有し、前記可変抵抗の抵抗値により発振周波数が変化する発振回路とを備える。

本発明では、可変抵抗に接続された発振回路、すなわち、第１、第２のインバータ、第１、第２のキャパシタ並びに抵抗、センサの可変抵抗で構成されるＲＣ発振回路により可変抵抗の抵抗値を発振周波数変化に変換する。

ＲＣ発振回路の第１インバータの入力端にＬｏｗレベルを与えると、第１インバータの出力端はＨｉレベルとなり、可変抵抗及び第１キャパシタを介して第１インバータの出力端に接続された第２インバータの入力端は、可変抵抗の抵抗値で定める時定数でその電圧レベルが変化していく。第２インバータの入力端の電圧レベルが所定のレベルに達すると第２インバータの状態が遷移し、入力端のレベルを反転してＨｉレベルとし、第１インバータの入力端をＨｉレベルに変化させる。この繰り返しによりＲＣ発振回路は発振し、第２インバータの入力端の電圧レベルはｅｘｐ（−ｔ／τ）で変化するから（但し、τは時定数、ｔは経過時間）、微小な抵抗値変化を検出できる。

また、本発明における発振回路は、可変抵抗の一端に直列接続された第１キャパシタと、前記第１キャパシタに直列接続された抵抗と、入力端が前記抵抗に接続され出力端が前記可変抵抗の他端に接続された第１インバータと、前記抵抗及び第１インバータに並列接続された第２キャパシタと、出力端が前記第２キャパシタに接続され入力端が前記可変抵抗の他端に接続された第２インバータを有し、前記可変抵抗の抵抗値により発振周波数が変化するものであってもよい。

また、可変抵抗が複数並列に設けられる場合、これらの可変抵抗の個々に発振回路を接続するのではなく、複数の可変抵抗に発振回路を共通接続してもよい。発振回路を共通接続することで、回路の簡略化とともに、発振回路の特性ばらつきを防止できる。

本発明によれば、微小な抵抗値変化を周波数変化として出力できる。したがって、歪みゲージや白金測温体等、測定対象の物理量によりその抵抗値が微小に変化する場合にも高精度で検出できる。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について、テレメータを例にとり説明する。なお、テレメータとは、センサで検出した物理量データを無線で送信し、受信側で物理量データについて解析乃至記録を行う計測装置である。

図１には、本実施形態のテレメータの構成が示されている。センサ１、及びセンサ１からの検出信号を入力して受信側に無線送信するテレメータ本体２から構成される。

センサ１は歪みゲージや白金測温体のように、測定対象の物理量によりその抵抗値が変化するセンサである。

テレメータ本体２は、発振回路２１、周期計測回路２２、パラレル／シリアル変換回路２３、送信回路２４、アンテナ２５及び各部に電源電圧を供給する電源回路２６から構成される。

発振回路２１は、センサ１の抵抗値変化を発振周波数変化に変換し、矩形波信号として出力する。発振回路２１の詳細については後述する。

周期計測回路２２は、発振回路２１からの、抵抗値変化に応じた周波数を有する矩形波信号の周期を分周して周期を拡大した後、その周期を計測して出力する。

パラレル／シリアル変換回路２３は、周期計測回路２２からの計測値をシリアル信号に変換して出力する。

送信回路２４は、シリアル信号を所定のキャリアに重畳させてアンテナ２５から受信側に無線送信する。

図２には、図１における発振回路２１の構成が示されている。発振回路２１は、Ｃ²ＭＯＳ等で構成されるインバータＩＣ２１１、２１２と、抵抗２１３と、キャパシタ２１４、２１５からなるＲＣ発振回路を含んで構成される。

すなわち、センサ１（図ではその抵抗値が変化するため抵抗として示されている）の一端には互いに直列にキャパシタ２１４及びインバータＩＣ２１１が接続され、抵抗１の他端にはインバータＩＣ２１２が接続される。また、互いに直接接続された抵抗２１３及びキャパシタ２１５は、インバータＩＣ２１２に対して並列に接続される。インバータＩＣ２１１の入力側端子とインバータＩＣ２１２の出力側端子は図中Ａ点で接続される。Ａ点（ＲＣ発振回路の出力点）には、インバータＩＣ２１６を介してフリップフロップ（ＦＦ）２１７が接続される。ＲＣ発振回路の出力は、Ｃ²ＭＯＳインバータＩＣ２１６にて矩形波に波形整形されてＦＦ２１７に供給される。ＦＦ２１７は、Ｔ型フリップフロップであり、波形整形された矩形波信号をトグル反転させて出力する。ＲＳＦＦ２１７の出力は、発振回路２１の出力として周期計測回路２２に供給される。

以下、発振回路２１の動作について説明する。

いま、図２におけるＡ点がＬｏｗレベルであり、インバータＩＣ２１１の出力側がＨｉレベルとなった場合を想定する。ＲＣ発振回路はインバータＩＣ２１２によりその動作が制御されるため、インバータＩＣ２１２の入力電圧をＶ（ｔ）とする。この状態を受動素子のみで表現すると図４に示されるような等価回路となる。すなわち、キャパシタ２１４、センサ（抵抗）１、キャパシタ２１５及び抵抗２１３が直列接続され、キャパシタ２１４の他端はスイッチＳＷを介して電源（Ｈｉ）に接続され、抵抗２１３の他端は接地（Ｌｏｗ）される。ＳＷをＯＮにすると、Ｖ（ｔ）の過渡応答は図５に示されるように指数関数的（ｅｘｐ）に減少していき、かつ、その時定数はセンサ１の抵抗値に応じて定まる。すなわち、Ｖ（ｔ）＝Ｖ・ｅｘｐ（−ｔ／τ）で減少する。ここに、τ＝ＲＣはセンサ１の抵抗値及びキャパシタで定まる時定数である。指数関数的に減少するＶ（ｔ）がインバータＩＣ２１２に入力され、このＶ（ｔ）がインバータＩＣ２１２のシュミットトリガＬｏｗレベル以下（図５におけるＬレベル）に達すると図２におけるＡ点はＬｏｗレベルからＨｉレベルに遷移する。

Ａ点がＨｉレベルとなり、インバータＩＣ２１１の出力側がＬｏｗレベルになると、その等価回路は図６のようになる。すなわち、抵抗２１３の他端が電源（Ｈｉ）に接続され、キャパシタ２１４の他端がスイッチＳＷを介して接地（Ｌｏｗ）される。ＳＷをＯＮにすると、キャパシタ２１４、２１５には電荷が蓄積されているためまず−側に振れ、その後時間経過とともに増大する。図７には、Ｖ（ｔ）の過渡応答が示されている。このＶ（ｔ）がインバータＩＣ２１２のシュミットトリガＨｉレベル（図７におけるＨレベル）に達すると図２におけるＡ点は再びＨｉレベルからＬｏｗレベルに遷移する。

Ａ点が再びＬｏｗレベルになり、インバータＩＣ２１１の出力側がＨｉレベルになると、その等価回路は図８に示すようになる。図８の回路は図４の回路と同一であるが、図８の常置ではキャパシタ２１４、２１５に電荷が蓄積されている。したがって、ＳＷをＯＮにするとまず＋側に振れ、その後時間経過とともに指数関数的に減少していく。図９には、Ｖ（ｔ）の過渡応答が示されている。このＶ（ｔ）がインバータＩＣ２１２のシュミットトリガＬｏｗレベルに達すると、再び図６に示される回路構成となる。

以上のように、ＲＣ発振回路ではＶ（ｔ）の増加及び減少が繰り返され、発振することになる。図３（Ａ）には、Ｖ（ｔ）の信号波形が示されている。図中波形１００は、図５あるいは図９に示されるように指数関数的に減少していく波形であり、波形２００は図７に示されるように増大していく波形である。過渡応答Ｖ（ｔ）は上記したようにセンサ１の抵抗値に依存し、かつ、その周期はｅｘｐで決定されるため、微小な抵抗値変化であっても周期が大きく変化するので微小な抵抗値変化に対しても高い検出精度を維持できる。

以上のようにしてＲＣ発振回路で抵抗値変化に応じた周波数を有する信号が生成される。生成された信号はインバータＩＣ２１６で整形され、図３（Ｂ）に示されるような矩形波信号として出力される。矩形波信号はＦＦ２１７でトグル反転され、図３（Ｃ）に示される矩形波信号として出力される。

図１０には、図１に示されたテレメータ本体２の各部のタイミングチャートが示されている。図１０（ａ）は、発振回路２１から出力される矩形波信号の波形であり、その周波数はセンサ１の抵抗値に応じて決定される。図１０（ｂ）は、周期計測回路２２でこの矩形波信号を分周した信号波形であり、周期計測回路２２はこの分周信号と基準クロック信号との論理積を演算するＡＮＤゲートにより、分周信号の周期を計測する。図１０（ｃ）は、周期計測回路２２のＡＮＤゲートの出力信号波形である。周期の計測値は、パラレル／シリアル変換回路２３でシリアル信号に変換される。図１０（ｄ）は、変換後のシリアル信号波形である。図１０（ｅ）は、送信回路２４でシリアル信号にキャリアを重畳した信号波形であり、アンテナ２５から無線送信される。

このように、本実施形態では発振回路２１を用いて抵抗値変化を周波数変化に変換し、しかもＲＣ発振回路の指数関数的変化を利用して抵抗値変化を発振周波数変化に変換しているため、歪みゲージ等の抵抗値が微小なセンサを用いた場合であっても高精度に検出できる。また、発振回路から矩形波信号として出力するため、Ａ／Ｄ変換回路が不要で回路規模を小さくできる。

なお、本実施形態では送信回路２４及びアンテナ２５を用いてセンサ１にて検出したデータを無線送信しているが、有線で送信してもよい。また、本実施形態ではパラレル／シリアル変換回路２３を設けているが、配線に余裕がある場合にはパラレルにデータを送信してもよい。

上記の実施形態では、単一のセンサを用いる場合を例示したが、複数のセンサを設けることもできる。

図１１には、複数のセンサを用いて複数の物理量を測定する場合の構成が示されている。センサとして、複数の可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３が設けられる。各可変抵抗には、それぞれ発振回路５２−１、５２−２、５２−３が接続される。発振回路５２−１、５２−２、５２−３の出力はＯＲゲート６６に供給され、さらにＦＦ６８に供給される。ＦＦ６８は、発振回路の出力を周期計測回路２２に出力する。

各可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３に接続される発振回路としては、図２に示される発振回路２１でもよいが、本実施形態はこの変形例が示されている。発振回路５２−１に着目すると、センサである可変抵抗５０−１の一端にキャパシタ５４が接続され、キャパシタ５４の他端には抵抗５６及びインバータ５８が直列接続される。インバータ５８はその入力端が抵抗５６に接続され、その出力端が可変抵抗５０−１の他端に接続されるとともにＯＲゲート６６に接続される。このインバータ５８は、ＮＡＮＤゲートとしても機能し、図ではＮＡＮＤゲートとして示されている。ＮＡＮＤゲートの一端は上記のように抵抗５６に接続され、他端はセレクタ７０に接続される。また、直列接続された抵抗５６及びインバータ５８に並列に、抵抗６０とキャパシタ６２とインバータ６４が接続されている。インバータ６４の出力端がキャパシタ６２に接続され、入力端が可変抵抗５０−１の他端及びインバータ５８の出力端に接続される。発振回路５２−２、５２−３も発振回路５２−１と同様の構成であり、ＮＡＮＤゲートの出力がＯＲゲート６６に供給されるとともに、ＮＡＮＤゲートの入力端はセレクタ７０に接続される。

各発振回路５２−１、５２−２、５２−３は図２に示される発振回路２１と同様にそれぞれの可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３の抵抗値変化に応じた周波数で発振し、その発振信号がＯＲゲート６６に供給される。セレクタ７０は、各発振回路５２−１、５２−２、５２−３のＮＡＮＤゲートに切替信号Ｃ（１）、Ｃ（２）、Ｃ（３）を供給し、これらを選択的に切り替える。可変抵抗５０−１の出力を周期計測回路２２に供給する際には、Ｃ（１）＝Ｈｉ、Ｃ（２）＝Ｃ（３）＝Ｌｏｗとして発振回路５２−１のＮＡＮＤゲートのみをアクティブ状態とする。可変抵抗５０−２の出力を周期計測回路２２に供給する際には、Ｃ（２）＝Ｈｉ、Ｃ（１）＝Ｃ（３）＝Ｌｏｗとして発振回路５２−２のＮＡＮＤゲートのみをアクティブとする。可変抵抗５０−３の出力を周期計測回路２２に供給する際には、Ｃ（３）＝Ｈｉ、Ｃ（１）＝Ｃ（２）＝Ｌｏｗとして発振回路５２−３のＮＡＮＧゲートのみをアクティブとする。３つの異なるセンサとして可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３は、測定対象の異なる部位に設置され、異なる物理量を計測する。例えば、測定対象の各部位の温度を計測する等である。セレクタ７０はＣ（１）、Ｃ（２）、Ｃ（３）の値を順次変化させ、各センサからの信号を順次（時系列に）周期計測回路２２に供給する。周期計測回路２２は、時系列に供給された各センサからの信号の周期、すなわち周波数を計測し、測定対象の物理量を検出する。

しかしながら、このように各センサ毎、すなわち各可変抵抗毎に発振回路５２−１、５２−２、５２−３を接続する構成では、回路構成が増大するだけでなく、各発振回路５２−１、５２−２、５２−３の抵抗値Ｒのばらつきやキャパシタの容量Ｃのばらつきにより発振特性にばらつきが生じ、このため周期計測回路２２で正確に周期（周波数）を計測するために各発振回路の発振特性を考慮した検定作業が必要になる。すなわち、発振回路５２−１用の検定値、発振回路５２−２用の検定値、発振回路５２−３用の検定値を予め用意し、時系列に供給される各センサからの信号をこれらの検知値を切り替えて検定することが必要となり作業が煩雑となる。

図１２には、各センサに接続された発振回路５２−１、５２−２、５２−３の発振特性のばらつきが示されている。図において、センサａは可変抵抗５０−１及び発振回路５２−１に対応し、センサｂは可変抵抗５０−２及び発振回路５２−２に対応し、センサｃは可変抵抗５０−３及び発振回路５２−３に対応する。また、図において、横軸は各可変抵抗の抵抗値（Ω）を示し、縦軸はそのときのセンサ出力値（カウント値）、すなわち各発振回路の出力を示す。図から分かるように、各可変抵抗が同一抵抗値を示しても、その出力値は互いに異なる。これは、各可変抵抗に接続された発振回路のＲ、Ｃのばらつきにより発振特性が異なることを意味している。

そこで、本実施形態では、複数のセンサが設けられる場合に、各センサ毎に発振回路を接続するのではなく各センサに共通に単一の発振回路を接続する。

図１３には、本実施形態の構成が示されている。複数のセンサとして複数の可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３が並列に設けられるが、これらに共通に単一の発振回路７２が接続される。発振回路７２の構成は図１１に示された発振回路５２−１と同様である。キャパシタ７４が複数の可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３に共通に接続され、キャパシタ７４には抵抗７６及びインバータ７８が直列接続される。インバータ７８はその入力端が抵抗７６に接続され、出力端が可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３のそれぞれの他端に共通接続される。インバータ７８の出力端はＦＦ８６にも接続される。また、抵抗７６及びインバータ７８に並列に、抵抗８０、キャパシタ８２及びインバータ８４が接続される。抵抗８０、キャパシタ８２、インバータ８４は互いに直列接続され、インバータ８４の出力端はキャパシタ８２に接続され、入力端は可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３のそれぞれの他端に共通接続される。

また、可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３と共通の発振回路７２との間に、スイッチング素子としての３ステートバッファ９０−１、９０−２、９０−３がそれぞれ接続される。３ステートバッファ９０−１、９０−２、９０−３は、Ｈｉ状態、Ｌｏｗ状態及びＨｉインピーダンス状態（ＯＦＦ状態あるいは断線状態）の３つの状態間を遷移するバッファであり、Ｈｉインピーダンス状態となるか、あるいはＨｉ／Ｌｏｗとなるかはセレクタ８８からの切替信号Ｃ（１）〜Ｃ（３）により制御される。セレクタ８８は、各バッファ９０−１、９０−２、９０−３に切替信号Ｃ（１）〜Ｃ（３）を供給する。切替信号Ｃ（１）がＬｏｗの場合にバッファ９０−１はＨｉあるいはＬｏｗの状態（発振時の値に応じた状態）をとり、Ｃ（２）がＨｉの場合にバッファ９０−１はＨｉインピーダンス状態をとる。Ｃ（２）、Ｃ（３）についても同様である。

図１４には、セレクタ８８からの切替信号と各バッファ９０−１、９０−２、９０−３の出力Ｏ（１）、Ｏ（２）、Ｏ（３）との関係が示されている。Ｃ（１）のみをＬｏｗとし他をＨｉとするとバッファ９０−１の出力Ｏ（１）は発振信号Ｉ（１）、バッファ９０−２の出力Ｏ（２）、バッファ９０−３の出力Ｏ（３）はともに「Ｚ（Ｈｉインピーダンス）」となり、回路としてはオープン状態となるため、バッファ９０−１からの信号のみが発振回路７２の出力としてＦＦ８６に供給される。Ｃ（２）のみをＬｏｗとし、他をＨｉとするとバッファ９０−２の出力Ｏ（２）は発振信号Ｉ（２）、バッファ９０−１の出力Ｏ（１）、バッファ９０−３の出力Ｏ（３）はともに「Ｚ（Ｈｉインピーダンス）」となり、回路としてはオープン状態となるため、バッファ９０−２からの信号のみが発振回路７２の出力としてＦＦ８６に供給される。Ｃ（３）のみをＬｏｗとし他をＨｉとするとバッファ９０−３の出力Ｏ（３）は発振信号Ｉ（３）、バッファ９０−１の出力Ｏ（１）、バッファ９０−２の出力Ｏ（２）はともに「Ｚ（Ｈｉインピーダンス）」となり、回路としてはオープン状態となるため、バッファ９０−３からの信号のみが発振回路７２の出力としてＦＦ８６に供給される。

以上のように、セレクタ８８からの切替信号によりバッファ９０−１、９０−２、９０−３を択一的に切り替えることで、共通の発振回路７２から各可変抵抗５０−１、５０−２、５０−３の抵抗値変化に応じた発振信号を出力することができるので、複数の発振回路を各可変抵抗に接続した場合に生じ得る各発振回路の特性バラツキを防止することができる。本実施形態では、３個のセンサに対して１個の発振回路７２のみを接続するため、検定作業は１回で済む。

図１５には、本実施形態の発振特性が示されている。図１２に対応するものである。図において、センサａは可変抵抗５０−１及び発振回路７２に対応し、センサｂは可変抵抗５０−２及び発振回路７２に対応し、センサｃは可変抵抗５０−３及び発振回路７２に対応する。また、図において、横軸は各可変抵抗の抵抗値（Ω）を示し、縦軸はそのときのセンサ出力値（カウント値）、すなわち各発振回路の出力を示す。図から分かるように、各センサにおいて発振特性のばらつきが存在せず、同一抵抗値に対して同一センサ出力値が得られる。

なお、本実施形態においては、スイッチング素子として３ステートバッファ９０−１、９０−２、９０−３を用いているが、これは全てロジックＩＣで構成する場合を考慮したものであって、スイッチング素子としてアナログスイッチを用いてもよい。

図１６には、本実施形態の構成をプログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）に適用した場合の平面図が示されている。ＰＬＤ内には３つの発振回路（発振回路１、発振回路２、発振回路３）が設けられ、センサＡ、センサＢ、及びセンサＣからの検出信号を処理して周期（周波数）を計測する。センサＡからの信号はジャンパ線を介して発振回路１に供給される。センサＢからの信号はジャンパ線を介して発振回路２に供給される。２個のセンサＣからの信号はジャンパ線を介してともに発振回路３に供給される。２個のセンサＣからの信号を共通の発振回路３で処理することで、構成を簡易化するとともに特性バラツキを防止できる。図１６において、センサＡ、センサＢ、センサＣからの信号を全て同一の発振回路、例えば発振回路３に供給することも可能である。どのセンサ間で発振回路を共有するかは、各センサ、すなわち可変抵抗の可動範囲に応じて決定される。可動範囲が互いに近接している可変抵抗同士はその発振回路を共有し得る。共有する可動範囲の一例は６０Ω〜２２０Ωである。

実施形態の全体構成図である。図１における発振回路の構成図である。発振回路のタイミングチャートである。ＲＣ発振回路の等価回路図（その１）である。図４におけるＶ（ｔ）の過渡応答説明図である。ＲＣ発振回路の等価回路図（その２）である。図６におけるＶ（ｔ）の過渡応答説明図である。ＲＣ発振回路の等価回路図（その３）である。図８におけるＶ（ｔ）の過渡応答説明図である。図１における各部のタイミングチャートである。複数のセンサ毎に発振回路を設けた場合の構成図である。図１１における特性ばらつきを示すグラフ図である。他の実施形態の構成図である。図１３におけるセレクタの切替信号と各バッファの状態を示す説明図である。図１３における特性ばらつきを示すグラフ図である。ＰＬＤに適用した場合の平面図である。

符号の説明

１センサ、２テレメータ本体、２１発振回路、２２周期計測回路、２３パラレル／シリアル変換回路、２４送信回路、２５アンテナ。

Claims

抵抗値変化を周波数変化として出力するセンサ装置において、
測定対象の物理量に応じてその抵抗値が変化する可変抵抗と、
前記可変抵抗に接続された発振回路であって、前記可変抵抗の一端に直列接続された第１キャパシタと、前記第１キャパシタにその出力端が直列接続された第１インバータと、前記可変抵抗の他端にその入力端が直列接続された第２インバータと、前記第２インバータに並列接続された第２キャパシタ及び抵抗を有し、前記可変抵抗の抵抗値により発振周波数が変化する発振回路と、
を備えることを特徴とするセンサ装置。
請求項１記載の装置において、さらに、
前記発振回路にその入力端が直列接続されたＣＭＯＳインバータと、
を有することを特徴とするセンサ装置。
請求項２記載の装置において、さらに、
前記ＣＭＯＳインバータの出力端に直列接続されたＴ型フリップフロップと、
を有することを特徴とするセンサ装置。
請求項１〜３のいずれかに記載の装置において、さらに、
前記発振回路の発振周波数を計測する計測回路と、
前記計測回路の計測値をキャリアに重畳して無線送信する送信回路と、
を有することを特徴とするセンサ装置。
抵抗値変化を周波数変化として出力するセンサ装置において、
測定対象の物理量に応じてその抵抗値が変化する可変抵抗と、
前記可変抵抗に接続された発振回路であって、前記可変抵抗の一端に直列接続された第１キャパシタと、前記第１キャパシタに直列接続された抵抗と、入力端が前記抵抗に接続され出力端が前記可変抵抗の他端に接続された第１インバータと、前記抵抗及び第１インバータに並列接続された第２キャパシタと、出力端が前記第２キャパシタに接続され入力端が前記可変抵抗の他端に接続された第２インバータを有し、前記可変抵抗の抵抗値により発振周波数が変化する発振回路と、
を備えることを特徴とするセンサ装置。
互いに並列接続された複数の可変抵抗と、
前記複数の可変抵抗に共通接続された発振回路と、
前記発振回路と前記複数の可変抵抗のそれぞれとの間に接続されたスイッチング回路と、
前記スイッチング回路を切り替えて前記複数の可変抵抗を選択的に動作させる制御回路と、
を有することを特徴とするセンサ装置。
請求項６記載の装置において、
前記発振回路は、前記可変抵抗の一端に直列接続された第１キャパシタと、前記第１キャパシタにその出力端が直列接続された第１インバータと、前記可変抵抗の他端にその入力端が直列接続された第２インバータと、前記第２インバータに並列接続された第２キャパシタ及び抵抗を有し、前記可変抵抗の抵抗値により発振周波数が変化することを特徴とするセンサ装置。
請求項６記載の装置において、
前記発振回路は、前記可変抵抗の一端に直列接続された第１キャパシタと、前記第１キャパシタに直列接続された抵抗と、入力端が前記抵抗に接続され出力端が前記可変抵抗の他端に接続された第１インバータと、前記抵抗及び第１インバータに並列接続された第２キャパシタと、出力端が前記第２キャパシタに接続され入力端が前記可変抵抗の他端に接続された第２インバータを有し、前記可変抵抗の抵抗値により発振周波数が変化することを特徴とするセンサ装置。