JP2005286529A

JP2005286529A - 受信装置

Info

Publication number: JP2005286529A
Application number: JP2004095164A
Authority: JP
Inventors: Takashi Umeda; 隆司梅田; Kenji Adachi; 憲司足立; Hiroaki Ozeki; 浩明尾関; Yasuo Oba; 康雄大場; Yuichi Watanabe; 裕一渡辺; Ippei Jinno; 一平神野; Takeshi Fujii; 健史藤井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-03-29
Filing date: 2004-03-29
Publication date: 2005-10-13
Anticipated expiration: 2024-03-29
Also published as: JP4483369B2

Abstract

【課題】隣接信号の妨害抑圧のため、ＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２の次数を上げる必要が生じ、受信装置の低消費電力化が実現できない。
【解決手段】複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変調された信号の内の選択された１セグメントあるいは複数セグメントの位置に応じてＩＱ直交検波器の出力に接続されたＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変える。
このように、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦの次数を増やすことなく隣接信号に対する抑圧特性を得ることができるので、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦによる電流は増加しない。従って受信装置の低消費電力化を実現することができる。
また、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦの次数を高くすることなく隣接排除能力を十分得ることができるので、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦによる面積が増すことがない。従って小型化サイズの受信装置を実現できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、デジタル放送等に用いる受信装置に関するものである。

以下、従来の受信装置について図９を用いてその構成を示す。アンテナ１で受信したＩＳＤＢ−Ｔ信号は、入力端子１ａを介してＲＦアンプ２で増幅されて、ミキサ３に入力される。ＰＬＬ４では所定の周波数の発振信号が生成され、この発振信号がミキサ３に供給されて、中間周波数ｆＩＦ１である例えば１２０５ＭＨｚに周波数変換される。

ミキサ３の出力は、バンドパスフィルタ（以下ＢＰＦという。）５に入力される。このＢＰＦ５では、希望セグメントのみを選択して通過させ、他のセグメントや隣接信号の信号を抑圧する。さらに、ＢＰＦ５からの出力信号は、ＩＦアンプ６に入力され増幅された後、ミキサ７とミキサ８および移相器１０で構成されるＩＱ直交検波器１１に入力される。ＩＱ直交検波器１１からのＩ、Ｑ信号は、それぞれローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという。）５１、ＬＰＦ５２によりさらに他のセグメントや隣接信号の信号を抑圧されて、希望セグメントの信号が選択される。

この希望セグメントの信号は、ベースバンドアンプ（以下ＢＢアンプという。）３０，３１で既定のレベルに増幅される。さらに、ＢＢアンプ３０，３１からのＩ、Ｑ信号は、それぞれＡＤコンバータ３２，３３に入力されてデジタル信号に変換される。そしてこのデジタル信号は、数値制御発振器ＮＣＯ３５からの信号により、複素乗算器３４で周波数変換される。

さらに、複素乗算器３４からの出力信号は、ＬＰＦ３６，３７によりイメージとなる周波数が抑圧された後、ＯＦＤＭ復調器３８に入力され、ＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理に応じて復調処理が行われ、トランスポートストリーム出力端子２１（以下ＴＳ出力端子という。）にＴＳが出力される。

なお、この出願の発明に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が挙げられる。
特開２００１−７７６４８号公報

地上波デジタル音声信号においては、隣接するチャンネルにアナログ放送が存在する場合があり、高い隣接信号の抑圧特性が必要になってくる。特にＶＨＦ帯では、７ＣＨを用いて放送されるので、上側隣接チャンネルである８チャンネルおよび下側隣接チャンネルである６チャンネルにはアナログ放送が妨害信号として存在する。このため、これらの隣接信号に対して特に高い抑圧特性が必要になってくる。

図１０（ａ）は、７ＣＨによる地上波デジタル音声信号の図を表す。すなわち、図１０（ａ）において、横軸を周波数とし、縦軸をセグメントの振幅として表している。この７ＣＨは、低い周波数のセグメント１０１から高い周波数のセグメント１０８の８個からなるセグメントから構成されている。また、この音声信号に対して高い周波数には、上側隣接映像のアナログ信号が存在し、低い周波数には、下側隣接音声のアナログ信号が存在している。

図１０（ｂ）は、７ＣＨによる地上波デジタル音声信号において、３番目の１セグメントを示す図である。すなわち、図１０（ｂ）において、３番目の１セグメントをセグメント１０３としている。このセグメント１０３は、下側隣接音声、上側隣接映像のいずれに対しても周波数が離れている。このため、ＢＰＦ５およびＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２は、下側隣接音声、上側隣接映像を十分に抑圧できる。

図１０（ｃ）は、７ＣＨによる地上波デジタル音声信号において、８番目の１セグメントを示す図である。すなわち、図１０（ｃ）において、８番目の１セグメントをセグメント１０８としている。このセグメント１０８は、妨害信号である上側隣接映像に対して周波数が近接する。このため、ＢＰＦ５およびＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２では、妨害信号である上側隣接映像を十分に抑圧できなくなる。

また、希望する１セグメントが、低い周波数であるセグメント１０１とした場合においては、妨害信号である下側隣接音声に対して周波数が近接する。このため、ＢＰＦ５およびＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２では、妨害信号である下側隣接音声信号を十分に抑圧できなくなる。

図１０（ｄ）は、７ＣＨによる地上波デジタル音声信号において、６，７，８番目の３セグメントを示す図である。すなわち、図１０（ｄ）において、６，７，８番目の３セグメントをそれぞれセグメント２０６，２０７，２０８としている。これらセグメント２０６，２０７，２０８は、妨害信号である上側隣接映像に対して周波数が近接する。このため、ＢＰＦ５およびＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２では、妨害信号である上側隣接映像を十分に抑圧できなくなる。

また、希望するセグメントが、低い周波数にあるセグメント２０１，２０２，２０３とした場合においては、セグメント２０１，２０２，２０３は、下側隣接音声の妨害信号に対して近接する。このため、ＢＰＦ５およびＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２では、妨害信号である下側隣接音声を十分に抑圧できなくなる。

これら妨害信号である上側隣接映像、下側隣接音声に対して十分な抑圧特性を持たすには、例えばＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２の次数を上げて選択度特性を急峻にすることにより可能となる。ところが、ＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２の次数を上げることによって消費電力が大きくなり受信装置の低消費電力化が実現できないという問題点があった。

そこで本発明は、この問題を解決したものであり、受信装置の低消費電力化を実現することを目的としたものである。

この目的を達成するために、本発明の受信装置は、複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変調された信号の内の選択された１セグメントあるいは複数セグメントの位置に応じてＩＱ直交検波器の出力に接続されたＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変える。

これにより、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦの次数を増やすことなく隣接信号に対する抑圧特性を得ることができるので、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦによる電流は増加しない。従って受信装置の低消費電力化を実現することができる。

本発明の請求項１に記載の発明は、複数のセグメントからなるＯＦＤＭ変調信号を受信信号とする受信装置において、前記受信信号が入力される入力端子と、この入力端子からの信号が供給されるＩＱ直交検波器と、このＩＱ直交検波器から出力されたＩ、Ｑ信号がそれぞれ供給されるＩ、Ｑ信号用ＬＰＦと、これらＩ、Ｑ信号用ＬＰＦからの出力信号がそれぞれ供給されるＩ、Ｑ信号用出力端子を備え、前記セグメントの内の選択された１セグメントあるいは複数セグメントの位置に応じて、前記Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変える手段を設けた受信装置である。

これにより、複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変調された信号の内の選択された１セグメントあるいは複数セグメントの位置に応じてＩＱ直交検波器の出力に接続されたＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変えることができる。

このように、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦの次数を増やすことなく隣接信号に対する抑圧特性を得ることができるので、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦによる電流は増加しない。従って受信装置の低消費電力化を実現することができる。

また、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦの次数を高くすることなく隣接排除能力を十分得ることができるので、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦによる面積が増すことがない。従って小型化サイズの受信装置を実現できる。

請求項２に記載の発明は、基準クロックに接続された周波数調整回路と、周波数調整回路に接続された直流電圧補正回路を備え、異なる基準クロック信号周波数に対し直流電圧補正回路がＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を一定にする手段を備えた請求項１に記載の受信装置であり、複数の基準クロックに対応しＩ、Ｑ信号用ＬＰＦの周波数補正を行い、且つ隣接信号に対する抑圧特性を十分得ることのできる受信装置を実現できる。

請求項３に記載の発明は、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦと周波数調整回路の間に直流電圧補正回路を備え、異なる基準クロック信号周波数に対する直流電圧補正を行う手段を備えた請求項１に記載の受信装置であり、複数の基準クロックに対応するとともに、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦの製造上の特性ばらつきに応じてＩ、Ｑ信号用ＬＰＦの周波数補正を行い、且つ隣接信号に対する抑圧特性を十分得ることのできる受信装置を実現できる。

請求項４に記載の発明は、ビット誤り率に応じてＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変える手段を備えた請求項１に記載の受信装置であり、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦの経年変化による選択特性の劣化があった場合にも隣接信号に対する抑圧特性を十分得ることのできる受信装置を実現できる。

請求項５に記載の発明は、入力端子からの受信信号が供給されるミキサと、このミキサからの出力信号が供給されるフィルタと、このフィルタの出力信号がＩＱ直交検波器に供給される請求項１に記載の受信装置であり、製造上でフィルタの特性ばらつきが存在する場合も隣接信号に対する抑圧特性を十分得ることのできる受信装置を実現できる。

請求項６に記載の発明は、フィルタの特性に応じてＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変える手段を備えた請求項１に記載の受信装置であり、製造上でフィルタの特性ばらつきが存在する場合も十分な隣接抑圧能力を有する受信装置を実現できる。

請求項７に記載の発明は、少なくともＩＱ直交検波器とＩ信号用ＬＰＦとＱ信号用ＬＰＦは、同一のパッケージに集積された請求項１に記載の受信装置であり、小型化できるとともに、ＩＱ直交検波器からのＩ信号とＱ信号の特性差を低減できる。

以上のように本発明によれば、複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変調された信号の内の選択された１セグメントあるいは複数セグメントの位置に応じてＩＱ直交検波器の出力に接続されたＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変えることができる。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態について、図１、図６（ａ）（ｂ）（ｃ）、図７（ａ）（ｂ）（ｃ）を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態１による受信装置のブロック図である。

図１において、１はアンテナ、１ａは入力端子、２はＲＦアンプ、３はミキサ、４はＰＬＬ、５はＢＰＦ、６はＩＦアンプ、７，８はミキサ、９はＰＬＬ、１０は移相器、６１，６２はＩ、Ｑ信号用可変カットオフの低域通過フィルタ（以下ＬＰＦという。）、３０，３１はベースバンドアンプ（以下ＢＢアンプという。）、３０ａ，３１ａはＩ、Ｑ信号用ＬＰＦ出力端子、３２，３３はＡＤコンバータ（図ではＡＤＣという。）、３４は複素乗算器、３５は数値制御発振器（以下ＮＣＯという。）、３６，３７はデジタルＬＰＦ、３８はＯＦＤＭ復調器、２１はトランスポートストリーム出力端子（以下ＴＳ出力端子という。）、６３はマイクロプロセッサである。このマイクロプロセッサ６３で受信するセグメントの位置に応じてＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変えている。

この受信装置の構成は、１セグメントあるいは複数セグメントの部分受信を行う受信装置である。アンテナ１で受信したＩＳＤＢ−Ｔ信号は、入力端子１ａに入力されて、次にＲＦアンプ２で増幅されて、ミキサ３に入力される。ＰＬＬ４では所定の周波数の発振信号が生成され、この発振信号がミキサ３に供給されて、中間周波数ｆＩＦ１である例えば１２０５ＭＨｚに周波数変換される。ここで、ｆＩＦ１は固定周波数としている。

この１２０５ＭＨｚの中間周波数ｆＩＦ１は、ＢＰＦ５で不要信号の除去が行われる。ＢＰＦ５で帯域制限を受けた中間周波数ｆＩＦ１のセグメント信号はＩＦアンプ６で増幅されたのち、ＩＱ直交検波器１１に入力される。このＩＱ直交検波器１１は、ミキサ７とミキサ８と移相器１０とから構成されている。

このＩＱ直交検波器１１に入力された信号は、分配されてミキサ７，８のそれぞれの一方に入力される。このミキサ８の他方の入力には、ＰＬＬ９からの発振信号ＬＯ２ｂが入力され、ミキサ７の他方の入力には、ＰＬＬ９の発振信号の移相器１０で９０°位相シフトされた発振信号ＬＯ２ａが入力される。

これにより、ＩＱ直交検波器１１に入力された信号は、ＰＬＬ９からの発振信号ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂによって乗算されＩ、Ｑ信号が出力される。

さらに、このＩ、Ｑ信号は、ＬＰＦ６１，６２に入力される。このＬＰＦ６１，６２により、他のセグメントや隣接信号を更に抑圧できるとともに、希望セグメントのみが選択される。この希望セグメントは、ＢＢアンプ３０，３１に入力されて所定値まで増幅される。さらに、このＢＢアンプ３０，３１からの信号は、Ｉ、Ｑ信号用出力端子３０ａ，３１ｂに接続される。このＩ、Ｑ信号は、ＡＤコンバータ３２，３３に入力される。このＡＤコンバータ３２，３３からは、デジタル信号に変換された信号が出力される。

さらに、このデジタル信号は、複素乗算器３４に入力される。この複素乗算器３４では、ＡＤコンバータ３２，３３からのデジタル信号とＮＣＯ３５の信号とが複素乗算される。これにより、複素乗算器３４からはベースバンドに変換された信号が出力される。

そして、複素乗算器３４からの信号は、ＬＰＦ３６，３７に入力される。このＬＰＦ３６，３７では、イメージとなる周波数が抑圧された後、ＯＦＤＭ復調器３８に入力される。このＯＦＤＭ復調器３８では、ＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理に応じて、複素フーリエ変換、周波数インターリーブ、時間インターリーブ、誤り訂正などの復調処理が行われる。これにより、ＴＳ出力端子２１からはＴＳが出力される。

ここで、マイクロプロセッサ６３は、ＬＰＦ６１，６２のそれぞれの制御端子６１ａ，６２ａに接続されている。このマイクロプロセッサ６３からの制御信号により、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数は可変制御される。

次に、図６と図７を用いて、受信するセグメント位置において、ＢＰＦ５、ＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２による隣接信号の抑圧について説明する。このとき、ＢＰＦ５、ＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２による隣接信号の抑圧レベルの所要値を４０ｄＢ以上としている。

ただし、ミキサ３から出力される中間周波数ｆＩＦ１は、ＰＬＬ４の発振周波数に対してアンテナ入力信号の周波数の分だけ高い周波数と低い周波数の両方となる。この高い周波数である中間周波数ｆＩＦ１の信号の周波数配列は、アンテナからの入力信号の周波数配列と同じになる。一方、低い周波数である中間周波数ｆＩＦ１の信号の周波数配列は、アンテナからの入力信号の周波数配列に対して反転する。本実施の形態では、低い周波数である中間周波数ｆＩＦ１を用いて説明する。

すなわち、アンテナからの入力信号の周波数配列は、ミキサ３の出力では周波数が反転する。この周波数の配列は、図６（ａ）から（ｃ）のすべてについて同様である。

例えば、７ＣＨによる地上波デジタル音声信号は、図１０（ａ）に示すように、低い周波数にある１番目のセグメント１０１から高い周波数にある８番目のセグメント１０８の８個からなるセグメントから構成されている。

また、この音声信号である７ＣＨに対して高い周波数には、上側隣接映像のアナログ信号が存在し、低い周波数には、下側隣接音声のアナログ信号が存在している。さらに、図１０（ａ）の各セグメント１０１から１０８は、図６（ａ）、（ｂ）においてはそれぞれ各セグメントである１０１ａから１０８ａに相当し、図６（ｃ）においてはそれぞれ各セグメントである２０１ａから２０８ａに相当している。

図６（ａ）は、本発明の実施の形態１による受信装置において、３番目の１セグメントを受信時のミキサ３からの出力信号を表す。図６（ａ）において、横軸を周波数とし、縦軸をセグメントの振幅とし、希望する１セグメントをハッチングしたセグメント１０３ａとして表している。

また、このセグメント１０３ａより離れた高い周波数には、下側隣接音声のアナログ信号が存在し、またセグメント１０３ａより離れた低い周波数には、上側隣接映像のアナログ信号が存在している。ところが、これら下側隣接音声、上側隣接映像は、希望するセグメント１０３ａから一定の離れた周波数となっているので、ＢＰＦ５によって抑圧される。このＢＰＦ５により、例えば、上側隣接映像信号に対しては４０ｄＢ以上の抑圧がとれ、下側隣接音声信号に対しては２０ｄＢの抑圧がとれる。

さらに、ＢＰＦ５からの出力信号である中間周波数ｆＩＦ１は、ミキサ７，８の一方の入力に接続される。ミキサ７，８の他方の入力には、ＰＬＬ９からのそれぞれ発振信号ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂが供給される。その結果、ミキサ７からは、中間周波数ｆＩＦ１とＰＬＬ９からの発振信号ＬＯ２ａとの差の信号が出力される。同様に、ミキサ８からは、中間周波数ｆＩＦ１とＰＬＬ９からの発振信号ＬＯ２ｂとの差の信号が出力される。

図７（ａ）は、本発明の実施の形態１による受信装置において、３番目の１セグメントを受信時のミキサ７または８からの出力信号を表す。

ここで、横軸を周波数とし、縦軸を振幅としている。また、図６（ａ）における希望する３番目の１セグメント１０３ａは、図７（ａ）においてＩ、Ｑ信号１０３ｂで表している。

図７（ａ）において、ＬＰＦ６１，６２の特性のカットオフ周波数２０２は、下側隣接音声信号の周波数に比べて十分に離れている。このため、下側隣接音声信号レベルは、ＬＰＦ６１，６２により２０ｄＢの抑圧がされる。従って、ＢＰＦ５の抑圧量２０ｄＢと合わせて所要の抑圧量である４０ｄＢを得ることができる。

図６（ｂ）は、本発明の実施の形態１による受信装置において、８番目の１セグメントを受信時のミキサ３からの出力信号を表している。なお、この希望する１セグメントは、ハッチングしたセグメント１０８ａとして表している。

このセグメント１０８ａに対して高い周波数には、下側隣接音声信号が存在するが、周波数が離れているのでＢＰＦ５によって４０ｄＢの抑圧がとれる。一方、セグメント１０８ａに対して低い周波数には、上側隣接映像信号が近接して存在するので、ＢＰＦ５によって１０ｄＢの抑圧しかとれない。

さらに、ＢＰＦ５からの出力信号である中間周波数ｆＩＦ１は、ミキサ７，８の一方の入力に供給される。ミキサ７，８の他方の入力には、ＰＬＬ９からのそれぞれ発振信号ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂが供給される。その結果、ミキサ７からは、中間周波数ｆＩＦ１とＰＬＬ９からの発振信号ＬＯ２ａとの差の信号が出力される。同様に、ミキサ８からは、中間周波数ｆＩＦ１とＰＬＬ９からの発振信号ＬＯ２ｂとの差の信号が出力される。

図７（ｂ）は、本発明の実施の形態１による受信装置において、８番目の１セグメントを受信時のミキサ７または８からの出力信号を表す。

なお、横軸を周波数とし、縦軸を振幅としている。また、図６（ｂ）における希望する８番目の１セグメント１０８ａは、図７（ｂ）においてＩ、Ｑ信号１０８ｂで表している。

図７（ｂ）において、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数２０４は、上側隣接映像信号の周波数に近接しているので１０ｄＢの抑圧しかとれない。このＬＰＦ６１，６２による抑圧量を増すためには、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数２０４を変化させることにより可能となる。すなわち、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を制御するために設けられたマイクロプロセッサ６３によって、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を２０４から２０５に設定する。これにより、上側隣接映像信号のレベルを、３０ｄＢ以上に抑圧できる。

従って、上側隣接映像信号のレベルは、ＬＰＦ６１，６２による３０ｄＢ以上の抑圧量とＢＰＦ５による１０ｄＢの抑圧量を合わせた４０ｄＢ以上となるので、所要値である４０ｄＢを確保できる。

このＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数の最適な設定方法について説明する。カットオフ周波数を低く設定することにより、上側隣接映像信号のレベルは抑圧できるが、希望セグメントの信号の一部が削られ、受信信号のスペクトラムの変形により性能劣化が発生する。

従って、希望セグメントの信号の一部が削られることによる性能劣化と上側隣接映像信号等の妨害信号性能劣化が最小になるようにＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を制御し設定することが必要となる。

なお、希望する１セグメントを１番目のセグメントとした場合は、希望セグメントの信号の一部が削られることによる性能劣化と下側隣接音声信号等の妨害信号による性能劣化が最小になるように、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を制御し設定することが必要となる。

図６（ｃ）は、本発明の実施の形態１による受信装置において、６，７，８番目の３セグメントを受信時のミキサ３からの出力信号を表す。この希望する３セグメントを、ハッチングしたセグメント２０６ａ，２０７ａ，２０８ａの３つのセグメントで表している。

このセグメント２０６ａ，２０７ａ，２０８ａに対して高い周波数には、下側隣接音声信号が存在するが、周波数が離れているのでＢＰＦ５によって４０ｄＢの抑圧がとれる。一方、セグメント２０６ａ，２０７ａ，２０８ａに対して低い周波数には、上側隣接映像信号が近接して存在するので、ＢＰＦ５によって１０ｄＢの抑圧しかとれない。

図７（ｃ）は、本発明の実施の形態１による受信装置において、６，７，８番目の３セグメントを受信時のミキサ７または８からの出力信号を表す。なお、セグメント２０６ａ，２０７ａ，２０８ａは、図７（ｃ）においてそれぞれＩ、Ｑ信号２０６ｂ，２０７ｂ，２０８ｂとして表している。

図７（ｃ）において、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数２１０は、上側隣接映像信号の周波数に近接しているので１０ｄＢの抑圧しかとれない。このＬＰＦ６１，６２による抑圧量を増すためには、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数２１０を変化させることにより可能となる。すなわち、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を制御するために設けられたマイクロプロセッサ６３によって、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を２１０から２１１に設定する。これにより、上側隣接映像信号のレベルを、３０ｄＢ以上に抑圧できる。

このＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数の最適な設定方法については、１セグメント信号受信時と同様に、希望セグメントの信号の一部が削られることによる性能劣化と上側隣接映像信号等の妨害信号による性能劣化が最小となるように、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を制御し設定することが必要となる。

なお、希望する３セグメントを１，２，３番目のセグメントとした場合は、希望セグメントの信号の一部が削られることによる性能劣化と下側隣接音声信号等の妨害信号による性能劣化が最小になるように、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を制御し設定することが必要となる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２による受信装置のブロック図である。図１で説明した内容に加えて、汎用のデジタル入力端子６５，６６を具備するＯＦＤＭ復調器３８を用いてＢＰＦ５の性能を補正する構成とした。

図２において、ＢＰＦ５はＳＡＷ（表面弾性波）フィルタなどが用いられるが、１２０５ＭＨｚと高い周波数では特性ばらつきが大きい。そのため図１の構成では十分な隣接信号を抑圧できなくなり、あるいは希望の信号を削ってしまう場合がある。

例えば、図６（ｂ）のように１セグメント１０８ａを受信する場合において、ＢＰＦ５による上側隣接映像信号の抑圧が、本来１０ｄＢに対してばらつきにより８ｄＢしか確保できないことがある。

この場合には、端子６５，６６をそれぞれＬＯＷ、Ｈｉｇｈに設定する。マイクロプロセッサ６３は、端子６５，６６の論理を読み、ＢＰＦ５が８ｄＢの抑圧しか確保できていないことを検出する。さらに、マイクロプロセッサ６３は、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を下げるように設定し、ＬＰＦ６１，６２による減衰が３２ｄＢを得られるように制御する。これによって、ＢＰＦ５、ＬＰＦ６１，６２で４０ｄＢの抑圧が確保できる。

次に、図６（ｂ）のように１セグメント１０８ａを受信する場合においては、ＢＰＦ５による上側隣接映像信号の抑圧が、本来１０ｄＢに対してばらつきにより１５ｄＢの確保が行われているが、セグメント１０８ａの信号が削られることになる。

この場合には、端子６５，６６をそれぞれＨｉｇｈ、Ｈｉｇｈに設定する。マイクロプロセッサ６３は、端子６５，６６の論理を読み、ＢＰＦ５が１５ｄＢと過剰な抑圧が確保できていることを検出する。さらに、マイクロプロセッサ６３は、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を上げるように設定し、ＬＰＦ６１，６２により２５ｄＢの減衰が得られるように制御する。これによって、ＢＰＦ５、ＬＰＦ６１，６２で４０ｄＢの抑圧が確保できる。

このように、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を過剰に下げることなく必要以上に受信セグメントのスペクトラムを削られることなく所望の抑圧４０ｄＢが確保できる。

以上のように、ＢＰＦ５が製造上のばらつきが発生した場合においても、ＬＰＦ６１，６２の最適なカットオフ周波数を設定できる。これにより、所望の搬送波抑圧を得ながら必要以上に受信セグメントのスペクトラムを削られることがない。

（実施の形態３）
図３は、本発明の実施の形態３による受信装置のブロック図である。図１で説明した内容に加えて、直流電圧補正回路６４および周波数調整回路６７を追加したものである。

これにより、ＬＰＦ６１，６２の製造ばらつきがあった場合にも、セグメント位置に応じたＬＰＦ６１，６２の最適なカットオフ周波数を得られるような構成としたものである。従って、周波数調整回路６７の出力信号を用いて、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を最適に設定することができる。

しかしながら、この受信装置を小型携帯端末に内蔵する場合は基準クロック信号６８の周波数は、各社まちまちである。そのため直流電圧補正回路６４で基準クロック信号６８の周波数に応じてマイクロプロセッサ６３からＬＰＦ６１，６２の制御電圧を補正した補正電圧Ｖ１とすることが考えられている。

また、図１で説明したようにＬＰＦ６１，６２の最適なカットオフ周波数はセグメント位置により異なるので、セグメント位置に応じてＬＰＦ６１，６２の制御電圧を変える補正電圧Ｖ２を使用することにより、カットオフ周波数を最適に設定することができる。

つまり、基準クロック信号６８の周波数と受信セグメントは既知であるので、マイクロプロセッサ６３により直流電圧補正回路６４を制御し、Ｖ１＋Ｖ２を周波数調整回路６７の出力電圧に重畳する。これにより、基準クロック信号６８の周波数およびセグメント位置に応じた制御が可能になる。従って、セグメント位置に応じて、異なる基準クロック信号６８に対しても、ＬＰＦ６１，６２のばらつき補正を行いながら、カットオフ周波数を最適に設定することができる。

（実施の形態４）
図４は、本発明の実施の形態４による受信装置のブロック図である。図３の構成に加えて、ＢＰＦ５の製造ばらつきに応じて、汎用デジタル入力端子６５，６６の論理を設定することにより、マイクロプロセッサ６３で直流電圧補正回路６４の制御が可能となる。

これにより、異なる基準クロック信号６８に対して、ＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２、ＢＰＦ５の製造ばらつきがある場合でも、ＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２のカットオフ周波数を受信セグメント位置に応じて制御し、カットオフ周波数を最適に設定することができる。

図３の説明で述べたように、基準クロック信号６８の周波数に応じた補正電圧Ｖ１、セグメントの位置に応じた補正電圧Ｖ２の加算電圧（Ｖ１＋Ｖ２）を周波数調整回路６７からの制御電圧に重畳することにより、ＬＰＦ６１とＬＰＦ６２のカットオフ周波数制御を行う。加えてＢＰＦ５に製造ばらつきがあった場合、マイクロプロセッサ６３は汎用デジタル入力端子６５，６６の論理を読むことにより、製造ばらつきに応じた補正電圧Ｖ３をさらに重畳する。

以上のようにして、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３を周波数調整回路６７からの制御電圧に重畳することにより、ＢＰＦ５、ＬＰＦ６１，６２の製造ばらつきと、基準クロック信号６８の周波数と、セグメント位置に応じてＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２のカットオフ周波数の制御を行うことが可能となり、ＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２のカットオフ周波数を最適に設定することができる。

（実施の形態５）
図５は、本発明の実施の形態５による受信装置のブロック図である。図５において、ＯＦＤＭ復調器３８で正確に復調できなかったバイト発生を示す信号が誤り率カウント回路６９に接続され、誤り率カウント回路６９がマイクロプロセッサ６３に接続されている。

また、ＢＰＦ５は１２０５ＭＨｚ帯において受信セグメントのみを通過させるフィルタであり、温度特性の影響がある。加えて受信する場所により、隣接信号の強さや受信セグメントの強さが異なるため、ＬＰＦ６１，６２に要求されるカットオフ周波数は、最悪条件に対する所望値はあるものの、ＢＰＦ５の経時変化や受信場所により変わる。

従って、経時変化や受信場所の変動に応じて、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を最適に設定を行うには、誤り率をカウントすることによって行うことが有効である。以下にその説明を行う。

最初は、セグメントの位置によりマイクロプロセッサ６３は所定のカットオフ周波数になるようＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２を制御する。例えば、一番上である８番目のセグメントを受信するとき、ＢＰＦ５の周波数特性が経時変化により初期には１０ｄＢあった上側隣接映像信号に対する抑圧量が５ｄＢに悪化している場合を考える。

ＢＰＦ５とＬＰＦ６１，６２を合わせた所望の上側隣接映像信号抑圧量が４０ｄＢとすると、従来例であれば図１で説明したとおり、ＬＰＦ６１，６２では３０ｄＢの減衰量しか得られないため受信が不可能になる。

ＯＦＤＭ復調器３８は、ＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理に応じて、複素フーリエ変換、周波数インターリーブ、時間インターリーブ、誤り訂正などの復調処理が行われ、ＴＳ出力端子にＴＳが出力される。

このＯＦＤＭ復調器３８ではビタビ復号の後、リードソロモン復号（以下ＲＳ復号という。）が行われる。ＲＳ復号の際、誤り訂正のできないＲＳバイトを検出可能であることが知られており、ＯＦＤＭ復調器３８はＲＳバイトが発生すると誤り訂正不可能バイトが発生したことを示す信号を誤り率カウント回路６９に送る。

この誤り率カウント回路６９は、一定時間の中でその数をカウントすることによって誤り率を計算し、その結果をマイクロプロセッサ６３に知らせる。マイクロプロセッサ６３は、計算された誤り率が所望の誤り率より低い場合は何も行わないが、高い場合にはＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を初期値から変えるよう制御を行う。

以上のように、順次変えていく過程で計算された誤り率が所望の誤り率より低くなるまでカットオフ周波数を変えていく。このような制御を行えば、ＢＰＦ５が経年変化した場合にも低い誤り率を得られるだけでなく、ＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２の経年変化に同時に対応し、さらに、より隣接信号の強い受信場所においても低い誤り率を得ることができる。

図８は、本発明の実施の形態５による受信装置において、ＬＰＦのカットオフ周波数と誤り率の関係を示す図である。図８を用いて、ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数の設定を変えたときの誤り率への変化を示す。

図８において、経年変化がない時、カットオフ周波数は１０５で示される点にあり、所望の誤り率より低いため、マイクロプロセッサ６３からの制御はこれ以上不要である。経年変化により初期値が１０１になった時、例えば１０１から１０３へ、１０３から１０２へ、１０２から１０４へと変えるように制御を行うと、１０４になった時点で所望の誤り率より低くすることができる。

また今後、ＶＨＦ帯においてアナログ放送は廃止され、別のデジタル音声放送などのチャンネル拡大などが考えられている。そのため所要の隣接排除は変わっていくことが予想される。

従って、図１〜図４の構成を持つ受信装置では、地域やチャンネルにより隣接信号のレベルが標準と異なる場合に、マイクロプロセッサ６３のソフトウエアの変更で柔軟に変更することが可能であるが、図５の場合は誤り率によりカットオフ周波数を変えるものであり、ソフトウエアの変更も必要がない。

本発明にかかる受信装置は、Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦの次数を増やすことなく隣接信号に対する抑圧特性を得ることができるので、低消費電力が必要とされる受信装置に利用すると有用である。

本発明の実施の形態１による受信装置のブロック図本発明の実施の形態２による受信装置のブロック図本発明の実施の形態３による受信装置のブロック図本発明の実施の形態４による受信装置のブロック図本発明の実施の形態５による受信装置のブロック図（ａ）本発明の実施の形態１による受信装置において、３番目の１セグメントを受信時のミキサ３の出力信号図、（ｂ）同、８番目の１セグメントを受信時のミキサ３の出力信号図、（ｃ）同、６，７，８番目の３セグメントを受信時のミキサ３の出力信号図（ａ）同、３番目の１セグメントを受信時のミキサ７または８からの出力信号図、（ｂ）同、８番目の１セグメントを受信時のミキサ７または８からの出力信号図、（ｃ）同、６，７，８番目の３セグメントを受信時のミキサ７または８からの出力信号図同、ＬＰＦのカットオフ周波数と誤り率の関係図従来の受信装置のブロック図（ａ）７ＣＨによる地上波デジタル音声信号図、（ｂ）同、３番目の１セグメントを示す図、（ｃ）同、８番目の１セグメントを示す図、（ｄ）同、６，７，８番目の３セグメントを示す図

符号の説明

１ａ入力端子
１１ＩＱ直交検波器
３０ａＩ信号出力端子
３１ａＱ信号出力端子
６１Ｉ信号用ＬＰＦ
６２Ｑ信号用ＬＰＦ

Claims

複数のセグメントからなるＯＦＤＭ変調信号を受信信号とする受信装置において、前記受信信号が入力される入力端子と、この入力端子からの信号が供給されるＩＱ直交検波器と、このＩＱ直交検波器から出力されたＩ、Ｑ信号がそれぞれ供給されるＩ、Ｑ信号用ＬＰＦと、これらＩ、Ｑ信号用ＬＰＦからの出力信号がそれぞれ供給されるＩ、Ｑ信号用出力端子を備え、前記セグメントの内の選択された１セグメントあるいは複数セグメントの位置に応じて、前記Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変える手段を設けた受信装置。
基準クロックに接続された周波数調整回路と、周波数調整回路に接続された直流電圧補正回路を備え、異なる基準クロック信号周波数に対し直流電圧補正回路がＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を一定にする手段を備えた請求項１に記載の受信装置。
Ｉ、Ｑ信号用ＬＰＦと周波数調整回路の間に直流電圧補正回路を備え、異なる基準クロック信号周波数に対する直流電圧補正を行う手段を備えた請求項１に記載の受信装置。
ビット誤り率に応じてＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変える手段を備えた請求項１に記載の受信装置。
入力端子からの受信信号が供給されるミキサと、このミキサからの出力信号が供給されるフィルタと、このフィルタの出力信号がＩＱ直交検波器に供給される請求項１に記載の受信装置。
フィルタの特性に応じてＩ、Ｑ信号用ＬＰＦのカットオフ周波数を変える手段を備えた請求項１に記載の受信装置。
少なくともＩＱ直交検波器とＩ信号用ＬＰＦとＱ信号用ＬＰＦは、同一のパッケージに集積された請求項１に記載の受信装置。