JP2005278311A - 電圧可変型レギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】 ＩＣに一体化され部品点数を削減した電圧可変型レギュレータの提供。
【解決手段】 電圧可変型レギュレータ１は、スイッチングレギュレータ１Ｘとリニアレギュレータ１Ｙを同一のＩＣチップ２に実装している。スイッチングレギュレータ１Ｘには、ツエナーダイオード３、パワートランジスタ４、プリドライバー５、コンパレータ６、発振器（ＯＳＣ）７、ＰＷＭコントロール８、出力電圧調整内部抵抗９、アンプ１１、基準電圧発生回路１０が設けられている。また、リニアレギュレータ１Ｙには、アンプ１５、パワートランジスタ１６、出力電圧調整内部抵抗１３が設けられている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、機能が異なる複数のレギュレータを１チップのＩＣチップに一体化した、電圧可変型レギュレータに関するものである。

電源回路のＩＣ化に伴い、安定化電源として種々の出力電圧が得られる３端子レギュレータが各方面で使用されている。デジタル家電機器やパーソナルコンピュータ（ＰＣ）周辺機器においては、最近の半導体プロセスの進化、及び機器動作の高速化に伴い、これまで一般的とされていた電源電圧（例えば、５Ｖ、３．３Ｖ、２．５Ｖなど）では対応できず、より微細な電圧が要求されている。このため、機器の設計段階において、使用するレギュレータの出力電圧を０．１Ｖ単位で調整しながら設計することが必要になってきている。

このように、対応する機器の電源回路に汎用の出力電圧とは異なる出力電圧が要求される場合には、出力電圧可変型レギュレータが使用される。電源回路に用いられる一般的なレギュレータＩＣとして、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータの2種類が挙げられる。特許文献１には、これらのスイッチングレギュレータとリニアレギュレータについて記載されている。

図６は、特許文献１に記載されているようなスイッチングレギュレータの一例を示す回路図である。図６において、スイッチングレギュレータ５１は、ＩＣチップ５２に実装されている各部品により構成される。ＩＣチップ５２の入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔ間に、ダイオード５３（Ｄ）を接続する。５４はパワートランジスタ、５５はプリドライバー、５６はコンパレータ、５７は発振器（ＯＳＣ）、５８はＰＷＭコントロールである。また、５９は出力電圧調整用の内部抵抗（Ｒ１、Ｒ２）、６０は基準電圧発生回路、６１はアンプ、６３はコンデンサＣａとコイルＬからなる入力回路である。

次に、図６の回路の動作について説明する。図６は、昇圧スイッチングレギュレータの例を示している。ｎｐｎ型のパワートランジスタ５４のオン／オフ制御は、基準電圧（Ｖｒｅｆ）発生回路６０、内部抵抗５９（Ｒ１、Ｒ２）、アンプ６１、コンパレータ５６、発振器５７、ＰＷＭコントロール５８、プリドライバー５５で行う。基準電圧（Ｖｒｅｆ）と出力電圧調整用の内部抵抗５９（Ｒｌ、Ｒ２）を用いて、端子Ｖｏｕｔｌからフイードバツクされた電圧をアンプ６１で比較する。

この際に、出力電圧調整用の内部抵抗の比率を変更する事により、出力電圧の値が決定される。アンプ６１の出力は、コンデンサＣｄ（Ｃｃｏｍｐ）で位相補償する。位相補償されたアンプ６１の出力をコンパレータ５６の反転入力端子に入力する。コンパレータ５６の非反転入力端子には発振器５７の出力信号が入力される。

コンパレータ５６は、アンプ６１からの信号と発振器５７からの波形を比較する。同時にＰＷＭコントロール５８により、コンパレータ５６の出力をスイッチングのデューテイ幅信号としてプリドライバー５５に送出する。プリドライバー５５の出力は、発振器５７の周波数に同期して、プリドライバー５５に接続されているパワートランジスタ５４をオン／オフさせる。これらの動作を連続的に行う事により、出力電圧を安定させる。

パワートランジスタ５４がオン状態になると、破線○１（変換上の理由により丸付き数字をこのように表示する。以下同じ）の経路に電流が流れ、入力回路６３のコイルＬにエネルギーが蓄えられる。次にパワートランジスタ５４がオフ状態になると、コイルＬは電流を流し続けようとして、蓄えたエネルギーを放出する。コイルＬに蓄積された電気エネルギーは、パワートランジスタ５４がオフになることにより、一点鎖線○２の経路に示すように出力電圧端子（Ｖｏｕｔｌ）に放出されて、負荷に供給される出力電圧を上昇させる。

このように、パワートランジスタ５４がオフになると、コイルＬの蓄積エネルギーは、○２の経路でダイオード５３、出力端子Ｖｏｕｔｌを通してコンデンサＣｂに流れ込む。再び、パワートランジスタがオン状態になると、コイルＬにエネルギーが蓄えられる。出力側には、コンデンサＣｂに蓄えられたエネルギーにより○３の経路で電流が流れる。コンデンサＣｂに蓄えられたエネルギーは、ダイオード５３（Ｄ）によりパワートランジスタ５４には流入せず、出力側にのみ出する。

図７は、降圧スイッチングレギュレータ５１ａを示す回路図である。この例においては、図６の昇圧スイッチングレギュレータ例と比較すると、パワートランジスタ５４ａはｎｐｎ型のトランジスタに代えてｐｎｐ型のトランジスタを使用している。また、ダイオード５３は接地と出力電圧端子（Ｖｏｕｔｌ）間に接続されている。なお、入力回路６３にはコンデンサＣａのみを使用し、出力回路にコイルＬとコンデンサＣｂを接続している。パワートランジスタ５４ａとプリドライバ５５との間には、抵抗Ｒｘ、Ｒｙが接続されている。その他の構成は図６と同様であるので、詳細な説明は省略する。

入力電圧（Ｖｉｎ）を、降圧スイッチングレギュレータ５１ａに設けたパワートランジスタ５４ａのスイッチング動作により出力回路に伝達する。パワートランジスタ５４ａがオン状態になると、破線○１の経路で電流が流れ、コイルＬを通してコンデンサＣｂ及び出力側に電力が供給される。この際に、コイルＬ及びコンデンサＣｂには、電気エネルギーが蓄えられる。

次に、パワートランジスタ５４ａがオフ状態になると、コイルＬは電流を流し続けようとして（レンツの法則）、蓄えたエネルギーを一点鎖線○２の経路で出力側に放出する。この際に、ダイオード５３が接続されていないと、電流経路が形成されないのでコイル（Ｌ）に蓄えられた電気エネルギーも流れる事は出来ない。

同時に、コンデンサＣｂに蓄えられた電気エネルギーも、二点鎖線の○３の経路で出力側に放出される。再び、パワートランジスタ５４ａがオン状態になると、コイルＬを通して出力側に電力が供給される。この際に、電気エネルギーの一部はコイルＬとコンデンサＣｂに蓄えられる。このように、コイルＬは、パワートランジスタ５４ａがオンの時に、入力電圧を蓄え、パワートランジスタ５４ａがオフの時に蓄えた電気エネルギーを放出し、一定の電力を出力する働きをする。

また、コンデンサＣｂは、コイルＬと同じ様に出力側への電力供給を平準化する役割を果たす。降圧スイッチングレギュレータは、スイッチング動作により出力で必要とする電力分のみを入力から取り込む動作をする。そのため、リニアレギュレータに比ベレギュレータの損失を少なくする事が出来る。

スイッチングレギュレータは、高い周波数（数十k〜数MHz）で電力をスイッチングして、出力電圧を制御するものである。このスイッチングレギュレータは、トランジスタの動作が、オンかオフかのいずれかのモードで常に動作をしている。スイッチングレギュレータは、前記オン、オフ時間の比率を変えることによって、直流出力電圧を安定化させる方式である。

スイッチングレギュレータの利点は、（１）制御トランジスタの電力損失が少なく、電力変換効率が良い。（２）電力損失が小さいので、温度上昇が少なく、小型のＩＣパッケージで製造が出来る。（３）電圧調整の際に、降圧だけでなく、昇圧や正負反転することも可能である、ことにある。

これに対して、スイッチングレギュレータで問題になるのは、（１）トランジスタのスイッチングに伴い、整流ダイオードやチョークコイルから発生するノイズ量が大きく、安定度が低い。（２）安定度が低いので、安定した電源を必要とするアナログ回路や高周波数のデジタル回路には不向きである、ことである。

スイッチングレギュレータは、出力電圧を断続制御するものであるのに対して、リニアレギュレータは、入力から負荷に伝達する電力を連続的に制御して、出力電圧を制御するものである。このリニアレギュレータは、入力電圧と出力電圧の差を制御トランジスタによって吸収して、定電圧出力を得ている。電圧調整は、降圧にのみ使用されている。

リニアレギュレータの利点は、（１）連続的で直線的なアナログ制御によって動作する為、出力電圧の精度は良く安定度が高い。（２）リプルやノイズは少ない、ことである。これに対して、リニアレギュレータで問題となるのは、（１）制御素子での消費電力が大きい。（２）電力損失が大きい。（３）制御トランジスタの電力損失による温度上昇を抑える為にＩＣの放熱性を高める必要がある。（４）入出力の電圧差が大きい場合にはＩＣパッケージが大きくなる、ことである。

スイッチングレギュレータは、入出力の電圧差が大きい場合、または昇圧変換する場合に有効である。しかしながら、安定度が低いので、この出力電圧でアナログ回路・デジタル回路を動作させるのは、機器の誤動作につながる。他方、リニアレギュレータは、安定度は高いが、入出力の電圧差が大きい電圧変換には放熱板・トランス等で回路規模が大きくなるので不向きである。又、電圧調整の際に昇圧はしていない。

このように、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータにはそれぞれ特徴があり、使用目的に合わせて使い分けされる。または、前記２種類のレギュレータを組み合わせて電源回路を形成するのが一般的である。次に、それぞれのレギュレータを組み合わせた例について説明する。

図８は、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを併用し、両者を縦続接続した電源回路の例を示す回路図である。図８において、スイッチングレギュレータ５１は、図６で説明した昇圧変換用のものである。６２はサーマルシャットダウン回路（ＴＳＤ）で、動作不安定温度になる前にＩＣの動作を停止させて、ＩＣを熱破壊から保護する回路である。また、ＩＣチップ５２には、ピンＰａ（Ｖｉｎ）、Ｐｂ（Ｖｏｕｔ１）、Ｐｃ（Ｃｃｏｍｐ）、Ｐｄ（ＧＮＤ）が設けられている。ピンＰｄには、接地線６４が接続されている。以下、ＩＣチップに設けた端子をピンと記載する。

７１はリニアレギュレータで、ＩＣチップ７２に部品が実装されている。この部品として、分圧抵抗７３（Ｒａ、Ｒｂ）、基準電圧（Ｖｒｅｆ）発生回路７４、アンプ７５、パワートランジスタ７６が設けられている。また、過電流検出回路（ＯＣＰ）７７、過電圧検出回路（ＯＶＰ）７８、サーマルシャットダウン回路（ＴＳＤ）７９が設けられている。さらに、ＩＣチップ７２には、ピンＰｒ（Ｖｏｕｔ２）、Ｐｓ（Ｖｃｃ２）、Ｐｔ（ＧＮＤ）が設けられている。ピンＰｔには、接地線８０が接続されている。

リニアレギュレータ７１は、前記のように、ピンＰｓから入力されるスイッチングレギュレータ５１の出力電圧を降圧して、ピンＰｒから負荷に出力電圧を供給している。入力電圧が変動した場合には、パワートランジスタ７６の制御により一定電圧を出力するようにしている。このため、安定度が高い電圧調整を行うことが可能である。

図９は、図８の回路図に示した複合レギュレータを簡易化して示すブロック図である。この例では、スイッチングレギュレータ５１にＤＣ１．５Ｖを入力し、４Ｖに昇圧した電圧を出力する。このＤＣ４Ｖの電圧をリニアレギュレータ７１に入力する。リニアレギュレータ７１からは、３．３Ｖに降圧した直流電圧が出力される。図７の例では、変換効率が良好な前段のスイッチングレギュレータ５１で一旦入力電圧を昇圧し、安定度が高い後段のリニアレギュレータ７１で所望の直流出力電圧を得ている。

図１０は、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを併用し、両者を縦続接続した電源回路の他の例を示す回路図である。図１０において、スイッチングレギュレータ５１ａは、図７で説明した降圧変換用のものである。また、リニアレギュレータ７１は、図８の構成と同じである。

図１１は、図１０の回路図に示したような複合化されたレギュレータを簡易化して示すブロック図である。この例では、スイッチングレギュレータ５１ａにＤＣ１２Ｖを入力し、１２Ｖから４Ｖ（８Ｖ差となり電圧差が大きい）に降圧した電圧を出力する。このＤＣ４Ｖの電圧をリニアレギュレータ７１に入力する。リニアレギュレータ７１からは、４Ｖから３．３Ｖ（１．３Ｖ差となり電圧差が小さい）に降圧した直流電圧が出力される。図１０の例でも、変換効率が良好な前段のスイッチングレギュレータ５１ａで一旦入力電圧を降圧し、安定度が高い後段のリニアレギュレータ７１で所望の直流出力電圧を得ている。

特開２００１―２３６１３１号公報

図８、図１０に示したような、従来の複合化されたレギュレータは、いずれの場合もスイッチングレギュレータとリニアレギュレータを異なるＩＣチップに実装している。このため、部品点数が増大し、コストが高くなるという問題があった。また、各ＩＣチップには接地線を配線しているので、接地線の合計配線長が長くなり、ノイズの影響を受けやすいという問題があった。さらに、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータをそれぞれ別個のＩＣに実装しているので、各ＩＣチップで回路部品の電力消費による発熱が生じて、回路部品の動作特性に影響を及ぼすという問題があった。

本発明は、従来技術のこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、機能が異なる複数のレギュレータからなる可変電圧型レギュレータの部品点数を削減してコストを低減し、動作特性を安定させることである。

上記目的を達成する本発明の複合化された可変電圧型レギュレータは、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを縦続接続して、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を前記リニアレギュレータに供給し、前記リニアレギュレータの出力電圧を負荷に供給する電圧可変型レギュレータであって、前記スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを単一のＩＣチップに実装したことを特徴とする。

また、本発明は、前記スイッチングレギュレータは昇圧型のスイッチングレギュレータであることを特徴とする。

また、本発明は、前記スイッチングレギュレータは降圧型のスイッチングレギュレータであることを特徴とする。

また、本発明は、前記ＩＣチップに、前記スイッチングレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設けると共に、前記出力電圧調整用の端子と前記出力電圧の端子間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする。

また、本発明は、前記ＩＣチップに、前記スイッチングレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設けると共に、前記出力電圧調整用の端子と接地間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする。

また、本発明は、前記ＩＣチップに、前記スイッチングレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設け、前記出力電圧調整用の抵抗は２個の抵抗を直列接続して一方の抵抗の一端を前記出力電圧の端子に接続し、他方の抵抗の一端を前記ＩＣチップ内の接地に接続すると共に、前記出力電圧調整用の端子と前記出力電圧の端子間、または前記出力電圧調整用の端子と接地間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする。

また、本発明は、前記ＩＣチップに、前記リニアレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設けると共に、前記出力電圧調整用の端子と前記出力電圧の端子間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする。

また、本発明は、前記ＩＣチップに、前記リニアレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設けると共に、前記出力電圧調整用の端子と接地間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする。

また、本発明は、前記ＩＣチップに、前記リニアレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設け、前記出力電圧調整用の抵抗は２個の抵抗を直列接続して一方の抵抗の一端を前記出力電圧の端子に接続し、他方の抵抗の一端を前記ＩＣチップ内の接地に接続すると共に、前記出力電圧調整用の端子と前記出力電圧の端子間、または前記出力電圧調整用の端子と接地間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする。

また、本発明の電圧可変型レギュレータは、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを縦続接続して、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を前記リニアレギュレータに供給し、前記リニアレギュレータの出力電圧を負荷に供給する電圧可変型レギュレータであって、前記スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを単一のＩＣチップに実装すると共に、前記ＩＣチップに、外部信号入力端子と、複数のスイッチと、前記複数のスイッチにそれぞれ接続される抵抗を設け、前記外部信号入力端子に供給される信号に応じて前記複数のスイッチの開閉を制御し、前記スイッチングレギュレータおよびリニアレギュレータの出力電圧を調整することを特徴とする。

この電圧可変型レギュレータは、外付け抵抗の接続などが前記いずれかに記載の要件を具備したことを特徴とする。

本発明の複合化された可変電圧型レギュレータは、次のような格別な効果を奏する。機能が異なる複数のレギュレータからなる可変電圧型レギュレータの部品点数を削減し、コストを低減することができる。また、ＩＣチップの接地線の長さが短くなるので、ノイズの影響を抑制することができる。さらに、１チップ化により消費電力が少なくなり、回路部品の動作特性が安定する。

以下、図により本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の第１の実施形態を示す回路図である。この複合化された電圧可変型レギュレータ１は、スイッチングレギュレータ１Ｘとリニアレギュレータ１Ｙを同一のＩＣチップ２に実装するものである。スイッチングレギュレータ１Ｘは、図６で説明した昇圧調整用のものである。また、リニアレギュレータ１Ｙは、図８で説明したものと同じ構成である。各レギュレータの動作の詳細な説明は省略する。

スイッチングレギュレータ１Ｘ用のピンＰｃ（ＦＢ１、電圧調整用のピン）とピンＰｂ（Ｖｏｕｔ１）間、またはピンＰｃ（ＦＢ１）と接地間には外付け抵抗Ｒ３（Ｒ３'）を接続する。また、リニアレギュレータ１Ｙ用のピンＰｅ（ＦＢ２、電圧調整用のピン）とピンＰｆ（Ｖｏｕｔ２）間、またはピンＰｅ（ＦＢ２）と接地間に外付け抵抗Ｒ６（Ｒ６'）を接続する。これらの外付け抵抗の作用については、図３で説明する。

図１の例では、スイッチングレギュレータ１Ｘとリニアレギュレータ１Ｙを同一のＩＣチップ２に実装している。このため、サーマルシャットダウン回路（ＴＳＤ）１２と、基準電圧（Ｖｒｅｆ）発生回路１０は共通化することができ、部品点数を削減することができる。また、接地線２０も共通化しており、配線長を短縮することができる。

図１の例では、スイッチングレギュレータは昇圧型スイッチングレギュレータとして構成されている。図１の使用例として、（１）ポータブル機器（ＰＤＡ・ＰＣ周辺機器等）で、バッテリー（電池）から供給される低い電源電圧をスイッチングレギュレータ１Ｘにより一度昇圧変換し、この電源電圧をリニアレギュレータ１Ｙにより降圧変換する事で、安定した電源電圧を得る事が可能となる。

また、図１の使用例（２）として、ＰＣに内蔵される、書き込み系光学機器（DVD±R/RW・RAM）の高倍速動作化に伴い、ピックアップに精度の高い５Ｖ電源の供給が必要になってきている。デスクトップ型ＰＣの電源ユニットから供給される電圧は、“ＤＣ５Ｖ”と“ＤＣ１２Ｖ”であるが、この電源ユニットからの電圧は非常に精度が悪い。

このため、ＤＣ５Ｖ電源をそのままピックアップに供給する事が出来ない。ＤＣ１２Ｖ電源からリニアレギュレータを使用して安定した５Ｖ電源を作る事も出来るが、入出力の電圧差が大きくなるので、リニアレギュレータの熱損失による発熱が問題となる。

そこで、ＰＣ電源ユニットのＤＣ５Ｖ電源を昇圧型スイッチングレギュレータ１Ｘで、一度６〜７Ｖ程度に昇圧する。この６〜７Ｖの電圧を、リニアレギュレータ１Ｙにより降圧する事により、安定した５Ｖ電源を生成することができる。すなわち、５Ｖの（精度の悪い）電圧を５Ｖの（精度の高い）電圧に、精度を考慮した同電位の電圧変換が可能となる。

図２は、スイッチングレギュレータを降圧型レギュレータとして用いた例を示す回路図である。この例では、電圧可変型レギュレータ１ａは、降圧型レギュレータ１Ｚとリニアレギュレータ１Ｙを単一のＩＣチップ２に実装している。降圧型レギュレータ１Ｚは、図７で説明した回路構成と同じである。

また、リニアレギュレータ１Ｙは、図８で説明したものと同じ構成である。各レギュレータの動作の詳細な説明は省略する。図２の例では、スイッチングレギュレータ１Ｘ用のピンＰｃ（Ｖａｄｊ、電圧調整用のピン）とピンＰｂ（Ｖｏｕｔ１）間、またはピンＰｃ（Ｖａｄｊ）と接地間には外付け抵抗Ｒ３（Ｒ３'）を接続する。

図２に記載のレギュレータの使用例について説明する。（１）として車載電源がある。車載オーディオ機器において、車載バッテリーから供給される電源は、“ＤＣ１０〜１６Ｖ”である。オーディオ機器内部のＩＣで必要とする３．３Ｖ等の電圧に、リニアレギュレータを使用して電圧変換を行う場合には、入出力の電圧差が大きいので、熱損失が多くなる。このため、発熱量が高く、大きな放熱板やフィンを設ける等の放熱対策が必要となる。

トランスを用いて、ＤＣ１０〜１６Ｖを５Ｖ程度に降圧してからリニアレギュレータで３．３Ｖに変換する方法も考えられる。しかしながら、トランスはサイズが大きく、車載オーディオ機器等の限定されたスペースの中で、ＣＤプレイヤー・ＭＤプレイヤー・チューナー等を複合化させようとした場合、トランスの大きさが問題となる。

そこで、車載バッテリーからの“ＤＣ１０〜１６Ｖ”を降圧型スイッチングレギュレータ１Ｚで、効率良く５Ｖ程度まで一旦降圧する。次に、この降圧された５Ｖの電圧をリニアレギュレータ１Ｙで３．３Ｖに変換する事により、最小限の電力損失・小型の電源回路で、オーディオ機器内部ＩＣの供給電源を生成する事が可能となる。

使用例（２）として、屋内用ＡＶ機器がある。屋内用ＡＶ機器においても、セットの複合化・薄型化・小型化される傾向にあり、電源回路は高効率・小型化の要請が増大している。降圧型スイッチングレギュレータ１Ｚは、広い入力電圧の範囲に対応させる事が容易で、回路定数・回路周辺部品そのままで、異なった入力電圧の国でも使用出来るように設計が可能である。

図２に示されているような、降圧型スイッチングレギュレータ１Ｚとリニアレギュレータ１Ｙを単一のＩＣチップ２に実装する構成により、小型の電源回路で、広い入力動作範囲において精度の高い電源電圧の供給が可能となる。

図３は、スイッチングレギュレータの出力電圧可変方式を示す回路図である。図３には、図１の出力電圧調整内部抵抗９、基準電圧（Ｖｒｅｆ）発生回路１０、アンプ１１が示されている。スイッチングレギュレータの出力電圧を調整して形成された電源電圧を、リニアレギュレータの入力電源電圧として供給する。リニアレギュレータの動作可能な最小入出力電圧差（Vdrop：ドロップアウト電圧）は、リニアレギュレータの出力電流の大きさにより変化する。出力電流が少ない場合、ドロップアウト電圧は小さくなる。逆に出力電流が増えると、ドロップアウト電圧は大きくなる。

すなわち、必要とするリニアレギュレータの出力電流を把握した上で、スイッチングレギュレータからの出力電圧を調整して、リニアレギュレータの入出力電圧差を適正最小値に設定する。これにより、電圧変換の際の電力変換損失分を最小限にする事が出来る。

図３(a)は、ＩＣチップのピンＰｘ（Ｖａｄｊ、出力電圧調整用ピン）と出力電圧供給側との間に、外付け抵抗Ｒ３を接続するものである。この方式では、Ｒ３＝０Ω（ショート）の時は、ＩＣ内部の出力電圧調整抵抗Ｒ１、Ｒ２の初期設定値にて電圧検出を行う。外付け抵抗Ｒ３を接続した場合、次式（１）により、
Ｖｄｅｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２（Ｖ）・・・（１）
検出電圧の初期設定値よりも高い電圧に可変調整が可能である。外付け抵抗Ｒ３は固定抵抗であるが、抵抗値を所定値に設定した外付け抵抗Ｒ３を複数備えておき、外付け抵抗Ｒ３を接続換えすることにより、出力電圧を種々の値に設定することができる。

図３(b)は、ＩＣチップの前記ピンＰｘと接地との間に外付け抵抗Ｒ３を接続するものである。この方式では、外付け抵抗Ｒ３＝０Ω（GNDに接続）の時は、ＩＣ内部の出力電圧調整抵抗Ｒ１、Ｒ２の初期設定値で電圧検出を行う。外付け抵抗Ｒ３を接続した場合、次式（２）により、
Ｖｄｅｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ２＋Ｒ３）（Ｖ）・・・（２）
検出電圧の初期設定値よりも低い電圧に可変調整が可能である。

図３(c)の方式では、ＩＣチップのピンＰｘと出力電圧供給側、または接地との間に外付け抵抗Ｒ３、またはＲ３'を接続するものである。この方式では、外付け抵抗Ｒ３またはＲ３'が未接続の場合、ＩＣ内部の出力電圧調整抵抗Ｒ１、Ｒ２の初期設定値にて電圧検出を行う。出力電圧供給側に外付け抵抗Ｒ３を接続した場合、次式（３）により、
Ｖｄｅｔ＝Ｖｒｅｆ×[｛（Ｒ１×Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ３）＋Ｒ２｝／Ｒ２]（Ｖ）・・・（３）
検出電圧の初期値よりも低い電圧に可変調整可能である。

接地側に外付け抵抗Ｒ３'を接続した場合、次式（４）により、
Ｖｘ＝Ｖｒｅｆ×[｛Ｒ１＋（Ｒ２×Ｒ３'）／（Ｒ２＋Ｒ３'）｝／｛（Ｒ２×Ｒ３'）／（Ｒ２＋Ｒ３'）｝]（Ｖ）・・・(４)
検出電圧の初期値よりも高い電圧に可変調整可能である。このように、図３の構成例では、外付け抵抗１個の接続で、出力電圧の可変調整が可能である。リニアレギュレータについても同様の方法で出力電圧の可変調整が可能である。図１に示されたスイッチングレギュレータの外付け抵抗Ｒ３（Ｒ３'）は、図３（Ｃ）に対応する。また、図１に示されたリニアレギュレータ１Ｙの外付け抵抗Ｒ６（Ｒ６'）も、図３（Ｃ）に対応する。

なお、図３（ｂ）、（ｃ）においても、前記固定抵抗である外付け抵抗Ｒ３として、抵抗値が異なる抵抗を出力電圧調整用の端子に接続換えすることができる。この場合には、同一の基準電圧に対して異なる出力電圧が得られる構成とすることができる。

図４は、複合化されたレギュレータの出力電圧を、ＩＣチップに設けた出力電圧セレクト端子により選択出来るようにした方式を示す回路図である。通常、内部抵抗をセレクト信号によりデジタル的に可変させるには、電子ボリュームの様な制御ロジック回路とトランジスタスイッチの組み合わせによる制御方法が考えられる。しかしながら、この方式は制御回路部分の回路が複雑になり、結果的に回路規模が増大し、コストアップの要因となる。図４に示した方式は、制御ロジック回路を必要とせず、アナログスイッチと内部抵抗の合成抵抗分によって出力電圧を設定するものである。

図４において、電圧可変型レギュレータ３１はＩＣチップ３２に昇圧レギュレータ１Ｐとリニアレギュレータ１Ｑが実装されている。図４は、図１で説明した構成とは、昇圧レギュレータおよびリニアレギュレータの出力電圧調整内部抵抗の構成が相違している。図４の例では、これらの出力電圧調整内部抵抗として、アナログスイッチの内部スイッチと、この内部スイッチに接続される固定抵抗からなる合成抵抗３３〜３６を設けている。

また、ＩＣチップ３２には、出力電圧をセレクトするためのピン（端子）Ｓ１〜Ｓ４を設けている。ピンＳ１〜Ｓ４に外部信号を入力する。外部信号は、０、１のデジタル信号を使用することができる。３７は、端子Ｓ１〜Ｓ４と合成抵抗３３〜３６を接続する信号線である。

図４の動作について説明する。（１）端子Ｓ１を“High”に設定すると、内部スイッチSW1B・SW3Bがオンになり、内部抵抗R1B・R3BがピンＰｂ（VOUT1）、ピンＰｆ（VOUT2）に接続される。（２）端子Ｓ１を“Low”に設定すると、内部スイッチSW1B・SW3Bがオフになり、内部抵抗R1B・R3Bがオープン状態になる。（３）端子Ｓ２を“High”に設定すると、内部スイッチSW2B・SW4Bがオンになり、内部抵抗R2B・R4BがピンＰｈ（GND）に接続される。（４）端子Ｓ２を“Low”に設定すると、内部スイッチSW2B・SW4Bがオフになり、内部抵抗R2B・R4Bがオープン状態になる。

端子Ｓ３は、信号のＨ、Ｌレベルにより内部スイッチSW1C・SW3Cをオンオフし、抵抗R1C・R3CをピンＰｂ（VOUT1）、ピンＰｆ（VOUT2）に接続またはオープンとする。端子Ｓ４も同様に、信号のＨ、Ｌレベルにより内部スイッチSW2C・SW4Cをオンオフし、内部抵抗R2C・R4CをピンＰｂ（VOUT1）、ピンＰｆ（VOUT2）に接続またはオープンとする。

スイッチングレギュレータ１Ｐの出力電圧は、次式（５）、
Ｖｄｅｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２［Ｖ］・・・（５）
により決定される。ここに、Ｒ１は、Ｒ１Ａ・Ｒ１Ｂ・Ｒ１Ｃの合成抵抗で、Ｒ１＝１／｛（１／Ｒ１Ａ）＋（１／Ｒ１Ｂ）＋（１／Ｒ１Ｃ）｝・・・（６）
により求められる。また、Ｒ２は、Ｒ２Ａ・Ｒ２Ｂ・Ｒ２Ｃの合成抵抗で、Ｒ２＝１／｛（１／Ｒ２Ａ）＋（１／Ｒ２Ｂ）＋（１／Ｒ２Ｃ）｝・・・（７）
により求める事が出来る。

SW1Bがオフ状態の場合には、内部抵抗R1Bは電流が流れ込まないので、内部抵抗R1Bは無いものとして計算される。SW1Cと抵抗R1Cの関係についても同様である。この様に、スイッチングレギュレータ１Ｐは、内部抵抗R1A・R1B・R1Cの組み合わせによって、Ｒ１合成抵抗を可変にして、出力電圧を可変としている。同様に、R2A・R2B・R2Cの組み合わせによって、Ｒ２合成抵抗を可変して、出力電圧を可変としている。リニアレギュレータ１Ｑについても、Ｒ３、Ｒ４合成抵抗は、それぞれの内部抵抗の組み合わせで可変としており、出力電圧が可変となる。

図５は、スイッチングレギュレータ１Ｐの合成抵抗Ｒ１、Ｒ２、およびリニアレギュレータ１Ｑの合成抵抗Ｒ３、Ｒ４の組み合わせ例を示す説明図である。ここで、基準電圧と内部抵抗の値は、Vref＝1.25V、R1A=980Ω，R1B=2.4KΩ，R1C=1.4KΩ、R2A=500Ω，R2B=1.5KΩ，R2C=500Ω、R3A=1KΩ，R3B=790Ω，R3C=250Ω、R4A=1KΩ，R4B=1.56KΩ，R4C=500Ω、とする。

スイッチングレギュレータ１Ｐの出力電圧は、最小入出力電圧差（Vdrop：ドロップアウト電圧）を考慮して、リニアレギュレータの出力電圧より“１〜２Ｖ程度”高く出力するように設定している。内部抵抗R1B・R1C・R2B・R2C・R3B・R3C・R4B・R4Cの抵抗値は、接続するアナログスイッチのオン抵抗値を含めた値である。

図５において、端子Ｓ１〜Ｓ４の０はＬレベルを、１はＨレベルを示している。スイッチングレギュレータの合成抵抗Ｒ１は、端子Ｓ１〜Ｓ４の０、１の組み合わせで、９８０Ω、６９６Ω、５７６Ω、４６５Ωの４つの値に切り替わる。また、合成抵抗Ｒ２は、端子Ｓ１〜Ｓ４の０、１の組み合わせで、５００Ω、３７５Ω、２５０Ω、２１４Ωの４つの値に切り替わる。合成抵抗Ｒ１、Ｒ２の値に応じて、スイッチングレギュレータの出力電圧は、２．４１〜６．９７Ｖの範囲で２⁴（１６）種類の電圧値に設定される。この例では、出力電圧の最大値と最小値の比は約２．９である。

リニアレギュレータの合成抵抗Ｒ３は、端子Ｓ１〜Ｓ４の０、１の組み合わせで、１０００Ω、４４１Ω、２００Ω、１６０Ωの４つの値に切り替わる。また、合成抵抗Ｒ４は、端子Ｓ１〜Ｓ４の０、１の組み合わせで、１０００Ω、６０９Ω、３３３３Ω、２７５Ωの４つの値に切り替わる。合成抵抗Ｒ３、Ｒ４の値に応じて、スイッチングレギュレータの出力電圧は、１．５０〜５．８０Ｖの範囲で２⁴（１６）種類の電圧値に設定される。この例では、出力電圧の最大値と最小値の比は約３．９である。

図４においては、外部のＣＰＵなどの制御部から０、１のデジタル信号をＩＣチップ３２の端子Ｓ１〜Ｓ４に供給する。このような入力信号の制御をすることにより、レギュレータから負荷への出力電圧を所望の値に簡単に選択できる。内部スイッチは、例えばトランジスタにより無接点で形成することができる。

本発明においてはスイッチングレギュレータとリニアレギュレータを単一のＩＣチップに実装して複合化している。このように、レギュレータの複合化による利点として、次の項目があげられる。（１）複合化によりＩＣの端子を共通化し、ＩＣピン数を減らしてＩＣパッケージを小さくする事で、コストダウンが可能である。（２）電源回路の小型化・軽量化が可能である。１チップ化を図ることにより、ＩＣピン数の削減、実装面積の縮小が可能となり、軽量、小型の電源回路を得ることができる。

（３）スイッチングレギュレータおよびリニアレギュレータの、基準電圧（Ｖｒｅｆ）発生回路やサーマルシャットダウン（ＴＳＤ）等の回路を共通化させているので、コストダウンが可能である。基準電圧発生回路を、従来のようにスイッチングレギュレータおよびリニアレギュレータそれぞれに設ける場合には、各基準電圧発生回路の製造工程などに起因する誤差電圧が重畳されて拡大する可能性がある。すなわち、前段のスイッチングレギュレータに設けた基準電圧発生回路の誤差が、後段のリニアレギュレータに入力され、リニアレギュレータの基準電圧発生回路の誤差がさらに重畳されて誤差が拡大してしまうことになる。本発明の構成では、１チップ化により基準電圧発生回路も各レギュレータで共通化でき、前記のような誤差電圧が拡大することを防止できる。

（４）電源回路では、基板上の配線のインダクタンスによるノイズの発生を抑えるように、配線の長さは極力短くする必要がある。本回路では、コイル・コンデンサ以外の回路はＩＣチップに内蔵されるので、配線の長さは最短となり、ノイズ発生を抑える事が出来る。（５）消費電力を軽減する事が出来る。スイッチングレギュレータとリニアレギュレータの一部回路を共通化する事により、同等機能の２チップ構成の電源回路に比べ、ＩＣの消費電力を減少させることが可能となる。このため、ＩＣの発生熱が減少し、パワートランジスタなどの回路部品の特性変動を抑制し、スイッチングレギュレータおよびリニアレギュレータの動作精度を向上させることができる。

以上、本発明の実施形態について説明した。本発明はこれら実施例に限定されず種々の変形が可能である。例えば、構成とすることができる。

以上説明したように、本発明によれば、複合化されたレギュレータを、単一のＩＣチップに実装しているので、部品点数を削減してコストを低減した電圧可変型レギュレータを提供することができる。

本発明の実施形態を示す回路図である。 本発明の他の実施形態を示す回路図である。 本発明の他の実施形態を示す回路図である。 本発明の他の実施形態を示す回路図である。 本発明の説明図である。 スイッチングレギュレータの例を示す回路図である。 スイッチングレギュレータの例を示す回路図である。 従来例を示す回路図である。 図８のブロック図である。 従来例を示す回路図である。 図１０のブロック図である。

符号の説明

１、１ａ、３１・・・電圧可変型レギュレータ、１Ｘ、１Ｚ、１Ｐ・・・スイッチングレギュレータ、１Ｙ、１Ｑ・・・リニアレギュレータ、２、３２・・・ＩＣチップ、３・・・ツエナーダイオード、４、１６・・・パワートランジスタ、５・・・プリドライバー、６・・・コンパレータ、７・・・発振器（ＯＳＣ）、８・・・ＰＷＭコントロール、９・・・出力電圧調整内部抵抗、１０・・・基準電圧発生回路、１１、１５・・・アンプ、１２・・・サーマルシャットダウン回路（ＴＳＤ）、１３・・・出力電圧調整内部抵抗、１７・・・過電流検出回路（ＯＣＰ）１８・・・過電圧検出回路（ＯＶＰ）、１９・・・入力回路、２０・・・接地の信号線、３３〜３６・・・合成抵抗、３７・・・信号線

Claims (11)

1. スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを縦続接続して、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を前記リニアレギュレータに供給し、前記リニアレギュレータの出力電圧を負荷に供給する電圧可変型レギュレータであって、前記スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを単一のＩＣチップに実装したことを特徴とする、電圧可変型レギュレータ。
2. 前記スイッチングレギュレータは昇圧型のスイッチングレギュレータであることを特徴とする、請求項１に記載の電圧可変型レギュレータ。
3. 前記スイッチングレギュレータは降圧型のスイッチングレギュレータであることを特徴とする、請求項１に記載の電圧可変型レギュレータ。
4. 前記ＩＣチップに、前記スイッチングレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設けると共に、前記出力電圧調整用の端子と前記出力電圧の端子間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電圧可変型レギュレータ。
5. 前記ＩＣチップに、前記スイッチングレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設けると共に、前記出力電圧調整用の端子と接地間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電圧可変型レギュレータ。
6. 前記ＩＣチップに、前記スイッチングレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設け、前記出力電圧調整用の抵抗は２個の抵抗を直列接続して一方の抵抗の一端を前記出力電圧の端子に接続し、他方の抵抗の一端を前記ＩＣチップ内の接地に接続すると共に、前記出力電圧調整用の端子と前記出力電圧の端子間、または前記出力電圧調整用の端子と接地間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電圧可変型レギュレータ。
7. 前記ＩＣチップに、前記リニアレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設けると共に、前記出力電圧調整用の端子と前記出力電圧の端子間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電圧可変型レギュレータ。
8. 前記ＩＣチップに、前記リニアレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設けると共に、前記出力電圧調整用の端子と接地間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電圧可変型レギュレータ。
9. 前記ＩＣチップに、前記リニアレギュレータ用の入力電圧の端子と、出力電圧の端子と、出力電圧調整用の端子と、出力電圧調整用の抵抗を設け、前記出力電圧調整用の抵抗は２個の抵抗を直列接続して一方の抵抗の一端を前記出力電圧の端子に接続し、他方の抵抗の一端を前記ＩＣチップ内の接地に接続すると共に、前記出力電圧調整用の端子と前記出力電圧の端子間、または前記出力電圧調整用の端子と接地間に外付けの固定抵抗を接続したことを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電圧可変型レギュレータ。
10. スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを縦続接続して、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を前記リニアレギュレータに供給し、前記リニアレギュレータの出力電圧を負荷に供給する電圧可変型レギュレータであって、前記スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを単一のＩＣチップに実装すると共に、前記ＩＣチップに、外部信号入力端子と、複数のスイッチと、前記複数のスイッチにそれぞれ接続される抵抗を設け、前記外部信号入力端子に供給される信号に応じて前記複数のスイッチの開閉を制御し、前記スイッチングレギュレータおよびリニアレギュレータの出力電圧を調整することを特徴とする、電圧可変型レギュレータ。
11. 前記請求項２ないし請求項９のいずれかに記載の要件を具備したことを特徴とする、請求項１０に記載の電圧可変型レギュレータ。
    
    

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