JP2005245165A - Drive circuit and switching power unit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、駆動回路およびスイッチング電源装置に関し、特に、電力損失を低減するようにした駆動回路およびスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a drive circuit and a switching power supply, and more particularly to a drive circuit and a switching power supply that reduce power loss.
図1は、代表的な降圧型(ダウンチョッパ方式)DC/DCコンバータの回路構成を示している。 FIG. 1 shows a circuit configuration of a typical step-down (down chopper type) DC / DC converter.
DC/DCコンバータ1は、入力端子11、スイッチング素子12、平滑回路13、出力端子14、定電圧回路15、制御回路16、および駆動回路21により構成される。
The DC /
スイッチング素子12は、例えば、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,)により構成される。スイッチング素子12のドレインは入力端子11に接続され、スイッチング素子12のゲートは駆動回路21に接続され、スイッチング素子12のソースは平滑回路13に接続されている。スイッチング素子12は、駆動回路21から出力される駆動信号に従って、オンまたはオフされ、入力端子11から入力された直流電圧Vin(以下、単に入力電圧Vinと称する)は、スイッチング素子12によりスイッチングされ、断続的に平滑回路13に出力される。
The
平滑回路13は、チョーク・インプット型の平滑回路であり、ダイオード31、コイル32、およびコンデンサ33により構成されている。コイル32の一端は、スイッチング素子12のソースとダイオード31のカソードに接続され、コイル32の他の一端は、コンデンサ33の一端と出力端子14に接続されている。ダイオード31のアノードおよびコンデンサ33の他の一端は接地されている。スイッチング素子12から出力された断続電圧は、平滑回路13により平滑化され、平滑化された直流電圧Vout(以下、出力電圧Voutと称する)が出力端子14から外部に出力される。
The
定電圧回路15は、入力端子11から入力された入力電圧Vinを、制御回路16および駆動回路21の定格電圧内の所定の直流電圧に変換して、制御回路16および駆動回路21に供給する。制御回路16は、ハイレベル(以下、Hレベルと称する)とローレベル(以下、Lレベルと称する)の2種類の電圧レベルの制御信号を駆動回路21に出力して、駆動回路21を制御する。
The
従って、DC/DCコンバータ1は、制御回路16から出力される制御信号のデューティ比を制御することにより、スイッチング素子12のデューティ比が制御され、所望の出力電圧Voutを出力することができる。
Therefore, the DC /
スイッチング素子12には、様々な種類のトランジスタを使用することができるが、特にDC/DCコンバータを小型化するためには、オン抵抗が少なく、電力の損失が少ないnチャネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOS型電界効果トランジスタ)を使用するのが望ましい。
Various types of transistors can be used for the
図2は、特許文献1に開示されているnチャネルMOSFETを用いたDC/DCコンバータ101の回路構成を示している。図2において、図1に示す場合と同様の部分には、同一の符号を付し、その説明は省略する。
FIG. 2 shows a circuit configuration of the DC /
DC/DCコンバータ101は、入力端子11、MOSFET111、平滑回路13、出力端子14、定電圧回路15、制御回路16、および駆動回路121により構成される。
The DC /
MOSFET111は、nチャネルMOSFETであり、MOSFET111のドレインは入力端子11に接続され、MOSFET111のゲートは駆動回路121に接続され、MOSFET111のソースは平滑回路13および駆動回路121に接続されている。
The
駆動回路121は、ダイオード151、コンデンサ152、抵抗153、トランジスタ154、抵抗155、トランジスタ156乃至158、および抵抗159により構成される。トランジスタ154、156、および157はNPN型のトランジスタであり、トランジスタ158はPNP型のトランジスタである。
The drive circuit 121 includes a
ダイオード151のアノードは、定電圧回路15、制御回路16、および抵抗153の一端に接続されている。ダイオード151のカソードは、コンデンサ152の一端、抵抗155の一端、およびトランジスタ157のコレクタに接続されている。コンデンサ152の一端であって、ダイオード151のカソードに接続されている一端とは異なる他の一端は、MOSFET111のソース、およびトランジスタ158のコレクタに接続されている。
The anode of the
抵抗153の一端であって、ダイオード151のアノードに接続されている一端とは異なる他の一端は、トランジスタ154のコレクタおよびトランジスタ156のベースに接続されている。トランジスタ154のベースは制御回路16に接続され、トランジスタ154のエミッタは接地されている。抵抗155の一端であって、ダイオード151のカソードに接続されている一端とは異なる他の一端は、トランジスタ156のコレクタ、トランジスタ157のベース、およびトランジスタ158のベースに接続されている。トランジスタ156のエミッタは、接地されている。トランジスタ157のエミッタは、トランジスタ158のエミッタ、および抵抗159の一端に接続されている。抵抗159の一端であって、トランジスタ157のエミッタに接続されている一端とは異なる他の一端は、MOSFET111のゲートに接続されている。
One end of the
次に、DC/DCコンバータ101の動作について説明する。
Next, the operation of the DC /
まず、入力端子11に入力電圧が入力されておらず、トランジスタ154、および156乃至158、並びに、MOSFET111がオフされているとき、入力端子11に入力電圧Vinが入力され、制御回路16から駆動回路121にLレベルの制御信号が入力された場合、駆動回路121のトランジスタ154はオフされたまま、トランジスタ156のベースに、抵抗153を介して、定電圧回路15からベース電流が供給され、トランジスタ156がオンされる。トランジスタ156がオンされると、トランジスタ156のコレクタの電位、トランジスタ157のベース、およびトランジスタ158のベースの電位は、接地電位とほぼ等しくなり、トランジスタ157がオフされたまま、トランジスタ158がオンされる。
First, when the input voltage is not inputted to the
トランジスタ157がオフされたまま、トランジスタ158がオンされた場合、MOSFET111のゲート−ソース間に印加される電圧はほぼ0Vのままとなり、MOSFET111はオフされたままとなる。そして、コンデンサ152に、ダイオード151を介して、定電圧回路15の出力電圧が印加され、コンデンサ152がチャージされ、コンデンサ152の両端の電圧は、定電圧回路15の出力電圧とほぼ等しい電圧になる。
When the
次に、制御回路16から駆動回路121にHレベルの制御信号が入力された場合、駆動回路121のトランジスタ154がオンされ、トランジスタ154のコレクタ、およびトランジスタ156のベースの電位が接地電位とほぼ等しくなり、トランジスタ156がオフされる。トランジスタ156がオフされると、トランジスタ157および158のベースに、ダイオード151および抵抗155を介して、定電圧回路15からベース電流が供給され、トランジスタ157がオンされ、トランジスタ158がオフされる。
Next, when an H level control signal is input from the control circuit 16 to the drive circuit 121, the
トランジスタ157がオンされ、トランジスタ158がオフされると、チャージされたコンデンサ152の両端の電圧とほぼ等しい電圧、すなわち、定電圧回路15の出力電圧とほぼ等しい電圧が、抵抗159を介して、MOSFET111のゲート−ソース間に印加され、MOSFET111がオンされる。
When the
次に、制御回路16から駆動回路121にLレベルの制御信号が入力された場合、上述したように、トランジスタ157がオフされ、トランジスタ158がオンされ、MOSFET111のゲート−ソース間に印加される電圧はほぼ0Vとなり、MOSFET111がオフされる。
Next, when an L-level control signal is input from the control circuit 16 to the drive circuit 121, as described above, the
これ以降、制御回路16から出力される制御信号の出力レベルが切り替わるたびに、上述した動作が繰り返され、MOSFET111がオンまたはオフにスイッチングされる。
Thereafter, each time the output level of the control signal output from the control circuit 16 is switched, the above-described operation is repeated, and the
nチャネルMOSFETのゲート−ソース間の定格電圧は、±20V、または±30Vが一般的であり、DC/DCコンバータ101では、入力電圧Vinが、MOSFET111のゲート−ソース間の定格電圧内の場合、定電圧回路15を介さずに、入力電圧Vinを駆動回路121に直接入力して、駆動回路121を動作させるようにすることができる。
The rated voltage between the gate and the source of the n-channel MOSFET is typically ± 20 V or ± 30 V. In the DC /
この場合、MOSFET111がオフされているとき、チャージされたコンデンサ152の両端の電圧は入力電圧Vinとほぼ等しい電圧になる。そして、トランジスタ157がオンされ、トランジスタ158がオフされたとき、MOSFET111のゲート−ソース間には、コンデンサ152の両端の電圧とほぼ等しい電圧、すなわち、入力電圧Vinとほぼ等しい電圧が印加され、MOSFET111がオンされる。
しかしながら、特許文献1に記載された発明では、入力電圧VinがMOSFET111のゲート−ソース間の定格電圧より高い場合、入力電圧Vinを、定電圧回路15によりMOSFET111のゲート−ソース間の定格電圧内の電圧に変換して、駆動回路121に供給しなければならず、定電圧回路15による電圧変換時に、電力の損失が発生してしまうという問題があった。
However, in the invention described in
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、入力電圧がスイッチング素子の定格電圧より高い場合、より少ない損失でスイッチング素子をスイッチングできるようにしたものである。 The present invention has been made in view of such a situation. When the input voltage is higher than the rated voltage of the switching element, the switching element can be switched with less loss.
本発明の駆動回路は、入力された直流電圧をスイッチングして出力するスイッチング素子を駆動する駆動回路であって、スイッチング素子をオフする場合、入力された直流電圧によりチャージされる第1のコンデンサと、スイッチング素子をオンする場合、チャージされた第1のコンデンサの電圧を分圧して、分圧された電圧をスイッチング素子に印加する分圧回路とを含むことを特徴とする。 The drive circuit of the present invention is a drive circuit for driving a switching element that switches and outputs an input DC voltage, and when the switching element is turned off, a first capacitor charged by the input DC voltage and And a voltage dividing circuit for dividing the voltage of the charged first capacitor and applying the divided voltage to the switching element when the switching element is turned on.
スイッチング素子は、例えば、バイポーラ型トランジスタ、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子により構成される。そして、例えば、スイッチング素子がMOSFETの場合、分圧回路により分圧された電圧が、MOSFETのゲート−ソース間に印加される。 The switching element is composed of a semiconductor element such as a bipolar transistor, a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). For example, when the switching element is a MOSFET, the voltage divided by the voltage dividing circuit is applied between the gate and the source of the MOSFET.
本発明の駆動回路によれば、スイッチング素子をオフする場合、入力された直流電圧により第1のコンデンサがチャージされ、スイッチング素子をオンする場合、チャージされたコンデンサの電圧を分圧して、分圧された電圧がスイッチング素子に印加される。 According to the driving circuit of the present invention, when the switching element is turned off, the first capacitor is charged by the input DC voltage, and when the switching element is turned on, the voltage of the charged capacitor is divided and divided. The applied voltage is applied to the switching element.
従って、駆動回路が設けられるスイッチング電源などの電力機器の入力電圧がスイッチング素子の定格電圧よりも高くても、入力電圧を定電圧回路や電圧変換回路などにより変換したりせずに、そのまま駆動回路に入力して、スイッチング素子の定格電圧内の電圧でスイッチング素子をスイッチングすることができ、電圧変換による電力の損失を低減することができる。また、駆動回路が設けられる電力機器の定電圧回路や電圧変換回路を削除したり、定電圧回路や電圧変換回路の容量を小さくすることができ、電力機器の低損失化、小型化、および低コスト化を実現することができる。 Therefore, even if the input voltage of a power device such as a switching power supply in which the drive circuit is provided is higher than the rated voltage of the switching element, the input voltage is not converted by a constant voltage circuit or a voltage conversion circuit, and the drive circuit is not changed. The switching element can be switched at a voltage within the rated voltage of the switching element, and power loss due to voltage conversion can be reduced. In addition, the constant voltage circuit or voltage conversion circuit of the power equipment provided with the drive circuit can be deleted, or the capacity of the constant voltage circuit or voltage conversion circuit can be reduced, resulting in low loss, downsizing, and low power equipment. Cost reduction can be realized.
本発明の駆動回路においては、分圧回路は、第2のコンデンサと第1の抵抗とを並列に接続した第1の並列回路、および第3のコンデンサと第2の抵抗とを並列に接続した第2の並列回路を含み、スイッチング素子をオンする場合、分圧された電圧である前記第1の並列回路の両端に印加された電圧が前記スイッチング素子に印加されるようにすることができる。 In the driving circuit according to the present invention, the voltage dividing circuit includes a first parallel circuit in which the second capacitor and the first resistor are connected in parallel, and a third capacitor and the second resistor connected in parallel. When the switching element is turned on including the second parallel circuit, a voltage applied to both ends of the first parallel circuit, which is a divided voltage, can be applied to the switching element.
従って、特殊な部品を用いることなく、安価かつ容易に駆動回路を構成することができる。 Therefore, the drive circuit can be configured easily and inexpensively without using special parts.
本発明の駆動回路においては、スイッチング素子は、nチャネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)により構成され、第2のコンデンサは、前記nチャネルMOSFETの寄生容量により構成されるようにすることができる。 In the drive circuit of the present invention, the switching element can be configured by an n-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), and the second capacitor can be configured by a parasitic capacitance of the n-channel MOSFET. .
従って、駆動回路の部品数を削減することができ、駆動回路の小型化および低コスト化を実現することができる。 Therefore, the number of components of the drive circuit can be reduced, and the drive circuit can be reduced in size and cost.
本発明のスイッチング電源装置は、入力された直流電圧をスイッチングして出力するスイッチング素子と、スイッチング素子をオフする場合、入力された直流電圧によりチャージされるコンデンサと、スイッチング素子をオンする場合、チャージされたコンデンサの電圧を分圧して、分圧された電圧をスイッチング素子に印加する分圧回路と、スイッチング素子によりスイッチングされた直流電圧を平滑化する平滑回路とを含むことを特徴とする。 The switching power supply of the present invention includes a switching element that switches and outputs an input DC voltage, a capacitor that is charged by the input DC voltage when the switching element is turned off, and a charge that is charged when the switching element is turned on. A voltage dividing circuit for dividing the voltage of the capacitor and applying the divided voltage to the switching element; and a smoothing circuit for smoothing the DC voltage switched by the switching element.
スイッチング素子は、例えば、バイポーラ型トランジスタ、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子により構成される。そして、例えば、分圧回路により分圧された電圧が、MOSFETのゲート−ソース間に印加される。平滑回路は、例えば、コンデンサなどにより構成されるコンデンサ・インプット型の平滑回路や、コイルやコンデンサなどにより構成されるチョーク・インプット型の平滑回路により構成される。 The switching element is composed of a semiconductor element such as a bipolar transistor, a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). For example, the voltage divided by the voltage dividing circuit is applied between the gate and the source of the MOSFET. The smoothing circuit is composed of, for example, a capacitor input type smoothing circuit constituted by a capacitor or the like, or a choke input type smoothing circuit constituted by a coil, a capacitor or the like.
前記分圧手段は、例えば、コンデンサと抵抗が並列に接続された2つの並列回路により構成される。そして、例えば、スイッチング素子がMOSFETの場合、一方の並列回路に印加された電圧が、MOSFETのゲート−ソース間に印加される。 The voltage dividing means is constituted by, for example, two parallel circuits in which a capacitor and a resistor are connected in parallel. For example, when the switching element is a MOSFET, a voltage applied to one parallel circuit is applied between the gate and source of the MOSFET.
本発明のスイッチング電源によれば、入力された直流電圧がスイッチング素子によりスイッチングして出力され、スイッチング素子をオフする場合、入力された前記直流電圧によりコンデンサがチャージされ、スイッチング素子をオンする場合、チャージされたコンデンサの電圧を分圧して、分圧された電圧がスイッチング素子に印加され、スイッチング素子によりスイッチングされた直流電圧が平滑化される。 According to the switching power supply of the present invention, the input DC voltage is switched and output by the switching element, and when the switching element is turned off, the capacitor is charged by the input DC voltage and the switching element is turned on. The voltage of the charged capacitor is divided, the divided voltage is applied to the switching element, and the DC voltage switched by the switching element is smoothed.
従って、スイッチング電源の入力電圧がスイッチング素子の定格電圧より高くても、入力電圧を定電圧回路や電圧変換回路などにより電圧変換したりせずに、スイッチング素子の定格電圧内の電圧でスイッチング素子をスイッチングすることができ、電圧変換による電力の損失を低減することができる。また、スイッチング電源の定電圧回路や電圧変換回路を削除したり、定電圧回路や電圧変換回路の容量を小さくすることができ、スイッチング電源の低損失化、小型化、および低コスト化を実現することができる。 Therefore, even if the input voltage of the switching power supply is higher than the rated voltage of the switching element, the input voltage is not converted by a constant voltage circuit or a voltage conversion circuit, and the switching element is operated at a voltage within the rated voltage of the switching element. Switching can be performed, and power loss due to voltage conversion can be reduced. In addition, the constant voltage circuit and voltage conversion circuit of the switching power supply can be eliminated, and the capacity of the constant voltage circuit and voltage conversion circuit can be reduced, realizing low loss, miniaturization, and cost reduction of the switching power supply. be able to.
以上のように、本発明の駆動回路によれば、スイッチング素子を駆動することができる。また、本発明の駆動回路によれば、電力の損失をより低減することができる。 As described above, according to the drive circuit of the present invention, the switching element can be driven. Moreover, according to the drive circuit of the present invention, power loss can be further reduced.
また、本発明のスイッチング電源によれば、入力された直流電圧を、所定の直流電圧に変換することができる。また、本発明のスイッチング電源によれば、電力の損失をより低減することができる。 Further, according to the switching power supply of the present invention, the input DC voltage can be converted into a predetermined DC voltage. Moreover, according to the switching power supply of the present invention, power loss can be further reduced.
図3は、本発明を適用したDC/DCコンバータ201の回路構成例を示す図である。
FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration example of the DC /
DC/DCコンバータ201は、入力端子211、MOSFET212、平滑回路213、出力端子214、定電圧回路215、制御回路216、および駆動回路217により構成される。
The DC /
MOSFET212は、nチャネルMOSFETである。MOSFET212のドレインは入力端子211に接続され、MOSFET212のソースは平滑回路213に接続されている。また、MOSFET212のゲートおよびソースは、駆動回路217に接続されている。
MOSFET212は、駆動回路217により、ゲート−ソース間にスレッショルド電圧以上の電圧(以下、Hレベルの電圧と称する)が印加されたときオンされ、ゲート−ソース間に印加される電圧がスレッショルド電圧未満の電圧(以下、Lレベルの電圧と称する)になったときオフされる。入力端子211から入力された直流電圧Vin(以下、単に入力電圧Vinと称する)は、MOSFET212によりスイッチングされ、断続的に平滑回路213に出力される。
The
平滑回路213は、チョーク・インプット型の平滑回路であり、ダイオード231、コイル232、およびコンデンサ233により構成されている。コイル232の一端は、MOSFET212のソースとダイオード231のカソードに接続され、コイル232の他の一端は、コンデンサ233の一端と出力端子214に接続されている。ダイオード231のアノードおよびコンデンサ233の他の一端は接地されている。MOSFET212から出力された断続電圧は、平滑回路213により平滑化され、平滑化された直流電圧Vout(以下、出力電圧Voutと称する)が出力端子214から外部に出力される。
The smoothing
定電圧回路215は、入力端子211から入力された入力電圧Vinを、制御回路216の定格電圧内の所定の電圧に変換して、制御回路216に供給する。制御回路216は、ハイレベル(以下、Hレベルと称する)とローレベル(以下、Lレベルと称する)の2種類の電圧レベルの制御信号を駆動回路217に出力して、駆動回路217を制御する。
The
駆動回路217は、図4および図5を参照して後述するように、制御回路216からHレベルの制御信号が入力されたとき、MOSFET212のゲート−ソース間にHレベルの電圧を印加して、MOSFET212をオンさせる。また、駆動回路217は、制御回路216からLレベルの制御信号が入力されたとき、MOSFET212のゲート−ソース間にLレベル電圧を印加して、MOSFET212をオフさせる。
The drive circuit 217 applies an H level voltage between the gate and source of the
従って、DC/DCコンバータ201は、制御回路216から出力される制御信号のデューティ比を制御することにより、MOSFET212のデューティ比が制御され、所望の出力電圧Voutを出力することができる。
Therefore, the DC /
駆動回路217は、プレ駆動回路221、および分圧回路222により構成される。図4および図5を参照して後述するように、プレ駆動回路221は、制御回路216からHレベルの制御信号が入力されたとき、分圧回路222にコンデンサ252の両端の電圧を印加する。分圧回路222は、プレ駆動回路221により印加された電圧を分圧して、MOSFET212のゲート−ソース間に印加して、MOSFET212をオンさせる。また、制御回路216からLレベルの制御信号が入力されたとき、プレ駆動回路221から分圧回路222に印加される電圧はほぼ0Vとなり、分圧回路222からMOSFET212に印加されるゲート−ソース間の電圧もほぼ0Vとなり、MOSFET212はオフされる。
The drive circuit 217 includes a
プレ駆動回路221は、ダイオード251、コンデンサ252、抵抗253、トランジスタ254、抵抗255、トランジスタ256乃至258、および抵抗259により構成される。トランジスタ254、256、および257はNPN型のトランジスタであり、トランジスタ258はPNP型のトランジスタである。
The
ダイオード251のアノードは、入力端子211および抵抗253の一端に接続されている。ダイオード251のカソードは、コンデンサ252の一端、抵抗255の一端、およびトランジスタ257のコレクタに接続されている。コンデンサ252の一端であって、ダイオード251のカソードに接続されている一端とは異なる他の一端は、分圧回路222のダイオード273のカソード、並びに、並列回路272のコンデンサ291の一端および抵抗292の一端に接続されている。コンデンサ252は、MOSFET212がオフされているとき、ダイオード251を介して、入力電圧Vinが印加され、チャージされる。そして、上述したように、MOSFET212をオンさせるとき、コンデンサ252の両端の電圧が分圧回路222に印加される。
The anode of the
抵抗253の一端であって、ダイオード251のアノードに接続されている一端とは異なる他の一端は、トランジスタ254のコレクタおよびトランジスタ256のベースに接続されている。トランジスタ254のベースは制御回路216に接続され、トランジスタ254のエミッタは接地されている。抵抗255の一端であって、ダイオード251のカソードに接続されている一端とは異なる他の一端は、トランジスタ256のコレクタ、トランジスタ257のベース、およびトランジスタ258のベースに接続されている。
The other end of the
トランジスタ257のエミッタは、トランジスタ258のエミッタ、および抵抗259の一端に接続されている。トランジスタ258のコレクタは、分圧回路222の並列回路271のコンデンサ281の一端および抵抗282の一端、分圧回路222の並列回路272のコンデンサ291の一端であって、コンデンサ252が接続されている一端とは異なる一端、および抵抗292の一端であって、コンデンサ252が接続されている一端とは異なる一端、並びに、MOSFET212のソースに接続されている。
The emitter of the
図4および図5を参照して後述するように、トランジスタ254、およびトランジスタ256乃至258は、制御回路216からトランジスタ254に入力される制御信号によりオンまたはオフされ、プレ駆動回路221から分圧回路222に印加される電圧が制御される。
As will be described later with reference to FIGS. 4 and 5, the
抵抗259の一端であって、トランジスタ257のエミッタに接続されている一端とは異なる他の一端は、分圧回路222の並列回路271のコンデンサ281の一端であって、トランジスタ258のコレクタが接続されている一端とは異なる他の一端、および抵抗282の一端であって、トランジスタ258のコレクタが接続されている一端とは異なる他の一端、並びに、MOSFET212のゲートに接続されている。
One end of the
分圧回路222は、コンデンサ281と抵抗282が並列に接続された並列回路271、コンデンサ291と抵抗292が並列に接続された並列回路272、およびダイオード273により構成される。コンデンサ281の一端は、抵抗282の一端およびMOSFET212のゲートに接続されている。コンデンサ281の他の一端は、抵抗282の他の一端、コンデンサ291の一端、および抵抗292の一端に接続されている。コンデンサ291の他の一端は、抵抗292の他の一端、およびダイオード273のカソードに接続されている。ダイオード273のアノードは接地されている。
The
プレ駆動回路221のトランジスタ254がオンされたとき、コンデンサ252の両端の電圧が、抵抗259を介して、分圧回路222の並列回路271および272に印加され、印加された電圧が並列回路271のコンデンサ281と抵抗282の合成インピーダンスと、並列回路272のコンデンサ291と抵抗292の合成インピーダンスの比率により分圧され、並列回路271の両端(コンデンサ281および抵抗282の両端)の電圧が、MOSFET212に印加される。
When the
なお、並列回路271のコンデンサ281の代わりに、MOSFET212のゲート−ソース間の寄生容量を利用することも可能である。
Note that, instead of the
次に、図4および図5を参照して、DC/DCコンバータ201の動作について説明する。
Next, the operation of the DC /
まず、入力端子211に入力電圧が入力されておらず、トランジスタ254、および256乃至258、並びに、MOSFET212がオフされているとき、入力端子211に入力電圧Vinが入力され、制御回路216から駆動回路217にLレベルの制御信号が入力された場合、プレ駆動回路221のトランジスタ254はオフされたまま、トランジスタ256のベースに、抵抗253を介して、入力端子211からベース電流が供給され、トランジスタ256がオンされる。トランジスタ256がオンされると、トランジスタ256のコレクタの電位、並びに、トランジスタ257および258のベースの電位は、接地電位とほぼ等しくなり、トランジスタ257がオフされたまま、トランジスタ258がオンされる。
First, when the input voltage is not input to the
トランジスタ257がオフされたまま、トランジスタ258がオンされた場合、コンデンサ281はチャージされず、コンデンサ281の両端の電圧はほぼ0Vのままである。従って、MOSFET212のゲート−ソース間に印加される電圧もほぼ0Vのままとなり、MOSFET212はオフされたままとなる。そして、コンデンサ252に、ダイオード251を介して、入力電圧Vinとほぼ等しい電圧が印加され、コンデンサ252がチャージされ、コンデンサ252の両端の電圧が上昇する。このとき、コンデンサ252の両端の電圧は、入力電圧Vin以下となる。
When the
次に、制御回路216から駆動回路217にHレベルの制御信号が入力された場合、プレ駆動回路221のトランジスタ254がオンされ、トランジスタ254のコレクタ、およびトランジスタ256のベースの電位が接地電位とほぼ等しくなり、トランジスタ256がオフされる。トランジスタ256がオフされると、トランジスタ257および258のベースに、ダイオード251および抵抗255を介して、入力端子211からベース電流が供給され、トランジスタ257がオンされ、トランジスタ258がオフされる。
Next, when an H level control signal is input from the
トランジスタ257がオンされ、トランジスタ258がオフされると、チャージされたコンデンサ252の両端の電圧とほぼ等しい電圧が、抵抗259を介して、分圧回路222の並列回路271および272に印加される。分圧回路222に印加された電圧は、並列回路271のインピーダンス(コンデンサ281と抵抗282の合成インピーダンス)と並列回路272のインピーダンス(コンデンサ291と抵抗292の合成インピーダンス)の比率に従って分圧され、分圧された並列回路271の両端の電圧が、MOSFET212のゲート−ソース間に印加され、MOSFET212がオンされる。
When the
分圧回路222に印加される電圧をVdivin、並列回路271のインピーダンスをZ1、並列回路272のインピーダンスをZ2、および、並列回路271の両端の電圧、すなわち、MOSFET212のゲート−ソース間に印加される電圧Vgsの関係は、次の式(1)で表わされる。
The voltage applied to the
Vgs=Vdivin×Z1÷(Z1+Z2) (ただし、Vdivin≦Vin) ・・・(1) Vgs = Vdivin x Z1 ÷ (Z1 + Z2) (However, Vdivin ≤ Vin) (1)
式(1)に表わされるように、MOSFET212のゲート−ソース間に印加される電圧Vgsは、並列回路271のインピーダンスZ1と並列回路272のインピーダンスZ2の比率により、決定される。従って、入力電圧VinがMOSFET212のゲート−ソース間の定格電圧より大きくて、分圧回路222に印加される電圧Vdivinが定格電圧を超える場合でも、並列回路271のインピーダンスZ1と並列回路272のインピーダンスZ2の比率を調整することにより、MOSFET212のゲート−ソース間に印加される電圧Vgsを定格電圧内にすることができる。すなわち、入力電圧Vinの大きさに関わらず、定電圧回路215などにより電圧を変換せずに、入力電圧Vinをそのまま駆動回路217に供給して、駆動回路217を動作させ、MOSFET212をスイッチングさせることができる。
As expressed in Equation (1), the voltage Vgs applied between the gate and source of the
そして、図4の矢印301で示されるように、コンデンサ252から、トランジスタ257を介して、分圧回路222のコンデンサ281およびコンデンサ291に充電電流が流れ、コンデンサ281およびコンデンサ291がチャージされ、コンデンサ281の両端の電圧、すなわち、MOSFET212のゲート−ソース間の電圧Vgsは、ゲート−ソース間のスレッショルド電圧以上かつ定格電圧内の電圧に遷移する。このとき、ダイオード251により、コンデンサ252から流れる電流が、入力端子211側に流れ込まないように防止される。
Then, as indicated by an
これにより、DC/DCコンバータ201の定電圧回路215は、制御回路216のみに電力を供給すればよく、図2のDC/DCコンバータ101の制御回路16および駆動回路121の両方に電力を供給する定電圧回路15と比べて、その容量を小さくできるとともに、定電圧回路215の電圧変換による電力の損失が低減される。その結果、DC/DCコンバータ201は、DC/DCコンバータ101に比べて、電圧変換効率を向上させることができるとともに、小型化および低コスト化することができる。
Thus, the
次に、制御回路216から駆動回路217にLレベルの制御信号が入力された場合、上述したように、トランジスタ257がオフされ、トランジスタ258がオンされる。トランジスタ257がオフされ、トランジスタ258がオンされると、図5の矢印302で示されるように、分圧回路222のコンデンサ281が、抵抗259およびトランジスタ258を介して放電され、コンデンサ281の両端の電圧、すなわち、MOSFET212のゲート−ソース間の電圧Vgsはほぼ0Vとなり、MOSFET212がオフされる。
Next, when an L-level control signal is input from the
また、図5の矢印303で示されるように、コンデンサ291が、ダイオード273、および平滑回路213を介して、放電される。さらに、ダイオード251を介して、コンデンサ252に入力電圧Vinとほぼ等しい電圧が印加され、図5の矢印304で示されるように、入力端子211から、ダイオード251、コンデンサ252、並列回路272、および平滑回路213に充電電流が流れ、再びコンデンサ252がチャージされる。
Further, as indicated by an
これ以降、制御回路216から出力される制御信号の出力レベルが切り替わるたびに、上述した動作が繰り返され、MOSFET212がオンまたはオフにスイッチングされる。
Thereafter, each time the output level of the control signal output from the
また、入力電圧Vinが、制御回路216の定格電圧内の場合、図6に示されるDC/DCコンバータ401のように、DC/DCコンバータ201から定電圧回路215を削除して、入力電圧Vinを制御回路216に直接入力するようにすることも可能である。これにより、DC/DCコンバータの電圧変換効率をさらに向上させることができるとともに、DC/DCコンバータをさらに小型化および低コスト化することができる。
When the input voltage Vin is within the rated voltage of the
以上のように、スイッチング素子をオフする場合、入力された直流電圧により第1のコンデンサをチャージし、スイッチング素子をオンする場合、チャージされた第1のコンデンサの電圧を分圧して、分圧された電圧をスイッチング素子に印加するようにした場合には、スイッチング素子を駆動することができる。また、電力の損失をより低減することができる。 As described above, when the switching element is turned off, the first capacitor is charged by the input DC voltage, and when the switching element is turned on, the voltage of the charged first capacitor is divided to be divided. When the applied voltage is applied to the switching element, the switching element can be driven. In addition, power loss can be further reduced.
また、入力された直流電圧をスイッチング素子によりスイッチングして出力し、スイッチング素子をオフする場合、入力された直流電圧によりコンデンサをチャージし、スイッチング素子をオンする場合、チャージされたコンデンサの電圧を分圧して、分圧された電圧をスイッチング素子に印加し、スイッチング素子によりスイッチングされた直流電圧を平滑化するようにした場合には、入力された直流電圧を、所定の直流電圧に変換することができる。また、電力の損失をより低減することができる。 In addition, when the input DC voltage is switched and output by the switching element and the switching element is turned off, the capacitor is charged by the input DC voltage, and when the switching element is turned on, the voltage of the charged capacitor is divided. When the divided voltage is applied to the switching element and the DC voltage switched by the switching element is smoothed, the input DC voltage may be converted into a predetermined DC voltage. it can. In addition, power loss can be further reduced.
1 DC/DCコンバータ
12 スイッチング素子
15 定電圧回路
16 制御回路
21 駆動回路
101 DC/DCコンバータ
111 MOSFET
121 駆動回路
201 DC/DCコンバータ
212 MOSFET
213 平滑回路
215 定電圧回路
216 制御回路
217 駆動回路
221 プレ駆動回路
222 分圧回路
251 ダイオード
252 コンデンサ
254,256,257,258 トランジスタ
271,272 並列回路
281 コンデンサ
282 抵抗
291 コンデンサ
292 抵抗
401 DC/DCコンバータ
1 DC /
121
213
Claims (4)
前記スイッチング素子をオフする場合、入力された前記直流電圧によりチャージされる第1のコンデンサと、
前記スイッチング素子をオンする場合、チャージされた前記第1のコンデンサの電圧を分圧して、分圧された電圧を前記スイッチング素子に印加する分圧回路と
を含むことを特徴とする駆動回路。 In a drive circuit that drives a switching element that switches and outputs an input DC voltage,
When turning off the switching element, a first capacitor charged by the input DC voltage;
And a voltage dividing circuit that divides a voltage of the charged first capacitor and applies the divided voltage to the switching element when the switching element is turned on.
前記スイッチング素子をオンする場合、分圧された電圧である前記第1の並列回路の両端に印加された電圧が前記スイッチング素子に印加される
ことを特徴とする請求項1に記載の駆動回路。 The voltage dividing circuit includes a first parallel circuit in which a second capacitor and a first resistor are connected in parallel, and a second parallel circuit in which a third capacitor and a second resistor are connected in parallel. ,
2. The drive circuit according to claim 1, wherein when the switching element is turned on, a voltage applied to both ends of the first parallel circuit, which is a divided voltage, is applied to the switching element.
前記第2のコンデンサは、前記nチャネルMOSFETの寄生容量により構成される
ことを特徴とする請求項2に記載の駆動回路。 The switching element is composed of an n-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor),
The drive circuit according to claim 2, wherein the second capacitor is configured by a parasitic capacitance of the n-channel MOSFET.
前記スイッチング素子をオフする場合、入力された前記直流電圧によりチャージされるコンデンサと、
前記スイッチング素子をオンする場合、チャージされた前記コンデンサの電圧を分圧して、分圧された電圧を前記スイッチング素子に印加する分圧回路と、
前記スイッチング素子によりスイッチングされた前記直流電圧を平滑化する平滑回路と
を含むことを特徴とするスイッチング電源装置。 A switching element that switches and outputs the input DC voltage;
When turning off the switching element, a capacitor charged by the input DC voltage;
A voltage dividing circuit that divides the charged voltage of the capacitor and applies the divided voltage to the switching element when turning on the switching element;
A switching power supply comprising: a smoothing circuit that smoothes the DC voltage switched by the switching element.
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JP2004054063A JP2005245165A (en) | 2004-02-27 | 2004-02-27 | Drive circuit and switching power unit |
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JP2011010396A (en) * | 2009-06-23 | 2011-01-13 | Canon Inc | Switching element driving circuit, and converter |
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2004
- 2004-02-27 JP JP2004054063A patent/JP2005245165A/en active Pending
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