JP2006149125A - Dc-dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、DC−DCコンバータに関する。特に、入力端子と出力端子とを接続する電流制御素子を備えたスイッチング方式の降圧型DC−DCコンバータに関する。 The present invention relates to a DC-DC converter. In particular, the present invention relates to a switching step-down DC-DC converter including a current control element that connects an input terminal and an output terminal.
携帯機器等において、入力電圧をより低い所望の出力電圧に降圧して負荷回路に供給するために降圧型DC−DCコンバータが用いられている。携帯機器等には、バッテリの1回の充電で少しでも長時間の使用を可能とするために、低消費電力のものが求められており、それに伴い、高効率のDC−DCコンバータが必要とされている。DC−DCコンバータの入力電源電圧としてバッテリを用いる場合、DC−DCコンバータの駆動時間をできるだけ長くするためには、DC−DCコンバータ自体の動作入力電圧が低いほど良い。降圧型DC−DCコンバータにおいては、出力電圧になるべく近い入力電圧で動作するものが望ましい。 In portable devices and the like, a step-down DC-DC converter is used to step down an input voltage to a lower desired output voltage and supply it to a load circuit. For portable devices and the like, low power consumption is required in order to enable long-term use with a single charge of the battery, and accordingly, a highly efficient DC-DC converter is required. Has been. When a battery is used as the input power supply voltage of the DC-DC converter, in order to make the driving time of the DC-DC converter as long as possible, the lower the operation input voltage of the DC-DC converter itself is better. A step-down DC-DC converter that operates with an input voltage as close as possible to the output voltage is desirable.
降圧型DC−DCコンバータは、電源電圧と接地電圧の間に直列に接続されたスイッチング素子と整流器とを有し、また、スイッチング素子と整流器との接続点に接続されたインダクタを有する。このスイッチング素子と整流器を交互にオン/オフに制御することにより、インダクタを介して、電源電圧より低い出力電圧を出力する。出力電圧は、スイッチング素子の1スイッチング周期に占めるオン時間の割合(デューティ比)δを調整することによって制御できる。スイッチング素子のオン時間をTon、スイッチング素子のオフ時間をToff、電源電圧(入力電圧)をVin、出力電圧をVoutとすると、降圧型DC−DCコンバータの出力電圧は、理想的には以下の式(1)及び(2)によって表される。 The step-down DC-DC converter has a switching element and a rectifier connected in series between a power supply voltage and a ground voltage, and has an inductor connected to a connection point between the switching element and the rectifier. By controlling the switching element and the rectifier alternately on / off, an output voltage lower than the power supply voltage is output via the inductor. The output voltage can be controlled by adjusting the ratio (duty ratio) δ of the on-time occupying one switching cycle of the switching element. Assuming that the on-time of the switching element is Ton, the off-time of the switching element is Toff, the power supply voltage (input voltage) is Vin, and the output voltage is Vout, the output voltage of the step-down DC-DC converter is ideally It is represented by (1) and (2).
δ=Ton/(Ton+Toff) ・・・・・・(1)
Vout=δ×Vin ・・・・・・(2)
δ = Ton / (Ton + Toff) (1)
Vout = δ × Vin (2)
上記の式(1)及び(2)から解るように、降圧型DC−DCコンバータにおいては、入力電圧Vinが低下して所望の出力電圧Voutに近づくにつれて、デューティ比δが大きくなるよう制御され、入力電圧Vin=出力電圧Voutとなる時にデューティ比δは100%に達する。しかし、実際には、スイッチング素子のオン抵抗やインダクタの寄生抵抗による電圧降下が生じるため、デューティ比δが100%に制御される時、入力電圧Vin>出力電圧Voutとなり、DC−DCコンバータの効率が低い。 As can be seen from the above equations (1) and (2), in the step-down DC-DC converter, the duty ratio δ is controlled to increase as the input voltage Vin decreases and approaches the desired output voltage Vout, When the input voltage Vin = the output voltage Vout, the duty ratio δ reaches 100%. However, in reality, a voltage drop due to the on-resistance of the switching element and the parasitic resistance of the inductor occurs. Therefore, when the duty ratio δ is controlled to 100%, the input voltage Vin> the output voltage Vout, and the efficiency of the DC-DC converter. Is low.
そこで、回路素子による電圧降下を低減し、より低い入力電圧Vinを用いて所望の出力電圧Voutを得るための方法として、降圧型DC−DCコンバータと並列になるように入力端子と出力端子とを接続するスルースイッチ(電流制御素子)を備える構成が知られている。この構成により、入力電圧Vinが低くなった場合にスルースイッチをオンすることで、より低い入力電圧Vinで所望の出力電圧Voutを確保することができる。特許文献1に、スイッチング素子のオン時間のデューティ比δが100%になったことを検出してスルースイッチをオンさせる回路を備えた、従来例の降圧型DC−DCコンバータが開示されている。 Therefore, as a method for reducing a voltage drop due to circuit elements and obtaining a desired output voltage Vout using a lower input voltage Vin, an input terminal and an output terminal are arranged in parallel with a step-down DC-DC converter. A configuration including a through switch (current control element) to be connected is known. With this configuration, a desired output voltage Vout can be secured with a lower input voltage Vin by turning on the through switch when the input voltage Vin becomes low. Patent Document 1 discloses a conventional step-down DC-DC converter that includes a circuit that detects that the duty ratio δ of the on-time of the switching element has reached 100% and turns on the through switch.
図7を参照して、従来例の降圧型DC−DCコンバータについて説明する。図7に示すように、従来のDC−DCコンバータは、入力端子INと接地電位との間に直列に接続されたスイッチング素子1及び整流器2、一端がスイッチング素子1と整流器2の接続点に接続され他端が出力端子OUTに接続されたインダクタ3、インダクタ3の他端と接地電位との間に接続されたキャパシタ4、及び、入力電圧Vin及び出力電圧Voutを入力してスイッチング素子1及び整流器2を制御する制御回路5を有する電圧降圧部6と、電圧降圧部6と並列になるよう入力端子INと出力端子OUT間に接続されたスルースイッチ7と、制御端子CTLからの制御信号Vsを反転してスルースイッチ7のゲートに出力するインバータ50と、を有する。
A conventional step-down DC-DC converter will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 7, the conventional DC-DC converter has a switching element 1 and a
スイッチング素子1は、PチャネルFETであり、制御回路5からの信号によってオン/オフを切り替える。また、整流器2は、NチャネルFETからなる同期整流器である。スイッチング素子1及び整流器2は、交互にスイッチング動作することによりインダクタ3へスイッチング電流を供給する。インダクタ3とキャパシタ4は、スイッチング電流に対応するスイッチング電圧を平滑化し、安定した出力電圧Voutを供給するために用いられる。
The switching element 1 is a P-channel FET, and is switched on / off by a signal from the
制御回路5は入力電圧Vin及び出力電圧Voutをそれぞれ検出し、上記式(1)及び(2)によって出力電圧Voutを安定化するようにスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δを決定し、スイッチング素子1と整流器2とを交互にスイッチング制御する。
The
インバータ50は、制御端子CTLから入力される制御信号Vsを反転して、駆動信号Vgtとして出力する。スルースイッチ7は、PチャネルFETであり、インバータ50からゲートにHighレベルの駆動信号Vgtを入力された場合にオフとなり、入力端子INと出力端子OUT間を開放する。また、Lowレベルの駆動信号Vgtを入力された時にオンとなり、入力端子INと出力端子OUT間を短絡する。
The
図7において、図示しない外部制御装置は、入力電圧Vinが低下してスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δが100%になったことを検出し、デューティ比δが100%の場合にHighレベルの制御信号を制御端子CTLから入力する。この時、インバータ50から出力される駆動信号VgtはLowレベルとなり、スルースイッチ7はオンとなる。入力端子INと出力端子OUT間は短絡される。
In FIG. 7, an external control device (not shown) detects that the input voltage Vin has decreased and the on-duty duty ratio δ of the switching element 1 has reached 100%, and when the duty ratio δ is 100%, the high level. The control signal is input from the control terminal CTL. At this time, the drive signal Vgt output from the
スイッチング素子1のオン抵抗をR1、インダクタ3の寄生抵抗をR3、スルースイッチ7のオン抵抗をR7とすると、スルースイッチ7がオンとなった場合の入力端子IN及び出力端子OUT間の合成抵抗Rは、以下の式(3)で表すことができる。合成抵抗Rは、スルースイッチ7を設けない場合の合成抵抗(R1+R3)よりも小さい。
When the on-resistance of the switching element 1 is R 1 , the parasitic resistance of the
R={(R1+R3)・R7}/(R1+R3+R7) ・・・・・・(3) R = {(R 1 + R 3 ) · R 7 } / (R 1 + R 3 + R 7 ) (3)
以上のように、従来例の降圧型DC−DCコンバータは、降圧型DC−DCコンバータと並列に接続されたスルースイッチ7を設けることにより、インダクタ3の寄生抵抗やスイッチング素子1のオン抵抗による入力電圧Vinの電圧降下を低減し、より低い入力電圧Vinでも所望の出力電圧Voutを得ようとするものであった。
As described above, the step-down DC-DC converter of the conventional example is provided with the through switch 7 connected in parallel with the step-down DC-DC converter, so that input due to the parasitic resistance of the
しかしながら、図7に示した上記従来例の降圧型DC−DCコンバータにおいては、スルースイッチ7をオフに変化させる時に、出力電圧Voutにアンダーシュートが発生するという問題があった。図8に、従来例の降圧型DC−DCコンバータの動作波形を示す。 However, the step-down DC-DC converter of the conventional example shown in FIG. 7 has a problem that an undershoot occurs in the output voltage Vout when the through switch 7 is turned off. FIG. 8 shows operation waveforms of the conventional step-down DC-DC converter.
例えば、DC−DCコンバータの入力電源電圧であるバッテリが充電される等によって、入力電圧Vinが上昇し、スッチング素子1のオン時間のデューディ比δが100%の状態から100%未満の状態に変化した場合、制御信号VsはHighからLowに、駆動信号VgtはLowからHighに、スルースイッチ7はオンからオフになる。入力端子INと出力端子OUT間は開放されるので、スルースイッチ7を流れる電流(Iqとする)はほぼゼロとなる。 For example, when the battery that is the input power supply voltage of the DC-DC converter is charged, the input voltage Vin increases, and the duty ratio δ of the on-time of the switching element 1 changes from 100% to less than 100%. In this case, the control signal Vs is switched from High to Low, the drive signal Vgt is switched from Low to High, and the through switch 7 is switched from ON to OFF. Since the input terminal IN and the output terminal OUT are opened, the current flowing through the through switch 7 (referred to as Iq) is almost zero.
従来例の降圧型DC−DCコンバータにおいては、たとえデューティ比δが100%であっても、インダクタ3を経由して流れる電流(Idとする)よりもスルースイッチ7を流れる電流Iqの方が大きい。スルースイッチ7がオフになる直前において、入力電圧Vinが既に充分高くなっているため、制御回路5は、スイッチング素子1のオン時間のデューティ比δを小さくしているかもしれない。スルースイッチ7がオフになったことによる電流Iqの減少に対して、制御回路5のスイッチング制御、すなわち、インダクタ3を流れる電流Idの増加が追いつかず、出力端子OUTから出力される電流が一時的に減少する。
In the conventional step-down DC-DC converter, even if the duty ratio δ is 100%, the current Iq flowing through the through switch 7 is larger than the current flowing through the inductor 3 (referred to as Id). . Immediately before the through switch 7 is turned off, the input voltage Vin has already become sufficiently high, so the
この電流の減少が、図8に示される出力電圧Voutのアンダーシュートとして表れる。出力電圧Voutのアンダーシュートは、出力端子OUTに接続される各種負荷回路の誤動作等の要因となる。 This decrease in current appears as an undershoot of the output voltage Vout shown in FIG. The undershoot of the output voltage Vout causes a malfunction of various load circuits connected to the output terminal OUT.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、入力端子INと出力端子OUT間を接続する電流制御素子を備えた降圧型のDC−DCコンバータにおいて、電流制御素子オフ時に発生するアンダーシュートを低減することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problem, and occurs in a step-down DC-DC converter including a current control element that connects between an input terminal IN and an output terminal OUT, when the current control element is turned off. The purpose is to reduce undershoot.
前記の課題を解決するため、本発明は、以下の構成を有する。
請求項1に記載のDC−DCコンバータは、入力端子と接地電位との間に接続された第1のスイッチング素子及び整流器の直列回路と、前記第1のスイッチング素子及び前記整流器の接続点と出力端子との間に接続されたインダクタと、前記インダクタと前記出力端子との接続点と接地電位との間に接続された平滑手段と、を有する電圧降圧部を備え、前記第1のスイッチング素子と前記整流器とを交互にスイッチング制御することによって、前記入力端子から入力された入力電圧を、前記入力電圧より低い出力電圧に降圧して、前記出力端子から出力するDC−DCコンバータにおいて、前記入力端子及び前記出力端子の間に前記電圧降圧部と並行に接続された電流制御部、及び制御端子から入力された制御信号に応じて前記電流制御部の導通状態及び遮断状態を制御し、前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記電流制御部を流れる電流が所定の減少時間をかけて減少するよう制御する駆動部、を有する。
電流制御部を流れる電流の減少は、連続的または段階的であって良い。
In order to solve the above problems, the present invention has the following configuration.
The DC-DC converter according to claim 1 is a series circuit of a first switching element and a rectifier connected between an input terminal and a ground potential, and a connection point and an output of the first switching element and the rectifier. A voltage step-down unit having an inductor connected between the terminal and a smoothing means connected between a connection point between the inductor and the output terminal and a ground potential; and the first switching element, In the DC-DC converter that steps down the input voltage input from the input terminal to an output voltage lower than the input voltage and outputs the output voltage from the output terminal by alternately performing switching control with the rectifier, the input terminal And a current control unit connected in parallel with the voltage step-down unit between the output terminals, and the current control unit according to a control signal input from the control terminal. Controls passing state and a blocking state, when the current control unit to the disconnected state, a driving unit, a current flowing through the current control unit controls so as to reduce over a predetermined decreasing time.
The decrease in current flowing through the current controller may be continuous or stepwise.
この発明によれば、入力端子と出力端子間を接続する電流制御素子を備えた降圧型のDC−DCコンバータにおいて、電流制御部を遮断状態にする際に発生する、出力電圧のアンダーシュートを低減することができる。 According to the present invention, in a step-down DC-DC converter having a current control element that connects between an input terminal and an output terminal, the undershoot of the output voltage that occurs when the current control unit is turned off is reduced. can do.
請求項2に記載のDC−DCコンバータでは、請求項1に記載のDC−DCコンバータにおいて、前記所定の減少時間は、前記駆動部が前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記電圧降圧部を流れる電流が、前記電流制御部が導通状態である場合の前記電圧降圧部を流れる電流の電流レベルから所定の出力電流レベルに増加するまでの時間より長く設定される。
一般に、電流制御部が導通状態である場合、電圧降圧部を流れる電流は、電流制御部を流れる電流に比べて小さい。そのため、電流制御部が導通状態から遮断状態に切り替えられた場合には、第1のスイッチング素子及び整流器のスイッチング制御が行われ、インダクタを流れる電流が増加し、電圧降圧部を流れる電流が所定の出力電流レベルに増加するまでに時間がかかる。
The DC-DC converter according to
Generally, when the current control unit is in a conductive state, the current flowing through the voltage step-down unit is smaller than the current flowing through the current control unit. Therefore, when the current control unit is switched from the conduction state to the cutoff state, the switching control of the first switching element and the rectifier is performed, the current flowing through the inductor is increased, and the current flowing through the voltage step-down unit is a predetermined value. It takes time to increase to the output current level.
この発明によれば、電流制御部を流れる電流が減少する所定の減少時間を、電圧降圧部を流れる電流が所定の出力電流レベルに増加するまでの時間よりも長く設定することで、出力電圧のアンダーシュートをより確実に低減することができる。 According to the present invention, the predetermined decrease time during which the current flowing through the current control unit decreases is set longer than the time until the current flowing through the voltage step-down unit increases to the predetermined output current level. Undershoot can be more reliably reduced.
請求項3に記載のDC−DCコンバータでは、請求項1又は請求項2に記載のDC−DCコンバータにおいて、前記電流制御部は、前記駆動部からの駆動信号に応じて変化するインピーダンスを有する1つの電流制御素子であり、前記駆動部は、前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記駆動信号のレベルを所定時間かけて変化させることにより、前記電流制御部を流れる電流を所定の減少時間をかけて減少させるよう構成される。
駆動信号のレベルは、連続的または段階的に変化するものであって良い。
In the DC-DC converter according to
The level of the drive signal may change continuously or stepwise.
この発明によれば、単一の電流制御素子によって、低コストに出力電圧のアンダーシュートを低減するDC−DCコンバータを実現することができる。 According to the present invention, it is possible to realize a DC-DC converter that reduces undershoot of output voltage at a low cost by a single current control element.
請求項4に記載のDC−DCコンバータでは、請求項3に記載のDC−DCコンバータにおいて、前記駆動部は、前記制御信号によって制御され、前記電流制御素子のゲートと接地電位との間に接続された第2のスイッチング素子、前記入力端子及び前記電流制御素子のゲートとの間に接続された抵抗、及び前記抵抗と前記電流制御素子のゲートとの接続点と接地電位との間に接続されたキャパシタ、を有する。
電流制御部を流れる電流が減少する所定の減少時間は、抵抗の抵抗値及びキャパシタの容量で決定される時定数、及び電流制御素子の閾値電圧によって決定される。
5. The DC-DC converter according to claim 4, wherein the drive unit is controlled by the control signal and connected between a gate of the current control element and a ground potential. A second switching element, a resistor connected between the input terminal and the gate of the current control element, and a connection point between the resistor and the gate of the current control element and a ground potential. A capacitor.
The predetermined decrease time during which the current flowing through the current control unit decreases is determined by the time constant determined by the resistance value of the resistor and the capacitance of the capacitor, and the threshold voltage of the current control element.
この発明によれば、単一の電流制御素子、第2のスイッチング素子、抵抗、及びキャパシタによる簡易な構成で、低コストに出力電圧のアンダーシュートを低減するDC−DCコンバータを実現することができる。 According to the present invention, it is possible to realize a DC-DC converter that reduces the undershoot of the output voltage at a low cost with a simple configuration including a single current control element, a second switching element, a resistor, and a capacitor. .
請求項5に記載のDC−DCコンバータでは、請求項1又は請求項2に記載のDC−DCコンバータにおいて、前記電流制御部は、複数の電流制御素子を有し、前記駆動部は、前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記複数の電流制御素子を順次オフするよう構成される。
「順次オフ」とは、1つの電流制御素子をオフ(遮断状態)に切り替えた後、その電流制御素子がオフの状態のままで次の別の電流制御素子をオフに切り替える動作を、複数の電流制御素子全てがオフになるまで繰り返すことを示す。
In the DC-DC converter according to
“Sequentially off” refers to an operation in which one current control element is switched off (cut-off state) and then the next current control element is switched off while the current control element remains off. Indicates that all current control elements are repeated until they are turned off.
この発明によれば、複数の電流制御素子を順次オフすることによって、単一の電流制御素子をオフする場合に比べて電流制御部を流れる電流を緩やかに減少させることができ、より確実に出力電圧のアンダーシュートを低減できる。電流制御素子の個数を増やすことによって、より緩やかに電流制御部を流れる電流を減少させることが可能である。 According to the present invention, by sequentially turning off a plurality of current control elements, the current flowing through the current control unit can be gradually reduced as compared with the case of turning off a single current control element, and output can be performed more reliably. Voltage undershoot can be reduced. By increasing the number of current control elements, it is possible to more gently reduce the current flowing through the current control unit.
請求項6に記載のDC−DCコンバータでは、請求項5に記載のDC−DCコンバータにおいて、前記駆動部は、入力した信号を所定の遅延時間後に出力する1以上の遅延回路を有し、前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記複数の電流制御素子を前記遅延回路の所定の遅延時間毎に順次オフするよう構成される。
In the DC-DC converter according to
この発明によれば、1以上の遅延回路を用いて複数の電流制御素子を順次オフすることによって、より確実に出力電圧のアンダーシュートを低減できるDC−DCコンバータを実現することができる。 According to the present invention, it is possible to realize a DC-DC converter that can more reliably reduce the undershoot of the output voltage by sequentially turning off the plurality of current control elements using one or more delay circuits.
請求項7に記載のDC−DCコンバータでは、請求項5に記載のDC−DCコンバータにおいて、前記複数の電流制御素子は、前記駆動部からの駆動信号に応じて変化するインピーダンスをそれぞれ有し、前記駆動部は、前記複数の電流制御素子のうちいずれか1つの電流制御素子のゲートと接地電位との間に接続された第2のスイッチング素子、前記入力端子及び前記いずれか1つの電流制御素子のゲートとの間に接続された抵抗、及び前記抵抗と前記いずれか1つの電流制御素子のゲートとの接続点と接地電位との間に接続されたキャパシタ、を有する駆動ブロックを複数個有する。
前記所定の減少時間は各駆動ブロックの抵抗及びキャパシタによる時定数、及び各電流制御素子の閾値電圧によって決定される。
In the DC-DC converter according to claim 7, in the DC-DC converter according to
The predetermined decrease time is determined by the time constant due to the resistance and capacitor of each drive block and the threshold voltage of each current control element.
この発明によれば、複数の電流制御素子、及び、複数の電流制御素子のうちいずれか1つの電流制御素子を制御する、第2のスイッチング素子と抵抗とキャパシタとを備える駆動ブロックを複数個有する構成により、より確実に出力電圧のアンダーシュートを低減するDC−DCコンバータを実現することができる。 According to the present invention, a plurality of current control elements and a plurality of drive blocks each including a second switching element, a resistor, and a capacitor for controlling any one of the plurality of current control elements are provided. With the configuration, it is possible to realize a DC-DC converter that more reliably reduces undershoot of the output voltage.
本発明によれば、入力端子と出力端子間を接続する電流制御素子を備えるスイッチング方式の降圧型DC−DCコンバータにおいて、スルースイッチオフ時に発生するアンダーシュートを低減することができる、という有利な効果を奏する。 Advantageous Effects of Invention According to the present invention, in a switching step-down DC-DC converter including a current control element that connects between an input terminal and an output terminal, it is possible to reduce an undershoot that occurs when a through switch is turned off. Play.
以下本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施の形態について、図面とともに記載する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments that specifically show the best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
《実施の形態1》
以下、本発明の実施の形態1に係るDC−DCコンバータについて、図1及び図2を参照しながら説明する。図1は、本実施の形態におけるDC−DCコンバータの回路構成を示す図である。
Embodiment 1
Hereinafter, the DC-DC converter according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 and 2. FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of a DC-DC converter according to the present embodiment.
図1において、本実施の形態のDC−DCコンバータは、スイッチング素子1、整流器2、インダクタ3、キャパシタ4(平滑手段)、及び、制御回路5を有する電圧降圧部6と、スルースイッチ(電流制御素子)7と、駆動部8とを有する。
1, the DC-DC converter of the present embodiment includes a switching device 1, a
スイッチング素子1は、例えば、PチャネルFETであり、整流器2は、例えば、NチャネルFETからなる同期整流器である。スイッチング素子1及び整流器2は、入力端子INと接地電位との間に直列に接続される。スイッチング素子1及び整流器2は、ゲートは制御回路5にそれぞれ接続され、制御回路5からの信号によってオン(導通状態)/オフ(遮断状態)を切り替える。
スイッチング素子1及び整流器2は、制御回路5からの制御によって交互にスイッチング動作することによりインダクタ3へスイッチング電流を供給する。
The switching element 1 is a P-channel FET, for example, and the
The switching element 1 and the
インダクタ3は、一端がスイッチング素子1及び整流器2の接続点に、他端が出力端子OUTにそれぞれ接続される。キャパシタ4は、一端がインダクタ3と出力端子OUTとの接続点に、他端が接地電位にそれぞれ接続される。
インダクタ3とキャパシタ4は、スイッチング電流に対応するスイッチング電圧を平滑化する。出力端子OUTに接続された図示しない負荷回路へは、安定した出力電圧Voutが供給される。
The
The
制御回路5は、入力端子IN、出力端子OUT、スイッチング素子1のゲート、整流器2のゲートに接続される。制御回路5は、入力電圧Vin及び出力電圧Voutをそれぞれ検出し、上記式(1)及び(2)によって出力電圧Voutを安定化するようにスイッチング素子1のデューティ比δを決定し、スイッチング素子1と整流器2とを交互にスイッチング制御する。
The
スルースイッチ7は、例えば、PチャネルFETであり、電圧降圧部6と並列になるよう、ソースが入力端子INに、ドレインが出力端子OUTに接続される。スルースイッチ7は、ゲートにHighレベルの駆動信号Vgtを入力された場合にオフ(遮断状態)となり、入力端子INと出力端子OUT間を開放する。また、Lowレベルの駆動信号Vgtを入力された時にオン(導通状態)となり、入力端子INと出力端子OUT間を短絡する。スルースイッチ7は、駆動信号Vgtに対して所定のインピーダンスを有する。
The through switch 7 is, for example, a P-channel FET, and has a source connected to the input terminal IN and a drain connected to the output terminal OUT so as to be in parallel with the voltage step-down
駆動部8は、例えば、NチャネルFETからなるスイッチング素子11、抵抗12、及び、キャパシタ13から構成される。
スイッチング素子11は、ソースが接地電位に、ドレインがスルースイッチ7のゲートに、ゲートが制御端子CTLに接続される。スイッチング素子11は、制御端子CTLからの制御信号VsがHighの時にオン(導通状態)、Lowの時にオフ(遮断状態)となる。
抵抗12及びキャパシタ13は、入力端子INと接地電位との間に直列に接続される。また、抵抗12及びキャパシタ13の接続点は、スイッチング素子11のドレインに接続されている。
The
The switching
The
また、図示しない外部制御装置が制御端子CTLに接続される。図示しない外部制御装置は、入力電圧Vinが低下してスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δが100%になった場合に、Highレベルの制御信号Vsを、デューティ比δが100%未満になった場合にLowレベルの制御信号Vsを、制御端子CTLに出力する。 An external control device (not shown) is connected to the control terminal CTL. When the input voltage Vin decreases and the on-duty duty ratio δ of the switching element 1 becomes 100%, the external control device (not shown) generates the high-level control signal Vs and the duty ratio δ becomes less than 100%. In this case, a low level control signal Vs is output to the control terminal CTL.
駆動部8は、制御端子CTLを介して図示しない外部制御装置から制御信号Vsを入力する。制御信号VsがLowからHighに変化した場合、駆動部8は、HighからLowへと離散的に変化する信号Vgtを出力する。制御信号VsがHighからLowに変化した場合、駆動部8は、抵抗12及びキャパシタ13による時定数の作用により、LowからHighへと徐々に変化する信号Vgtを出力する。スルースイッチ7のオン/オフは、駆動部8から入力される制御信号Vsによって制御される。
The
次に、図2を参照して本発明のDC−DCコンバータにおける動作を説明する。図2は、本実施の形態におけるDC−DCコンバータの動作波形を示す図である。 Next, the operation of the DC-DC converter of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram showing operation waveforms of the DC-DC converter in the present embodiment.
まず、スルースイッチ7がオンとなる場合について説明する。
図2の時刻T1において、図示しない外部装置は、入力電圧Vinが低下してスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δが100%になると、制御端子CTLにHighレベルの制御信号Vsを出力する。スイッチング素子11はオンとなる。スルースイッチ7のゲートは接地電位に短絡されるため、駆動信号VgtはLowとなる。キャパシタ13は放電される。
First, a case where the through switch 7 is turned on will be described.
At time T1 in FIG. 2, when the input voltage Vin decreases and the on-duty duty ratio δ of the switching element 1 becomes 100%, the external device outputs a high level control signal Vs to the control terminal CTL. The switching
スルースイッチ7のゲート電圧が接地電位となり、ソース−ゲート間の電圧がスルースイッチ7の閾値電圧以上となるので、スルースイッチ7はオンとなり、入力端子INと出力端子OUTとの間を短絡する。この時、スルースイッチ7のソース−ドレイン間に流れる電流をIqとする。スイッチング素子1のオン抵抗をR1、インダクタ3の寄生抵抗をR3、スルースイッチ7のオン抵抗をR7とすると、入力端子IN及び出力端子OUT間の合成抵抗Rは、上記式(3)で表すことができ、この時の合成抵抗Rは、スルースイッチ7を設けない場合の合成抵抗(R1+R3)よりも小さい。このため、本実施の形態のDC−DCコンバータは、従来例のDC−DCコンバータと同様に、スイッチング素子1のオン抵抗及びインダクタ3の寄生抵抗による電圧降下を低減し、より低い入力電圧Vinでも所望の出力電圧Voutを得ることができる。
Since the gate voltage of the through switch 7 becomes the ground potential and the voltage between the source and the gate becomes equal to or higher than the threshold voltage of the through switch 7, the through switch 7 is turned on, and the input terminal IN and the output terminal OUT are short-circuited. At this time, the current flowing between the source and drain of the through switch 7 is Iq. When the on-resistance of the switching element 1 is R 1 , the parasitic resistance of the
次に、スルースイッチ7がオフとなる場合について説明する。
図2の時刻T2において、バッテリが充電される等により入力電圧Vinが上昇してスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δが100%未満になると、図示しない外部装置は、制御端子CTLにLowレベルの制御信号Vsを入力する。スイッチング素子11がオフとなり、抵抗12を介してキャパシタ13が入力電圧Vinによって充電されていく。この時点で、スルースイッチ7のソース−ゲート間の電圧は、スルースイッチ7の閾値電圧以上であるため、スルースイッチ7はすぐにはオフにならない。
Next, a case where the through switch 7 is turned off will be described.
At time T2 in FIG. 2, when the input voltage Vin rises due to the battery being charged or the like and the duty ratio δ of the on-time of the switching element 1 becomes less than 100%, the external device (not shown) has a low level at the control terminal CTL. The control signal Vs is input. The switching
キャパシタ13の充電が進むにつれて、駆動信号Vgtは上昇し、充電された電荷がキャパシタ13の容量に近づくと、その上昇速度は緩やかになる。キャパシタ13の容量をCr、充電が始まってからの経過時間をtとすると、スルースイッチ7のソース−ゲート間に印加される電圧Vgは、以下の式(4)で表されるように、徐々に低下する。
As the charging of the
Vg=Vin×e−t/Cr ・・・・・・(4) Vg = Vin × e −t / Cr (4)
図2の時刻T3において、電圧Vgが、スルースイッチ7の閾値電圧を下回ると、電圧Vgの低下に伴って電流Iqも減少し始め、やがてゼロになる(スルースイッチ7はオフになる)。この電流Iqの減少時間を、スルースイッチ7がオフになったことによる電流Iqの減少に対してインダクタ3からの電流Idの増加が間に合う時間に設定することで、スルースイッチオフ時に発生する出力Voutのアンダーシュートを低減できる。電流Iqの減少時間は、抵抗12の抵抗値とキャパシタ13の容量によって決定される時定数を変更することによって任意に調整可能である。
When the voltage Vg falls below the threshold voltage of the through switch 7 at time T3 in FIG. 2, the current Iq starts to decrease as the voltage Vg decreases and eventually becomes zero (the through switch 7 is turned off). By setting the decrease time of the current Iq to a time in which the increase of the current Id from the
以上のように、本実施の形態のDC−DCコンバータによれば、入力端子INと出力端子OUT間を接続するスルースイッチを備えた降圧型のDC−DCコンバータにおいて、上記の構成の駆動部を設けることによって、スルースイッチオフ時に発生するアンダーシュートを低減することが可能となる。 As described above, according to the DC-DC converter of the present embodiment, in the step-down DC-DC converter including the through switch that connects the input terminal IN and the output terminal OUT, the drive unit having the above-described configuration is provided. By providing, it is possible to reduce undershoot that occurs when the through switch is off.
《実施の形態2》
図3は、本発明の実施の形態2におけるDC−DCコンバータの回路構成を示す図である。図3において、スルースイッチ7に代えてスルースイッチ群(電流制御部)37を有する点、及び、駆動部8に代えて駆動部38を有する点において、実施の形態1とは異なる。それ以外の点においては実施の形態1と同様であり、同一符号を付した要素についての詳細な説明は省略する。
<<
FIG. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration of the DC-DC converter according to the second embodiment of the present invention. 3 is different from the first embodiment in that a through switch group (current control unit) 37 is provided instead of the through switch 7 and a
スルースイッチ群37は、例えば、いずれもPチャネルFETからなるスルースイッチ(電流制御素子)20、23、26、及び29を有する。各スルースイッチは、それぞれ電圧降圧部6に並列になるよう、ソースが入力端子INに、ドレインが出力端子OUTに接続される。各スルースイッチのゲートは、駆動部38に接続される。各スルースイッチは、ゲートにHighレベルの信号を入力した場合にオフ(遮断状態)、Lowレベルの信号を入力した場合にオン(導通状態)となる。
The through
駆動部38は、遅延回路21、24、27と、ANDゲート22、25、28と、インバータ30と、を有する。駆動部38は、制御端子CTLから制御信号Vsを入力して各スルースイッチのオン/オフを制御する駆動信号Vgt1、Vgt2、Vgt3、及びVgt4を出力する。
The
インバータ30は、入力端が制御端子CTLに接続され、出力端がスルースイッチ20のゲートに接続される。インバータ30は、制御端子CTLから制御信号Vsを入力して、その反転信号を出力する。インバータ30の出力はスルースイッチ20の駆動信号Vgt1になるとともに、遅延回路21及びANDゲート22、25、28へ入力される。
The
遅延回路21は、入力端がインバータ30の出力端に接続され、出力端がANDゲート22の一方の入力端に接続される。遅延回路21は、インバータ30の出力信号を入力し、所定の遅延時間DT後にANDゲート22に出力する。ANDゲート22は、一方の入力端が遅延回路21の出力端に接続され、他方の入力端がインバータ30の出力端に接続され、出力端がスルースイッチ23のゲートに接続される。ANDゲート22は、インバータ30の出力信号と、遅延回路21の出力信号とを入力し、両者の論理和をスルースイッチ23の駆動信号Vgt2として出力する。
The
遅延回路24は、入力端がANDゲート22の出力端に接続され、出力端がANDゲート25の一方の入力端に接続される。遅延回路24は、ANDゲート22の出力信号を入力し、所定の遅延時間DT後にANDゲート25に出力する。ANDゲート25は、一方の入力端が遅延回路24の出力端に接続され、他方の入力端がインバータ30の出力端に接続され、出力端がスルースイッチ26のゲートに接続される。ANDゲート25は、インバータ30の出力信号と、遅延回路24の出力信号とを入力し、両者の論理和をスルースイッチ26の駆動信号Vgt3として出力する。
The
遅延回路27は、入力端がANDゲート25の出力端に接続され、出力端がANDゲート28の一方の入力端に接続される。遅延回路27は、ANDゲート25の出力信号を入力し、所定の遅延時間DT後にANDゲート28に出力する。ANDゲート28は、一方の入力端が遅延回路27の出力端に接続され、他方の入力端がインバータ30の出力端に接続され、出力端がスルースイッチ29のゲートに接続される。ANDゲート28は、インバータ30の出力信号と、遅延回路27の出力信号とを入力し、両者の論理和をスルースイッチ29の駆動信号Vgt4として出力する。
The
次に、図4を参照して本実施の形態のDC−DCコンバータにおける動作を説明する。図4は、本実施の形態におけるDC−DCコンバータの動作波形を示す図である。 Next, the operation of the DC-DC converter according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram showing operation waveforms of the DC-DC converter in the present embodiment.
まず、スルースイッチ群37が導通状態となり、スルースイッチ20、23、26、29がオンとなる場合について説明する。
図4の時刻T1において、図示しない外部装置は、入力電圧Vinが低下してスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δが100%になると、制御端子CTLにHighレベルの制御信号Vsを出力する。インバータ30は制御信号Vsを反転し、Lowレベルの駆動信号を出力する。スルースイッチ20はオンとなる。また、ANDゲート22、25、28の他方の入力端にLowレベルの信号が入力されるため、ANDゲート22、25、28の各出力はLowとなる。従って、スルースイッチ20、23、26、29の各ゲートには、Lowレベルの駆動信号Vgt1、Vgt2、Vgt3、Vgt4がそれぞれ印加されるため、各スルースイッチはほぼ同時にオンとなる。この時、入力端子IN及び出力端子OUT間は短絡される。出力端子OUTからは、入力電圧Vinとほぼ等しい出力電圧Voutが出力される。スルースイッチ群37を流れる電流Iqは所定値に上昇する。
First, a case where the through
At time T1 in FIG. 4, when the input voltage Vin decreases and the on-duty duty ratio δ of the switching element 1 reaches 100%, the external device (not shown) outputs a high-level control signal Vs to the control terminal CTL. The
次に、スルースイッチ群37が遮断状態となり、スルースイッチ20、23、26、29がオフとなる場合について説明する。
図4の時刻T2において、バッテリが充電される等により入力電圧Vinが上昇してスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δが100%未満になると、図示しない外部装置は、制御端子CTLにLowレベルの制御信号Vsを入力する。インバータ30は制御信号Vsを反転し、Highレベルの駆動信号Vgt1を出力する。スルースイッチ20はオフとなり、スルースイッチ20を流れる電流Iq1はほぼゼロとなる。しかし、ANDゲート22、25、28の出力Vgt2、Vgt3、Vgt4は、遅延回路21、24、27による所定の遅延時間DTが設定されているため、すぐにはHighとならない。
Next, a case where the through
At time T2 in FIG. 4, when the input voltage Vin rises due to charging of the battery or the like and the duty ratio δ of the on-time of the switching element 1 becomes less than 100%, an external device (not shown) has a low level at the control terminal CTL. The control signal Vs is input. The
ANDゲート22の出力(駆動信号Vgt2)は、インバータ30の出力がHighになってから遅延回路21による所定の遅延時間DT後、時刻T3においてHighとなる。スルースイッチ23はオフとなり、スルースイッチ23を流れる電流Iq2はほぼゼロとなる。
ANDゲート25の出力(駆動信号Vgt3)は、ANDゲート22の出力がHighになってから遅延回路24による所定の遅延時間DT後、時刻T4においてHighとなる。スルースイッチ26はオフとなり、スルースイッチ26を流れる電流Iq3はほぼゼロとなる。
ANDゲート28の出力(駆動信号Vgt4)は、ANDゲート25の出力がHighになってから遅延回路27による所定の遅延時間DT後、時刻T5においてHighとなる。スルースイッチ29はオフとなり、スルースイッチ29を流れる電流Iq4はほぼゼロとなる。
The output (drive signal Vgt2) of the AND
The output of the AND gate 25 (drive signal Vgt3) becomes High at a time T4 after a predetermined delay time DT by the
The output of the AND gate 28 (drive signal Vgt4) becomes High at a time T5 after a predetermined delay time DT by the
スルースイッチ群37を流れる電流Iqは、スルースイッチ20を流れる電流Iq1、スルースイッチ23を流れる電流Iq2、スルースイッチ26を流れる電流Iq3、及びスルースイッチ29を流れる電流Iq4の和であるため、各スルースイッチ20、23、26、29が順次オフされるのに伴って、電流Iqは段階的に減少する。電流Iqの減少時間を、インダクタ3からの電流供給が間に合う時間に設定することで、出力Voutのアンダーシュートを低減できる。電流Iqの減少時間は、各遅延回路での遅延時間DTを変更することによって任意かつ容易に調整可能である。
The current Iq flowing through the through
以上のように、本実施の形態におけるDC−DCコンバータによれば、入力端子INと出力端子OUT間を接続するスルースイッチを備えた降圧型のDC−DCコンバータにおいて、スルースイッチ群を導通状態にする場合、各スルースイッチは同時にオンするが、スルースイッチ群を遮断状態にする場合、各スルースイッチは順次オフとなる。これにより、スルースイッチ群37を流れる電流Iqを徐々に減少させることが出来る。
As described above, according to the DC-DC converter in the present embodiment, in the step-down DC-DC converter including the through switch that connects between the input terminal IN and the output terminal OUT, the through switch group is brought into a conductive state. In this case, the through switches are turned on at the same time. However, when the through switch group is put into a cutoff state, the through switches are sequentially turned off. Thereby, the current Iq flowing through the through
なお、本実施の形態において、スルースイッチ群37は4個のスルースイッチで構成されたが、この構成に限らず、2個以上の任意の数のスルースイッチであれば本実施の形態の形態における効果を発揮し、本実施の形態はこの数字に限定するものではない。また、スルースイッチの個数及び各遅延回路の遅延時間を変更することで、スルースイッチを流れる電流Iqの減少時間や電流変化の線形性を調整し、電流Iqの減少を緩やかに且つ略線形的に変化させることができる。
In the present embodiment, the through
《実施の形態3》
図5は、本発明の実施の形態3におけるDC−DCコンバータの回路構成を示す図である。図5において、スルースイッチ群37に代えてスルースイッチ群(電流制御部)57を有する点、及び、駆動部38に代えて駆動部58を有する点において、実施の形態2とは異なる。それ以外の点においては実施の形態2と同様であり、同一符号を付した要素についての詳細な説明は省略する。
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FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of the DC-DC converter according to
スルースイッチ群57は、例えば、いずれもPチャネルFETからなるスルースイッチ(電流制御素子)40、43及び46を有する。各スルースイッチは、それぞれ電圧降圧部6に並列になるよう、ソースが入力端子INに、ドレインが出力端子OUTに接続される。各スルースイッチのゲートは、駆動部58に接続される。各スルースイッチは、ゲートにHighレベルの信号を入力した場合にオフ(遮断状態)、Lowレベルの信号を入力した場合にオン(導通状態)となる。各スルースイッチは、駆動部58からの駆動信号に対して所定のインピーダンスを有する。
The through
駆動部58は、例えば、いずれもNチャネルFETからなるスイッチング素子61、64、67、抵抗62、65、68、及び、キャパシタ63、66、69、インバータ70、71を有する。駆動部58は、制御端子CTLから制御信号Vsを入力して各スルースイッチのオン/オフを制御する駆動信号Vgt1、Vgt2、及びVgt3を出力する。
The
スイッチング素子61は、ソースが接地電位に、ドレインがスルースイッチ40のゲートに、ゲートが制御端子CTLにそれぞれ接続される。スイッチング素子64は、ソースが接地電位に、ドレインがスルースイッチ43のゲートに、ゲートがスルースイッチ40のゲートにそれぞれ接続される。スイッチング素子67は、ソースが接地電位に、ドレインがスルースイッチ46のゲートに、ゲートがスルースイッチ43のゲートにそれぞれ接続される。スイッチング素子61、64、67は、ゲートに入力された信号がHighの時にオン(導通状態)、Lowの時にオフ(遮断状態)となる。
The switching
抵抗62及びキャパシタ63、抵抗65及びキャパシタ66、抵抗68及びキャパシタ69は、入力端子INと接地電位との間にそれぞれ直列に接続される。また、抵抗62とキャパシタ63との接続点、抵抗65とキャパシタ66との接続点、抵抗68とキャパシタ69との接続点は、それぞれスイッチング素子61のドレイン、スイッチング素子64のドレイン、スイッチング素子67のドレインに接続されている。
The
インバータ70は、入力端がスッチング素子61のドレインに、出力端がスイッチング素子64のゲートに接続される。インバータ71は、入力端がスイッチング素子64のドレインに、出力端がスイッチング素子67のゲートに接続される。インバータ70及び71は、入力した信号を反転して出力する。
The
スイッチング素子61、抵抗62、及びキャパシタ63から構成される第1の駆動ブロック、スイッチング素子64、抵抗65、及びキャパシタ66から構成される第2の駆動ブロック、及び、スイッチング素子67、抵抗68、及びキャパシタ69から構成される第3の駆動ブロックは、それぞれ実施の形態1における駆動部8と同様に構成され、同様に動作する。各駆動ブロックについての詳細な説明は省略する。
A first driving block including a switching
次に、図6を参照して本発明のDC−DCコンバータにおける動作を説明する。図6は、本実施の形態におけるDC−DCコンバータの動作波形を示す図である。 Next, the operation of the DC-DC converter of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a diagram showing operation waveforms of the DC-DC converter in the present embodiment.
まず、スルースイッチ群57が導通状態となり、スルースイッチ40、43、46がオンとなる場合について説明する。
図6の時刻T1において、図示しない外部装置は、入力電圧Vinが低下してスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δが100%になると、制御端子CTLにHighレベルの制御信号Vsを出力する。スイッチング素子61はオンとなる。スルースイッチ40のゲートは接地電位に短絡されるため、駆動信号Vgt1はLowとなる。キャパシタ63は放電される。
First, the case where the through
At time T1 in FIG. 6, when the input voltage Vin decreases and the duty ratio δ of the on-time of the switching element 1 reaches 100%, the external device (not shown) outputs a high level control signal Vs to the control terminal CTL. The switching
また、インバータ70を介して駆動信号Vgt1の反転信号をゲートに入力するスイッチング素子64は、オンとなる。スルースイッチ43のゲートは接地電位に短絡されるため、駆動信号Vgt2はLowとなる。キャパシタ66は放電される。
また、インバータ71を介して駆動信号Vgt2の反転信号をゲートに入力するスイッチング素子67は、オンとなる。スルースイッチ46のゲートは接地電位に短絡されるため、駆動信号Vgt3はLowとなる。キャパシタ69は放電される。
Further, the switching
The switching element 67 that inputs the inverted signal of the drive signal Vgt2 to the gate via the inverter 71 is turned on. Since the gate of the through
従って、スルースイッチ40、43、46の各ゲートには、Lowレベルの駆動信号Vgt1、Vgt2、Vgt3がそれぞれ印加されるため、各スルースイッチ40、43、46のゲート電圧が接地電位となり、ソース−ゲート間の電圧が各スルースイッチ40、43、46の閾値電圧以上となる。各スルースイッチ40、43、46はほぼ同時にオンとなる。この時、入力端子IN及び出力端子OUT間は短絡される。出力端子OUTからは、入力電圧Vinが出力される。スルースイッチ群57を流れる電流Iqは所定値に上昇する。
Accordingly, since the low level drive signals Vgt1, Vgt2, and Vgt3 are applied to the gates of the through
次に、スルースイッチ群57が遮断状態となり、スルースイッチ40、43、46がオフとなる場合について説明する。
図6の時刻T2において、バッテリが充電される等により入力電圧Vinが上昇してスイッチング素子1のオン時間のデューティ比δが100%未満になると、図示しない外部装置は、制御端子CTLにLowレベルの制御信号Vsを入力する。スイッチング素子61がオフとなり、抵抗62を介してキャパシタ63が入力電圧Vinによって充電されていく。この時点で、スルースイッチ40のソース−ゲート間の電圧は、スルースイッチ40の閾値電圧以上であるため、スルースイッチ40はすぐにはオフにならない。
Next, a case where the through
At time T2 in FIG. 6, when the input voltage Vin rises due to charging of the battery or the like and the duty ratio δ of the ON time of the switching element 1 becomes less than 100%, the external device (not shown) has a low level at the control terminal CTL. The control signal Vs is input. The switching
キャパシタ63の充電が進むにつれて、駆動信号Vgt1は上昇し、キャパシタ63の容量に近づくと、その上昇速度は緩やかになる。スルースイッチ40のソース−ゲート間に印加される電圧Vg1は、徐々に低下する。時刻T3において、電圧Vg1がスルースイッチ40の閾値電圧を下回ると、スルースイッチ40を流れる電流Iq1も減少し始め、やがてゼロになる(スルースイッチ40はオフになる)。
As the charging of the
スルースイッチ40がオフになるのとほぼ同時に、駆動信号Vgt1がインバータ70の閾値電圧を上回る(Highレベルの駆動信号Vgt1がインバータ70に入力される)。インバータ70を介してスイッチング素子64のゲートには駆動信号Vgt1の反転信号(Lowレベル)が入力される。スイッチング素子64がオフとなり、抵抗65を介してキャパシタ66が入力電圧Vinによって充電されていく。この時点で、スルースイッチ43のソース−ゲート間の電圧は、スルースイッチ43の閾値電圧以上であるため、スルースイッチ43はすぐにはオフにならない。
At substantially the same time as the through switch 40 is turned off, the drive signal Vgt1 exceeds the threshold voltage of the inverter 70 (the high-level drive signal Vgt1 is input to the inverter 70). An inverted signal (Low level) of the drive signal Vgt1 is input to the gate of the switching
キャパシタ66の充電が進むにつれて、駆動信号Vgt2は上昇し、キャパシタ66の容量に近づくと、その上昇速度は緩やかになる。スルースイッチ43のソース−ゲート間に印加される電圧Vg2は、徐々に低下する。時刻T4において、電圧Vg2がスルースイッチ43の閾値電圧を下回ると、スルースイッチ43を流れる電流Iq2も減少し始め、やがてゼロになる(スルースイッチ43はオフになる)。
As the charging of the
スルースイッチ43がオフになるのとほぼ同時に、駆動信号Vgt2がインバータ71の閾値電圧を上回る(Highレベルの駆動信号Vgt2がインバータ71に入力される)。インバータ71を介してスイッチング素子67のゲートには駆動信号Vgt2の反転信号(Lowレベル)が入力される。スイッチング素子67がオフとなり、抵抗68を介してキャパシタ69が入力電圧Vinによって充電されていく。この時点で、スルースイッチ46のソース−ゲート間の電圧は、スルースイッチ46の閾値電圧以上であるため、スルースイッチ46はすぐにはオフにならない。
At substantially the same time as the through
キャパシタ69の充電が進むにつれて、駆動信号Vgt3は上昇し、キャパシタ69の容量に近づくと、その上昇速度は緩やかになる。スルースイッチ46のソース−ゲート間に印加される電圧Vg3は、徐々に低下する。時刻T5において、電圧Vg3がスルースイッチ46の閾値電圧を下回ると、スルースイッチ46を流れる電流Iq3も減少し始め、やがてゼロになる(スルースイッチ46はオフになる)。
As the charging of the capacitor 69 progresses, the drive signal Vgt3 increases. As the capacity of the capacitor 69 is approached, the increasing speed becomes slower. The voltage Vg3 applied between the source and gate of the through
スルースイッチ群57を流れる電流Iqは、スルースイッチ40を流れる電流Iq1、スルースイッチ43を流れる電流Iq2、スルースイッチ46を流れる電流Iq3の和であるため、各スルースイッチが順次オフされるのに伴って、電流Iqは緩やかに減少する。電流Iqの減少時間を、スルースイッチ7がオフになったことによる電流Iqの減少に対してインダクタ3からの電流Idの増加が間に合うように設定することで、スルースイッチオフ時に発生する出力Voutのアンダーシュートを低減できる。電流Iqの減少時間は、抵抗62及びキャパシタ63、抵抗65及びキャパシタ66、抵抗68及びキャパシタ69によって決定される時定数を変更することによって任意に調整可能である。
Since the current Iq flowing through the through
以上のように、本実施の形態におけるDC−DCコンバータによれば、入力端子INと出力端子OUT間を接続するスルースイッチを備えた降圧型のDC−DCコンバータにおいて、スルースイッチ群を導通状態にする場合、各スルースイッチは同時にオンするが、スルースイッチ群を遮断状態にする場合、各スルースイッチは順次オフとなる。これにより、入力端子IN及び出力端子OUT間を流れる電流Iqをより緩やかに減少させることが出来る。 As described above, according to the DC-DC converter in the present embodiment, in the step-down DC-DC converter including the through switch that connects between the input terminal IN and the output terminal OUT, the through switch group is brought into a conductive state. In this case, the through switches are turned on at the same time. However, when the through switch group is put into a cutoff state, the through switches are sequentially turned off. Thereby, the current Iq flowing between the input terminal IN and the output terminal OUT can be more gently reduced.
なお、本実施の形態において、スルースイッチ群57は3個のスルースイッチで構成されたが、この構成に限らず、2個以上の任意の数のスルースイッチであれば本実施の形態の形態における効果を発揮し、本実施の形態はこの数字に限定するものではない。また、スルースイッチの個数、及び、各抵抗及びキャパシタによる時定数を変更することで、スルースイッチを流れる電流Iqの減少時間や電流変化の線形性を調整し、電流Iqの減少を緩やかに且つ略線形的に変化させることができる。本実施の形態において、同じ電流Iqの減少時間を実現するための各抵抗及びキャパシタによる時定数は実施の形態1に比べて小さく、スルースイッチの個数は実施の形態2に比べて少なくすることができるため、低コストかつ正確に出力電圧Voutのアンダーシュートを低減することが可能となる。
In the present embodiment, the through
本発明は、入力端子及び出力端子間を接続するスルースイッチを備えた降圧型の電源回路に利用することができる。 The present invention can be used for a step-down power supply circuit including a through switch that connects between an input terminal and an output terminal.
1、61、64、67 スイッチング素子
2 整流器
3 インダクタ
4、13、63、66、69 キャパシタ
5 制御回路
6 電圧降圧部
7、20、23、26、29、40、43、46 スルースイッチ(電流制御素子)
8、38、58 駆動部
12、62、65、68 抵抗
21、24、27 遅延回路
22、25、28 ANDゲート
30、50 インバータ
37、57 スルースイッチ群(電流制御部)
DESCRIPTION OF
8, 38, 58
Claims (7)
前記第1のスイッチング素子と前記整流器とを交互にスイッチング制御することによって、前記入力端子から入力された入力電圧を、前記入力電圧より低い出力電圧に降圧して、前記出力端子から出力するDC−DCコンバータにおいて、
前記入力端子及び前記出力端子の間に前記電圧降圧部と並行に接続された電流制御部、及び
制御端子から入力された制御信号に応じて前記電流制御部の導通状態及び遮断状態を制御し、前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記電流制御部を流れる電流が所定の減少時間をかけて減少するよう制御する駆動部、を有する
ことを特徴としたDC−DCコンバータ。 A series circuit of a first switching element and a rectifier connected between an input terminal and a ground potential; an inductor connected between a connection point of the first switching element and the rectifier and an output terminal; Smoothing means connected between the connection point of the inductor and the output terminal and the ground potential, and a voltage step-down unit having
The DC− that outputs the voltage from the output terminal by stepping down the input voltage input from the input terminal to an output voltage lower than the input voltage by alternately controlling the switching of the first switching element and the rectifier. In the DC converter,
A current control unit connected in parallel with the voltage step-down unit between the input terminal and the output terminal, and controlling a conduction state and a cutoff state of the current control unit according to a control signal input from the control terminal; A DC-DC converter, comprising: a drive unit that controls the current flowing through the current control unit to decrease over a predetermined decrease time when the current control unit is in a cut-off state.
ことを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。 The predetermined decrease time is the current flowing through the voltage step-down unit when the driving unit turns off the current control unit, and the current flowing through the voltage step-down unit when the current control unit is conductive. 2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the DC-DC converter is set longer than a time until the current level increases to a predetermined output current level.
前記駆動部は、前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記駆動信号のレベルを所定時間かけて変化させることにより、前記電流制御部を流れる電流を所定の減少時間をかけて減少させる
よう構成されたことを特徴とした請求項1又は請求項2に記載のDC−DCコンバータ。 The current control unit is one current control element having an impedance that changes according to a drive signal from the drive unit,
The drive unit is configured to reduce the current flowing through the current control unit over a predetermined decrease time by changing the level of the drive signal over a predetermined time when the current control unit is in a cut-off state. The DC-DC converter according to claim 1 or 2, wherein the DC-DC converter is provided.
前記入力端子及び前記電流制御素子のゲートとの間に接続された抵抗、及び
前記抵抗と前記電流制御素子のゲートとの接続点と接地電位との間に接続されたキャパシタ、を有する
ことを特徴とする請求項3に記載のDC−DCコンバータ。 A second switching element controlled by the control signal and connected between a gate of the current control element and a ground potential;
A resistor connected between the input terminal and the gate of the current control element; and a capacitor connected between a connection point of the resistor and the gate of the current control element and a ground potential. The DC-DC converter according to claim 3.
前記駆動部は、前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記複数の電流制御素子を順次オフする
よう構成されたことを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のDC−DCコンバータ。 The current control unit has a plurality of current control elements,
3. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the drive unit is configured to sequentially turn off the plurality of current control elements when the current control unit is in a cut-off state. 4.
前記電流制御部を遮断状態にする場合、前記複数の電流制御素子を前記遅延回路の所定の遅延時間毎に順次オフする
よう構成されたことを特徴とする請求項5に記載のDC−DCコンバータ。 The driving unit includes one or more delay circuits that output an input signal after a predetermined delay time;
6. The DC-DC converter according to claim 5, wherein when the current control unit is in a cut-off state, the plurality of current control elements are sequentially turned off for each predetermined delay time of the delay circuit. .
前記駆動部は、前記複数の電流制御素子のうちいずれか1つの電流制御素子のゲートと接地電位との間に接続された第2のスイッチング素子、
前記入力端子及び前記いずれか1つの電流制御素子のゲートとの間に接続された抵抗、及び
前記抵抗と前記いずれか1つの電流制御素子のゲートとの接続点と接地電位との間に接続されたキャパシタ、を有する駆動ブロックを複数個有する
ことを特徴とする請求項5に記載のDC−DCコンバータ。 The plurality of current control elements each have an impedance that changes in accordance with a drive signal from the drive unit,
The driving unit includes a second switching element connected between a gate of any one of the plurality of current control elements and a ground potential;
A resistor connected between the input terminal and the gate of any one of the current control elements; and a connection point between the resistor and the gate of any one of the current control elements and a ground potential. The DC-DC converter according to claim 5, comprising a plurality of drive blocks each having a capacitor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2004338014A JP2006149125A (en) | 2004-11-22 | 2004-11-22 | Dc-dc converter |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2006149125A true JP2006149125A (en) | 2006-06-08 |
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ID=36628161
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JP2004338014A Withdrawn JP2006149125A (en) | 2004-11-22 | 2004-11-22 | Dc-dc converter |
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---|---|---|---|---|
JP2007189795A (en) * | 2006-01-12 | 2007-07-26 | Seiko Instruments Inc | Switching regulator |
JP2012060777A (en) * | 2010-09-09 | 2012-03-22 | Ricoh Co Ltd | Power source device and image forming apparatus |
WO2022147119A1 (en) * | 2021-01-04 | 2022-07-07 | Maxim Integrated Products, Inc. | Two stage voltage converter for high efficiency operation |
US11588406B2 (en) * | 2019-08-02 | 2023-02-21 | Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd | Battery charging circuit and battery charging method |
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007189795A (en) * | 2006-01-12 | 2007-07-26 | Seiko Instruments Inc | Switching regulator |
JP2012060777A (en) * | 2010-09-09 | 2012-03-22 | Ricoh Co Ltd | Power source device and image forming apparatus |
US11588406B2 (en) * | 2019-08-02 | 2023-02-21 | Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd | Battery charging circuit and battery charging method |
WO2022147119A1 (en) * | 2021-01-04 | 2022-07-07 | Maxim Integrated Products, Inc. | Two stage voltage converter for high efficiency operation |
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