JP4352319B2

JP4352319B2 - Power supply device

Info

Publication number: JP4352319B2
Application number: JP2003405773A
Authority: JP
Inventors: 誠大和
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-12-04
Filing date: 2003-12-04
Publication date: 2009-10-28
Anticipated expiration: 2023-12-04
Also published as: JP2005168230A

Description

本発明は、ＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）などのシリーズレギュレータおよびスイッチングレギュレータを備え、負荷電流の大きさによりこれらを切り換えて適用する電源供給装置に関する。 The present invention relates to a power supply apparatus that includes a series regulator such as an LDO (low dropout regulator) and a switching regulator, and switches and applies these depending on the magnitude of a load current.

携帯端末などバッテリーを電源として用いるシステムにおいては、他のシステム以上に電源供給装置の効率が重要視される。高効率のレギュレータとしてはＰＷＭ（パルス幅変調）方式のスイッチングレギュレータがあるものの、負荷電流が小さくなると相対的にスイッチングロスが大きくなり効率が低下するという問題がある。特に、携帯端末ではスリープモードや待ち受けモードなど消費電流を絞る場合があり、これらのモードにおいてはスイッチングロスが大きな問題となる。これに対し、負荷電流の小さい領域ではＰＦＭ（パルス周波数変調）方式のスイッチングレギュレータやシリーズレギュレータ、特にＬＤＯ、の方が効率が高いため、負荷電流の大きい範囲ではＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータを適用し、負荷電流の小さい範囲ではＰＦＭ方式のスイッチングレギュレータもしくはシリーズレギュレータを適用するといった、負荷電流によりレギュレータの方式を切り換える電源供給装置が提案されている（例えば特許文献１）。 In a system that uses a battery as a power source, such as a portable terminal, the efficiency of the power supply device is more important than other systems. Although there is a PWM (pulse width modulation) type switching regulator as a highly efficient regulator, there is a problem that when the load current is reduced, the switching loss is relatively increased and the efficiency is lowered. In particular, portable terminals may reduce current consumption such as a sleep mode and a standby mode, and switching loss is a serious problem in these modes. On the other hand, PFM (pulse frequency modulation) switching regulators and series regulators, particularly LDOs, are more efficient in the region where the load current is small, so the PWM switching regulator is applied in the range where the load current is large. There has been proposed a power supply device that switches a regulator system according to a load current, such as applying a PFM switching regulator or series regulator in a small load current range (for example, Patent Document 1).

図４にＰＷＭ方式とＰＦＭ方式を切り換えるものの従来例として、非同期方式のＤＣ／ＤＣコンバータを示す。５０はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、５１は制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”によりＰＷＭ方式とＰＦＭ方式を切り換えてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ５０を駆動するパルスを発生するＰＷＭ／ＰＦＭパルス発生回路、５２はショットキーダイオード、５３はインダクタ、５４はコンデンサ、５５，５６は電圧設定用のフィードバック手段となる抵抗、５７は電源出力Ｖ_０用端子、５８は電源であるバッテリーＢＡＴからの電圧供給ライン、５９は出力電圧（Ｖ_０）設定用の基準電圧Ｖｒｅｆを入力する基準電圧端子、６０は誤差増幅器である。
図５に制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”によりＰＷＭ／ＰＦＭパルス発生回路５１が切り換わるときの各部電圧波形を示す。図５において（ａ）は制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”を、（ｂ）はＰＷＭ／ＰＦＭパルス発生回路５１の出力であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ５０の駆動パルスを、（ｃ）は（ｂ）の駆動パルスに対応した電源出力Ｖ_Ｏのリップルをそれぞれ示す図である。制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”がＨ（ハイレベル）である前半はＰＷＭ方式の動作を示し、制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”がＬ（ローレベル）である後半はＰＦＭ方式の動作を示している。上述のスリープモードや待ち受けモードなど消費電流を絞るときは、制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”をＬにしてＰＦＭ方式を選択することになるが、図５に示すようにＰＦＭ方式では低負荷時の効率を上げることはできても出力電圧の変動（リップル）を小さくすることができず、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ５０のスイッチング周波数が低くなるため却ってＰＷＭ方式よりリップルが大きくなってしまうことがあるという問題がある。すなわち、ＰＦＭ方式では、スリープモードや待ち受けモードのときに高い効率とリップルの少ない安定した出力を両立させることができない。 FIG. 4 shows an asynchronous DC / DC converter as a conventional example of switching between the PWM method and the PFM method. 50 is a P-channel MOSFET, 51 is a PWM / PFM pulse generation circuit for generating a pulse for driving the P-channel MOSFET 50 by switching between the PWM method and the PFM method by a control signal “DCDC CTL”, 52 is a Schottky diode, 53 is Inductor, 54 is a capacitor, 55 and 56 are resistors that serve as feedback means for voltage setting, 57 is a terminal for power output V ₀ , 58 is a voltage supply line from battery BAT as a power source, and 59 is an output voltage (V ₀ ). Reference voltage terminal 60 for inputting a setting reference voltage Vref, 60 is an error amplifier.
FIG. 5 shows the waveform of each part voltage when the PWM / PFM pulse generation circuit 51 is switched by the control signal “DCDC CTL”. 5, (a) corresponds to the control signal “DCDC CTL”, (b) corresponds to the drive pulse of the P-channel MOSFET 50 which is the output of the PWM / PFM pulse generation circuit 51, and (c) corresponds to the drive pulse of (b). the ripple of the power supply output V _O is a diagram showing respectively. The first half when the control signal “DCDC CTL” is H (high level) indicates a PWM operation, and the second half when the control signal “DCDC CTL” is L (low level) indicates a PFM operation. When the current consumption is reduced, such as in the sleep mode or the standby mode, the control signal “DCDC CTL” is set to L and the PFM method is selected. However, as shown in FIG. Even if it can be increased, the fluctuation (ripple) of the output voltage cannot be reduced, and the switching frequency of the P-channel MOSFET 50 becomes lower, so that there is a problem that the ripple may become larger than the PWM method. In other words, the PFM method cannot achieve both high efficiency and stable output with little ripple in the sleep mode or standby mode.

これに対して、低負荷時のリップルの問題を解決するため、ＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータを切り換える方式の電源システムが特許文献１に開示されている。図６にその構成を示す。図６に示されるように、この電源システムはシリーズレギュレータとしてのＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）６１，スイッチングレギュレータとしてのＤＣ／ＤＣコンバータ６２，抵抗６３，６４，電源出力Ｖ_０用端子６５および出力電圧（Ｖ_０）設定用の基準電圧Ｖｒｅｆを入力する基準電圧端子６６から構成されている。抵抗６３，６４は電源出力および接地電位（ＧＮＤ）間に直列に接続され、その接続点において出力電圧を抵抗分割したフィードバック信号Ｖｓを生成する。フィードバック信号ＶｓはＬＤＯ６１とＤＣ／ＤＣコンバータ６２に対し共通にフィードバックされる。ＬＤＯ６１とＤＣ／ＤＣコンバータ６２は共通の基準電圧Ｖｒｅｆを入力とし、フィードバック信号Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆに追随するように動作して、負荷電流の大きさにかかわらず出力電圧Ｖ_Ｏを一定にするものであり、それぞれの出力が電源出力端子６５に共通に接続されている。 On the other hand, Patent Document 1 discloses a power supply system that switches between a PWM switching regulator and a series regulator in order to solve the ripple problem at low load. FIG. 6 shows the configuration. As shown in FIG. 6, this power supply system includes an LDO (low dropout regulator) 61 as a series regulator, a DC / DC converter 62 as a switching regulator, resistors 63 and 64, a terminal 65 for power output V ₀ and an output voltage. The reference voltage terminal 66 is used to input a reference voltage Vref for setting (V ₀ ). The resistors 63 and 64 are connected in series between the power supply output and the ground potential (GND), and generate a feedback signal Vs obtained by resistance-dividing the output voltage at the connection point. The feedback signal Vs is fed back to the LDO 61 and the DC / DC converter 62 in common. LDO61 a DC / DC converter 62 as an input a common reference voltage Vref, the one feedback signal Vs is operated so as to follow the reference voltage Vref, the the output voltage _{V O} at a constant regardless of the magnitude of the load current Each output is connected to the power output terminal 65 in common.

ＬＤＯ６１は制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”が入力される差動増幅器６７およびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８からなる。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８はそのソースが電源であるバッテリーＢＡＴに接続され、そのドレインがＬＤＯ６１の出力となっている。差動増幅器６７は基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号Ｖｓの比較結果に基づきＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８のゲート電圧を制御することにより、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８のドレインより出力される出力電圧Ｖ_Ｏを一定に保つ。制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”は差動増幅器６７の出力を制御するもので、”ＬＤＯＣＴＬ”がＨであれば差動増幅器６７は上記の動作を行い、Ｌであれば差動増幅器６７の出力は強制的にＨとされ、その結果ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８はオフ（遮断）される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６２は誤差増幅器６９，２つの制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”と”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”が接続されたパルス幅変調回路７０，スイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１，同期整流方式用のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２，ショットキーダイオード７３，インダクタ７４およびコンデンサ７５からなる。誤差増幅器６９は基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号Ｖｓの差を増幅してパルス幅変調回路７０に入力する。パルス幅変調回路７０は、周期は一定であるが１周期内のＨとＬの割合が誤差増幅器７０の出力により変化する方形波パルスをＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１のゲートに出力する。すなわち、（Ｖｒｅｆ−Ｖｓ）が大きい（小さい）ほど１周期内のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１がオン（導通）する期間が長く（短く）なるような方形波パルスを発生し、インダクタ７４に蓄積するエネルギを大きく（小さく）することにより出力電圧Ｖ_Ｏを一定に保つ。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートにもパルス幅変調回路７０から方形波パルスが出力される。基本的にはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートに出力される方形波パルスは同相であるが、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２が同時にオンして貫通電流が流れることがないように、両方オフの期間であるデッドタイムを設ける。制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”はパルス幅変調回路７０の出力を制御するもので、”ＤＣＤＣＣＴＬ”がＨであればパルス幅変調回路７０は上記のとおりの出力を行い、ＬであればＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートにそれぞれＨおよびＬを出力して２つのＭＯＳＦＥＴ７１，７２をオフさせる。制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”はパルス幅変調回路７０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートに対する出力を制御するもので、”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”がＬであればパルス幅変調回路７０は上記のとおりの出力を行い、ＨであればＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートにＬを出力してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２をオフさせる。ショットキーダイオード７３は制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２がオフされている場合に、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１がオフしたときにインダクタ７４に流れる電流を転流させるためのものである。インダクタ７４およびコンデンサ７５は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２の各ドレインおよびショットキーダイオード７３のカソードとの共通接続点の電位を平滑してＤＣ／ＤＣコンバータ６２としての出力を生成するためのフィルタである。図６に示される電源システムは、図示しない負荷への電流の大きさに基づき、これも図示しない制御回路が制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”と”ＤＣＤＣＣＴＬ”によりＬＤＯ６１とＤＣ／ＤＣコンバータ６２の切り換えを行なう。すなわち、負荷電流が小さいときは”ＬＤＯＣＴＬ”をＨ、”ＤＣＤＣＣＴＬ”をＬとしてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８を動作状態、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２をオフとする。また、負荷電流が大きいときは”ＬＤＯＣＴＬ”をＬ、”ＤＣＤＣＣＴＬ”をＨとしてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８をオフ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２を動作状態とする。さらに、特許文献１ではシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの動作切り換え時にシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの同時動作期間を設けて、切り換え時の電圧変動を低減させることが開示されている。
特開２００３−００９５１５号公報 The LDO 61 includes a differential amplifier 67 and a P-channel MOSFET 68 to which a control signal “LDO CTL” is input. The P-channel MOSFET 68 has its source connected to the battery BAT which is a power source, and its drain is the output of the LDO 61. The differential amplifier 67 controls the gate voltage of the P-channel MOSFET 68 based on the comparison result between the reference voltage Vref and the feedback signal Vs, thereby keeping the output voltage V _O output from the drain of the P-channel MOSFET 68 constant. The control signal “LDO CTL” controls the output of the differential amplifier 67. If “LDO CTL” is H, the differential amplifier 67 performs the above operation, and if it is L, the output of the differential amplifier 67 is As a result, the P channel MOSFET 68 is turned off (cut off).
The DC / DC converter 62 includes an error amplifier 69, a pulse width modulation circuit 70 to which two control signals “DCDC CTL” and “SYNC / ASYNC CTL” are connected, a P-channel MOSFET 71 as a switching element, and an N-channel for synchronous rectification. It comprises a MOSFET 72, a Schottky diode 73, an inductor 74 and a capacitor 75. The error amplifier 69 amplifies the difference between the reference voltage Vref and the feedback signal Vs and inputs it to the pulse width modulation circuit 70. The pulse width modulation circuit 70 outputs, to the gate of the P-channel MOSFET 71, a square wave pulse whose period is constant but the ratio of H and L in one period changes according to the output of the error amplifier 70. That is, as (Vref−Vs) is larger (smaller), a square wave pulse is generated so that the period during which the P-channel MOSFET 71 is turned on (conducted) in one cycle becomes longer (shorter), and the energy accumulated in the inductor 74 increases. By making (smaller), the output voltage V _O is kept constant. A square wave pulse is also output from the pulse width modulation circuit 70 to the gate of the N-channel MOSFET 72. Basically, the square wave pulses output to the gates of the P-channel MOSFET 71 and the N-channel MOSFET 72 are in phase, but both are turned off so that the P-channel MOSFET 71 and the N-channel MOSFET 72 are simultaneously turned on and no through current flows. A dead time that is a period of The control signal “DCDC CTL” controls the output of the pulse width modulation circuit 70. If “DCDC CTL” is H, the pulse width modulation circuit 70 outputs as described above, and if it is L, the P channel MOSFET 71 H and L are output to the gates of the N-channel MOSFET 72 and the two MOSFETs 71 and 72 are turned off. The control signal “SYNC / ASYNC CTL” controls the output to the gate of the N-channel MOSFET 72 of the pulse width modulation circuit 70. If “SYNC / ASYNC CTL” is L, the pulse width modulation circuit 70 outputs as described above. If it is H, L is output to the gate of the N-channel MOSFET 72 and the N-channel MOSFET 72 is turned off. The Schottky diode 73 is for commutating the current that flows through the inductor 74 when the P-channel MOSFET 71 is turned off when the N-channel MOSFET 72 is turned off by the control signal “SYNC / ASYNC CTL”. The inductor 74 and the capacitor 75 are filters for smoothing the potential at the common connection point between the drains of the P-channel MOSFET 71 and the N-channel MOSFET 72 and the cathode of the Schottky diode 73 and generating an output as the DC / DC converter 62. is there. The power supply system shown in FIG. 6 is based on the magnitude of a current to a load (not shown), and a control circuit (not shown) switches between the LDO 61 and the DC / DC converter 62 by using control signals “LDO CTL” and “DCDC CTL”. Do. That is, when the load current is small, “LDO CTL” is set to H, “DCDC CTL” is set to L, the P-channel MOSFET 68 is in the operating state, and the P-channel MOSFET 71 and the N-channel MOSFET 72 are turned off. Further, when the load current is large, “LDO CTL” is set to L, “DCDC CTL” is set to H, the P-channel MOSFET 68 is turned off, and the P-channel MOSFET 71 and the N-channel MOSFET 72 are set in the operating state. Further, Patent Document 1 discloses that a simultaneous operation period of the series regulator and the switching regulator is provided at the time of switching the operation of the series regulator and the switching regulator to reduce the voltage fluctuation at the time of switching.
JP 2003-009515 A

上記のようにシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータを併用し、負荷電流の大きさによりシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの動作を切り換えるシステムもしくは電源供給装置において、動作切り換え時に単純にシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの同時動作期間を設けると、図６のＬＤＯ６１の出力にインダクタ７４を介してオンしたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２が接続されてしまい、バッテリーＢＡＴからＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８，インダクタ７４，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２を介して接地電位に大きな無効電流が流れてしまうという問題が生じる。このため、同時動作期間では制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２を強制的にオフさせる、すなわちこの期間だけ同期整流方式をあきらめる必要がある。図６に示す従来例において、ＬＤＯ６１からＤＣ／ＤＣコンバータ６２に切り換わるときの制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”，”ＤＣＤＣＣＴＬ”および”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”に関するタイミングチャートを図７に示す。図７において期間Ａは制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”，”ＬＤＯＣＴＬ”および”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”はそれぞれＬ，Ｈ，Ｈで、ＬＤＯ６１のみが動作している状態である。期間Ｂになると制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”がＨになってＬＤＯ６１とＤＣ／ＤＣコンバータ６２が同時に動作するが、制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”がＨのままであるのでＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２がオフのままであるから上記の無効電流が流れることはない。期間Ｃで制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”がＬとなってＤＣ／ＤＣコンバータ６２が単独で動作するようになる。期間Ｃの最初から制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”をＬにして同期整流を再開しようとすると、タイミングのずれなどにより上記の無効電流が流れる危険があるため、期間Ｃの最初に制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”をＨのままとする期間Ｄを設けてある。従い、同期整流方式が再開されるのは期間Ｅからとなる。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２が動作しているものの、同期整流を行なえない期間Ｂ，Ｄが存在する。 As described above, in a system or power supply device that uses a series regulator and a switching regulator together and switches the operation of the series regulator and the switching regulator depending on the load current, the simultaneous operation period of the series regulator and the switching regulator can be simply 6 is connected to the output of the LDO 61 of FIG. 6 via the inductor 74, the N-channel MOSFET 72 is turned on, and a large reactive current flows from the battery BAT to the ground potential via the P-channel MOSFET 68, the inductor 74, and the N-channel MOSFET 72. Problem arises. Therefore, it is necessary to forcibly turn off the N-channel MOSFET 72 by the control signal “SYNC / ASYNC CTL” in the simultaneous operation period, that is, to give up the synchronous rectification method only during this period. FIG. 7 shows a timing chart regarding the control signals “LDO CTL”, “DCDC CTL” and “SYNC / ASYNC CTL” when the LDO 61 switches to the DC / DC converter 62 in the conventional example shown in FIG. In FIG. 7, in period A, the control signals “DCDC CTL”, “LDO CTL” and “SYNC / ASYNC CTL” are L, H and H, respectively, and only the LDO 61 is operating. In period B, the control signal “DCDC CTL” becomes H and the LDO 61 and the DC / DC converter 62 operate simultaneously. However, since the control signal “SYNC / ASYNC CTL” remains H, the N-channel MOSFET 72 remains off. Therefore, the reactive current does not flow. In the period C, the control signal “LDO CTL” becomes L and the DC / DC converter 62 operates independently. If the control signal “SYNC / ASYNC CTL” is set to L from the beginning of the period C and the synchronous rectification is to be resumed, there is a risk that the reactive current flows due to a timing shift or the like. Therefore, at the beginning of the period C, the control signal “SYNC A period D in which / ASYNC CTL "remains H is provided. Therefore, the synchronous rectification method is resumed from the period E. That is, although the DC / DC converter 62 is operating, there are periods B and D during which synchronous rectification cannot be performed.

元来、同期整流方式は、非同期整流方式における転流素子として使われていて最も損失の大きい部品であるダイオードを、オン抵抗が低くより低損失なＭＯＳＦＥＴに置き換えて効率を向上させるものであるのに、期間Ｂ，Ｄは高効率化に逆行して効率を悪化させてしまう。
また、図６に示す従来例においては、ソフトスタートへの対応が問題となる。ＰＷＭ型のスイッチングレギュレータでは、電源電圧が起動した直後は出力電圧が不足しているため、スイッチング素子（図６におけるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１に相当）のオンデューティ（１周期内でスイッチング素子がオンしている割合）が最大となる駆動パルスが出力される。しかし、起動直後では出力コンデンサ（図６のコンデンサ７５に相当）が未充電であるため、見かけ上出力電流は短絡状態とほぼ等しくなるため、インダクタ（図６のインダクタ７４に相当）に流れる電流が際限なく大きくなる。従い、インダクタやスイッチング素子に大電流が流れ、これらの素子が破壊されるおそれがある。そこでソフトスタート機能によりスイッチング素子のオン幅を徐々に広げていくことにより、インダクタに流れる電流を徐々に増加させ、出力コンデンサも徐々に充電されていく方式がとられる。ソフトスタート機能について、図８，９によりさらに説明を行なう。 Originally, the synchronous rectification method improves efficiency by replacing the diode, which is the most lossy part used as a commutation element in the asynchronous rectification method, with a MOSFET having a low on-resistance and a lower loss. In addition, periods B and D go against high efficiency and deteriorate efficiency.
Further, in the conventional example shown in FIG. 6, the response to the soft start becomes a problem. In the PWM type switching regulator, since the output voltage is insufficient immediately after the power supply voltage is activated, the switching element (corresponding to the P-channel MOSFET 71 in FIG. 6) is turned on (the switching element is turned on within one cycle). A drive pulse having a maximum ratio is output. However, since the output capacitor (corresponding to the capacitor 75 in FIG. 6) is uncharged immediately after the start-up, the output current apparently becomes almost equal to the short-circuit state, so that the current flowing through the inductor (corresponding to the inductor 74 in FIG. 6) It grows indefinitely. Therefore, a large current flows through the inductor and the switching element, and these elements may be destroyed. Therefore, by gradually increasing the ON width of the switching element by the soft start function, the current flowing through the inductor is gradually increased, and the output capacitor is gradually charged. The soft start function will be further described with reference to FIGS.

図８はソフトスタート機能を実現させるためのソフトスタート回路であり、定電流回路７６，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７，コンデンサ７８，一定周期・一定振幅の三角波”ＯＳＣＷＡＶＥ”を出力する発振器７９およびコンパレータ８０より構成される。定電流回路７６，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７およびコンデンサ７８は一定の傾きで上昇する電圧信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”を発生させるもので、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７のゲートに入力される信号”ＲＥＳＥＴ”によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７を一時オンしてコンデンサ７８を放電して”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”をゼロに初期化した後、定電流回路より出力される電流ｉがコンデンサ７８を充電することにより、ｉ×ｔ／Ｃという式に従う電圧を”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”として出力する。ここで、ｔはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７に対するリセット信号が解除されてからの（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７が一旦オンした後に再度オフしてからの）時間であり、Ｃはコンデンサ７８の容量値である。コンパレータ８０には、誤差増幅器（図６の誤差増幅器６９に相当）の出力である”ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌ”および”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”がその非反転入力端子に、”ＯＳＣＷＡＶＥ”がその反転入力にそれぞれ接続されている。コンパレータ８０は”ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌ”と”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”のうちの信号の大きさが小さい方と”ＯＳＣＷＡＶＥ”を比較して、”ＯＳＣＷＡＶＥ”の方が小さければＨを、”ＯＳＣＷＡＶＥ”が大きければＬを信号”ＰＷＭＳＩＧＮＡＬ”として出力する。図９にそのタイミングチャートを示す。信号”ＲＥＳＥＴ”が入力され解除されると、”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”は一定の傾きで上昇していく。”ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌ”は図示される期間内では一定と見なされるとしている。また、上記のように”ＯＳＣＷＡＶＥ”は一定周期、一定振幅の三角波となっている。”ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌ”より”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”の方が小さい初期の領域では、コンパレータ８０により”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”と”ＯＳＣＷＡＶＥ”が比較されるため、コンパレータ８０の出力”ＰＷＭＳＩＧＮＡＬ”はパルス幅ゼロから徐々にパルス幅を広げていくパルス列となる。”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”が”ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌ”より大きくなるとコンパレータ８０により”ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌ”と”ＯＳＣＷＡＶＥ”が比較される通常動作となり、”ＰＷＭＳＩＧＮＡＬ”のパルス幅も一定になる。 FIG. 8 shows a soft start circuit for realizing the soft start function. The soft start circuit includes a constant current circuit 76, an N-channel MOSFET 77, a capacitor 78, an oscillator 79 that outputs a triangular wave “OSC WAVE” having a constant period and a constant amplitude, and a comparator 80. Is done. The constant current circuit 76, the N-channel MOSFET 77 and the capacitor 78 generate a voltage signal “SOFT START SIGNAL” that rises at a constant slope. The N-channel MOSFET 77 is temporarily turned on by a signal “RESET” input to the gate of the N-channel MOSFET 77. After turning on and discharging the capacitor 78 to initialize “SOFT START SIGNAL” to zero, the current i output from the constant current circuit charges the capacitor 78, so that the voltage according to the formula of i × t / C is obtained. Output as “SOFT START SIGNAL”. Here, t is the time after the reset signal for the N-channel MOSFET 77 is released (after the N-channel MOSFET 77 is once turned off and then turned off again), and C is the capacitance value of the capacitor 78. In the comparator 80, "Error Signal" and "SOFT START SIGNAL" which are outputs of an error amplifier (corresponding to the error amplifier 69 in FIG. 6) are connected to the non-inverting input terminal, and "OSC WAVE" is connected to the inverting input. Has been. Comparator 80 compares “OSC WAVE” with the smaller signal size of “Error Signal” and “SOFT START SIGNAL”. If “OSC WAVE” is smaller, “H” indicates “OSC WAVE”. If it is larger, L is output as a signal “PWM SIGNAL”. FIG. 9 shows the timing chart. When the signal “RESET” is input and released, “SOFT START SIGNAL” rises with a certain slope. “Error Signal” is assumed to be constant within the period shown. As described above, “OSC WAVE” is a triangular wave having a constant period and a constant amplitude. In the initial region where “SOFT START SIGNAL” is smaller than “Error Signal”, the comparator 80 compares “SOFT START SIGNAL” with “OSC WAVE”, so the output “PWM SIGNAL” of the comparator 80 has a pulse width of zero. The pulse train gradually increases the pulse width. When “SOFT START SIGNAL” becomes larger than “Error Signal”, the comparator 80 compares the “Error Signal” with the “OSC WAVE”, and the pulse width of the “PWM SIGNAL” becomes constant.

このように、ソフトスタート機能は起動直後の過電流を防止するためには特に不可避のものであるが、図６に示す従来例においても必要な機能である。これは、たとえＬＤＯ６１により安定な出力電圧Ｖ_Ｏが得られた後でＤＣ／ＤＣコンバータ６２に切り換わる場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２がすぐには定常状態にはならず過渡応答する時間が生じるからである。すなわち、図６において、オフセット電圧などにより誤差増幅器６９の動作（出力）がＬＤＯ６１の出力を受ける場合とＤＣ／ＤＣコンバータ６２の出力を受ける場合とでは必ずしも同じにならないことによる。切り換え時の微妙な出力差を調整するためのフィードバックにより、かえって出力電圧が乱れるおそれがある。例えば、差動増幅器６７と誤差増幅器６９のオフセット電圧が逆符号となっていて、切り換え時のＶｓに対し、差動増幅器６７ではＶｒｅｆ＝Ｖｓ＋△Ｖ（△Ｖ＞０）と判断し、誤差増幅器６９でＶｒｅｆ＝Ｖｓ−△Ｖ（△Ｖ＞０）と判断すると、誤差増幅器６９の出力”ＰＷＭＳＩＧＮＡＬ”のパルス幅はゼロとなってしまう。”ＰＷＭＳＩＧＮＡＬ”のパルス幅がゼロということはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１がオフのままでかつＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２がオンのままとなり、このときＤＣ／ＤＣコンバータ６２の動作が開始した直後でありインダクタ７４に流れる電流はゼロであるから、インダクタ７４はコンデンサ７５の電荷を放電させる方向に電流を流し始めて出力電圧は急速に減少する。また、インダクタ７４が通常とは逆の方向、すなわちコンデンサ７５の電荷を放電させる方向に電流の向きを初期化させて慣性をもたせるために、その後ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１がオンするようになってもインダクタ７４電流の向きを逆転させて定常状態になるまで余計な時間を要することになり、状況によっては制御が不安定になってハンチングを起こすおそれもある。これを解決するためにもスタート機能が有効であるが、スタート機能を図６の従来例にそのまま適用すると切り換え直後に出力電圧Ｖ_Ｏが低下するという問題が発生する。 As described above, the soft start function is unavoidable in order to prevent an overcurrent immediately after startup, but is also a necessary function in the conventional example shown in FIG. This is because even if the stable output voltage V _O is obtained by the LDO 61 and then the DC / DC converter 62 is switched, the DC / DC converter 62 does not immediately enter a steady state but has a time for a transient response. Because. That is, in FIG. 6, the operation (output) of the error amplifier 69 is not necessarily the same when receiving the output of the LDO 61 and when receiving the output of the DC / DC converter 62 due to an offset voltage or the like. There is a possibility that the output voltage may be disturbed by feedback for adjusting a subtle output difference at the time of switching. For example, the offset voltages of the differential amplifier 67 and the error amplifier 69 have opposite signs, and the differential amplifier 67 determines that Vref = Vs + ΔV (ΔV> 0) with respect to Vs at the time of switching, and the error amplifier If it is determined at 69 that Vref = Vs−ΔV (ΔV> 0), the pulse width of the output “PWM SIGNAL” of the error amplifier 69 becomes zero. When the pulse width of “PWM SIGNAL” is zero, the P-channel MOSFET 71 remains off and the N-channel MOSFET 72 remains on. At this time, the current flowing in the inductor 74 immediately after the operation of the DC / DC converter 62 is started. Is zero, the inductor 74 starts to flow current in the direction of discharging the charge of the capacitor 75, and the output voltage decreases rapidly. Further, in order to initialize the direction of the current in the direction opposite to the normal direction of the inductor 74, that is, the direction in which the electric charge of the capacitor 75 is discharged, and to have inertia, the inductor 74 is turned on even if the P-channel MOSFET 71 is subsequently turned on. It will take extra time to reverse the direction of the current and reach a steady state, and depending on the situation, the control may become unstable and hunting may occur. To solve this problem, the start function is effective. However, if the start function is applied to the conventional example of FIG. 6 as it is, the problem that the output voltage V _O decreases immediately after switching occurs.

図６に示される回路にソフトスタート機能を適用した場合のタイミングチャートを図１０に示す。図１０において、（ａ）はスリープモードや待ち受けモードなど（以下、スタンバイモードと総称する）への移行や通常動作への復帰を指示する”ＳＴＡＮＤＢＹＳＩＧＮＡＬ”で、図６には示されていない。（ｂ）は上で説明した”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”、（ｃ）はＬＤＯ６１の出力電圧、（ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ６２の出力電圧、（ｅ），（ｆ）はそれぞれ上で説明した制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”および”ＤＣＤＣＣＴＬ”、（ｇ）は定電圧出力Ｖ_Ｏである。制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”および”ＤＣＤＣＣＴＬ”は”ＳＴＡＮＤＢＹＳＩＧＮＡＬ”に従い決定される。期間Ａは通常動作期間であり、ＬＤＯ６１は停止し、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２のみが機能している。期間Ｂになり、”ＳＴＡＮＤＢＹＳＩＧＮＡＬ”がスタンバイモードへの移行を指示すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２が停止し、ＬＤＯ６１がその動作を開始する。この切り換わりでは問題は発生しない。期間Ｃになって”ＳＴＡＮＤＢＹＳＩＧＮＡＬ”が通常動作への復帰を指示すると、ＬＤＯ６１が停止するとともにＤＣ／ＤＣコンバータ６２がソフトスタート機能を起動させる。なお、ここで起動するソフトスタート機能は上記のようにＬＤＯ出力の影響をキャンセルするためのものであるから、ソフトスタート機能が起動したらＬＤＯ６１は同時動作させることなく直ちに停止させられる。また、この場合”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”の初期値は電源の起動時とは異なり、接地電位ではなくそれより大きな電圧でもよい。例えば、”ＯＳＣＷＡＶＥ”の最小値もしくはそれより僅かに大きな値とすれば、”ＰＷＭＷＡＶＥ”はゼロではないパルス幅から開始することができる。期間Ｃの初期はソフトスタート機能により、スイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１のオン時間が通常より短く制限されるために出力電圧は一旦低下する。その後オン時間が通常に戻るにつれ出力電圧も定常状態に復帰する。従い、電源出力用端子６５から出力される定電圧出力Ｖ_０も（ｇ）に示すようにＬＤＯ６１からＤＣ／ＤＣコンバータ６２への切り換え直後に電圧低下をきたしてしまう。 FIG. 10 shows a timing chart when the soft start function is applied to the circuit shown in FIG. 10, (a) is “STANDBY SIGNAL” for instructing a transition to a sleep mode, a standby mode or the like (hereinafter collectively referred to as a standby mode) or a return to a normal operation, which is not shown in FIG. (B) is the “SOFT START SIGNAL” described above, (c) is the output voltage of the LDO 61, (d) is the output voltage of the DC / DC converter 62, and (e) and (f) are the controls described above. Signals “LDO CTL” and “DCDC CTL”, (g) are constant voltage outputs V _O. The control signals “LDO CTL” and “DCDC CTL” are determined according to “STANDBY SIGNAL”. The period A is a normal operation period, the LDO 61 is stopped, and only the DC / DC converter 62 is functioning. In the period B, when “STANDBY SIGNAL” instructs to shift to the standby mode, the DC / DC converter 62 is stopped and the LDO 61 starts its operation. This switching does not cause a problem. When “STANDBY SIGNAL” instructs to return to normal operation in period C, the LDO 61 stops and the DC / DC converter 62 activates the soft start function. Since the soft start function activated here is for canceling the influence of the LDO output as described above, the LDO 61 is immediately stopped without simultaneous operation when the soft start function is activated. In this case, the initial value of “SOFT START SIGNAL” may be not a ground potential but a voltage higher than that when the power supply is started. For example, if the minimum value of “OSC WAVE” or a value slightly larger than “OSC WAVE” is used, “PWM WAVE” can be started from a non-zero pulse width. At the beginning of period C, the on-time of P-channel MOSFET 71, which is a switching element, is limited to be shorter than usual due to the soft start function, so that the output voltage temporarily decreases. Thereafter, as the ON time returns to normal, the output voltage returns to a steady state. Accordingly, the constant voltage output V ₀ output from the power supply output terminal 65 also drops immediately after switching from the LDO 61 to the DC / DC converter 62 as shown in (g).

本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は上記の課題を解決して、ＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）などのシリーズレギュレータおよびスイッチングレギュレータを備え、負荷電流の大きさにより両者を選択して切り換え、切り換え時に出力電圧の変動をきたさない電源供給装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above points. The object of the present invention is to solve the above-described problems and to provide a series regulator such as an LDO (low dropout regulator) and a switching regulator, both depending on the magnitude of the load current. It is an object of the present invention to provide a power supply device that selects and switches the output voltage so that the output voltage does not vary at the time of switching.

そこで、上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、シリーズレギュレータおよびコンデンサの充電電圧を用いたソフトスタート機能を有するスイッチングレギュレータを備え、スタンバイ信号により前記シリーズレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータの出力を切り換えて負荷に給電する電源供給装置において、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号から前記シリーズレギュレータを選択する信号に切り換わる場合は直ちに前記シリーズレキュレータに切り換え、前記スタンバイ信号が前記シリーズレギュレータを選択する信号から前記スイッチングレギュレータを選択する信号に切り換わる場合は前記スイッチングレギュレータのソフトスタートを起動し、前記コンデンサの充電電圧が所定値に達するとスイッチングレギュレータに切り換え、前記シリーズレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータの出力を切り換えスイッチで接続して前記シリーズレギュレータの出力を電源供給装置の出力となし、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号でありかつ前記コンデンサの充電電圧が前記所定値に達している場合は前記切り換えスイッチを導通させるとともに前記シリーズレギュレータの動作を停止し、それ以外の場合は前記切り換えスイッチを遮断する、もしくは、前記シリーズレギュレータの出力と電源供給装置の出力を第1の切り換えスイッチで接続し、前記スイッチングレギュレータの出力と電源供給装置の出力を第２の切り換えスイッチで接続し、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号でありかつ前記コンデンサの充電電圧が前記所定値に達している場合は前記第1の切り換えスイッチ遮断するとともに前記第２の切り換えスイッチを導通させ、それ以外の場合は前記第１の切り換えスイッチを導通させるとともに前記第２の切り換えスイッチを遮断することを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, the invention according to claim 1 includes a series regulator and a switching regulator having a soft start function using a capacitor charging voltage, and outputs the series regulator and the switching regulator by a standby signal. in the power supply device that supplies power to the load by switching the, when said standby signal is switched to the signal you select the series regulator from the signal for selecting the switching regulator switching immediately the series Les Curator, the standby signal is the If the signal you select a series regulator switched to the signal for selecting the switching regulator to start the soft start of the switching regulator, the charging voltage of the capacitor Switching to the switching regulator reaches the value, the series regulator and the connected switch switches the output of the switching regulator without an output of the power supply output of the series regulator, signal the standby signal to select the switching regulator And when the charging voltage of the capacitor has reached the predetermined value, the switch is turned on and the operation of the series regulator is stopped; otherwise, the switch is cut off, or the series The output of the regulator and the output of the power supply device are connected by a first changeover switch, the output of the switching regulator and the output of the power supply device are connected by a second changeover switch, and the standby signal is the switch. When the charging voltage of the capacitor reaches the predetermined value, the first changeover switch is cut off and the second changeover switch is turned on; otherwise, the first changeover switch is turned on. together to conduct a changeover switch, it characterized that you block the second changeover switch.

請求項２に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記シリーズレギュレータが低ドロップアウトレギュレータであり、前記スイッチングレギュレータがＰＷＭ方式の降圧型スイッチングレギュレータであることを特徴とする。
請求項３に係る発明は、請求項１または２に係る発明において、前記スイッチングレギュレータが同期整流方式によるものであることを特徴とする。 The invention according to claim 2 is the invention according to claim 1, wherein the series regulator is a low dropout regulator, and the switching regulator is a PWM step-down switching regulator.
The invention according to claim 3 is the invention according to claim 1 or 2, characterized in that the switching regulator is based on a synchronous rectification system .

この発明の電源供給装置は、シリーズレギュレータおよびスイッチングレギュレータを備え、負荷電流の大きさにより両者を選択して切り換えるものであり、スイッチングレギュレータからシリーズレギュレータへの切り換え指示に対しては直ちに切り換えを行い、シリーズレギュレータからスイッチングレギュレータへの切り換え指示に対してはスイッチングレギュレータのソフト機能をスタートさせてソフトスタート信号（上記の”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”）が所定の値に達するまではスイッチングレギュレータの出力を電源供給装置の出力から切断してシリーズレギュレータの出力を電源供給装置の出力とし、ソフトスタート信号が所定の値に達してから電源供給装置の出力をスイッチングレギュレータの出力に切り換えることにより、２つのレギュレータを切り換えるときにも電圧変動のない、安定した電源電圧を供給することができる。低負荷時においてはシリーズレギュレータを選択するため、背景技術の項にて説明したＰＦＭ方式のスイッチングレギュレータを適用する場合のリップルの問題を回避できる。また、シリーズレギュレータとスイッチングレギュレータが双方とも動作している状態で両者の出力が接続されることがないため、スイッチングレギュレータが同期整流動作を行なっている場合はその同期整流動作を上記切り換え時に中断することなく常に維持することができる。さらに、スイッチングレギュレータへの切り換え時に、スイッチングレギュレータの動作開始とともにソフトスタート機能も起動するため、スイッチングレギュレータがその動作開始時点で不安定になることがない。 The power supply device of the present invention includes a series regulator and a switching regulator, and selects and switches both according to the magnitude of the load current, and immediately switches in response to a switching instruction from the switching regulator to the series regulator. In response to the switching instruction from the series regulator to the switching regulator, the switching regulator output is started until the soft start signal (above "SOFT START SIGNAL") reaches a predetermined value. The output of the series regulator is disconnected from the output of the power supply and used as the output of the power supply device. Thus, it is possible to supply a stable power supply voltage without voltage fluctuation when switching between the two regulators. Since the series regulator is selected at the time of low load, it is possible to avoid the ripple problem when the PFM type switching regulator described in the background art section is applied. In addition, since the outputs of the series regulator and the switching regulator are not connected when both are operating, the synchronous rectification operation is interrupted at the time of switching when the switching regulator is performing the synchronous rectification operation. Can always be maintained without. Furthermore, when switching to the switching regulator, the soft start function is activated simultaneously with the start of the operation of the switching regulator, so that the switching regulator does not become unstable at the start of the operation.

ここでは、電源供給装置の形態としてソフトスタート機能を備えたスイッチングレギュレータとＬＤＯとを備え、制御信号”ＳＴＡＮＤＢＹＳＩＧＮＡＬ”および”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”の値により２つのレギュレータ出力を切り換えるものについて説明する。 Here, a description will be given of a power supply apparatus that includes a switching regulator having a soft start function and an LDO and switches two regulator outputs according to the values of the control signals “STANDBY SIGNAL” and “SOFT START SIGNAL”.

図１は本発明の第１の実施例を示すもので、ＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータ１，シリーズレギュレータとしてのＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）２，切り換え回路３，切り換えスイッチ４および出力電圧（Ｖ_０）設定用の基準電圧５（Ｖｒｅｆ）から構成されている。
スイッチングレギュレータ１は誤差増幅器６，２つの制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”および”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＣＴＬ”が接続されたパルス幅変調回路７，スイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８，同期整流方式用のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９，インダクタ１０，コンデンサ１１，抵抗１２，１３，定電流回路１４およびコンデンサ１５からなる。抵抗１２，１３はスイッチングレギュレータ１の出力および接地電位（ＧＮＤ）間に直列に接続され、その接続点において出力電圧を抵抗分割したフィードバック信号Ｖｓ１を生成する。フィードバック信号Ｖｓ１は誤差増幅器６にフィードバックされる。誤差増幅器６，パルス幅変調回路７，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９，インダクタ１０，コンデンサ１１，抵抗１２，１３で構成される回路は図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータ６２と同様であるため、機能・動作に関する詳細な説明は省略する。なお、本実施例ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９だけをオフしてスイッチングレギュレータ１の同期整流動作を一時中断する必要がないため、図６に示す従来例で必要だった制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣＣＴＬ”およびショットキーダイオードは付加されていない。定電流回路１４およびコンデンサ１５は図８で説明したソフトスタート回路を構成するもので、それぞれ図８の定電流回路７６およびコンデンサ７８に相当する。定電流回路７６およびコンデンサ７８の接続点の電位は、信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”としてパルス幅変調回路７および切り換え回路３に入力される。なお、図８に示されているＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７，発振器７９およびコンパレータ８０に相当する素子はパルス幅変調回路７に含まれているため、図１には図示しない。また、制御信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＣＴＬ”はコンデンサ１５のリセットなどソフトスタート機能を制御するための信号である。 FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention, a PWM switching regulator 1, an LDO (low dropout regulator) 2 as a series regulator, a switching circuit 3, a changeover switch 4 and an output voltage (V ₀ ). It consists of a reference voltage 5 (Vref) for setting.
The switching regulator 1 includes an error amplifier 6, a pulse width modulation circuit 7 to which two control signals "DCDC CTL" and "SOFT START CTL" are connected, a P-channel MOSFET 8 as a switching element, an N-channel MOSFET 9 for synchronous rectification, and an inductor 10, a capacitor 11, resistors 12 and 13, a constant current circuit 14 and a capacitor 15. The resistors 12 and 13 are connected in series between the output of the switching regulator 1 and the ground potential (GND), and generate a feedback signal Vs1 obtained by resistance-dividing the output voltage at the connection point. The feedback signal Vs1 is fed back to the error amplifier 6. The circuit constituted by the error amplifier 6, the pulse width modulation circuit 7, the P channel MOSFET 8, the N channel MOSFET 9, the inductor 10, the capacitor 11, and the resistors 12 and 13 is the same as the DC / DC converter 62 shown in FIG. -Detailed explanation about the operation is omitted. In this embodiment, it is not necessary to temporarily turn off the synchronous rectification operation of the switching regulator 1 by turning off only the N-channel MOSFET 9, so that the control signal “SYNC / ASYNC CTL” and shot required in the conventional example shown in FIG. A key diode is not added. The constant current circuit 14 and the capacitor 15 constitute the soft start circuit described in FIG. 8, and correspond to the constant current circuit 76 and the capacitor 78 in FIG. The potential at the connection point between the constant current circuit 76 and the capacitor 78 is input to the pulse width modulation circuit 7 and the switching circuit 3 as a signal “SOFT START SIGNAL”. Note that elements corresponding to the N-channel MOSFET 77, the oscillator 79, and the comparator 80 shown in FIG. 8 are included in the pulse width modulation circuit 7, and are not shown in FIG. The control signal “SOFT START CTL” is a signal for controlling a soft start function such as reset of the capacitor 15.

ＬＤＯ２は制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”が入力される差動増幅器１６，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７および抵抗１８，１９からなる。抵抗１８，１９はスイッチングレギュレータ１の出力であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７のドレインと接地電位（ＧＮＤ）との間に直列に接続され、その接続点において出力電圧を抵抗分割したフィードバック信号Ｖｓ２を生成する。フィードバック信号Ｖｓ２は差動増幅器１６にフィードバックされる。ＬＤＯ２を構成する差動増幅器１６，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７および抵抗１８，１９は図６に示す差動増幅器６７，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８および抵抗６３，６４に相当して同様の機能・動作を実現する。
切り換えスイッチ４は切り換え回路３に制御されてスイッチングレギュレータ１の出力とＬＤＯ２の出力を接続／分離するものであり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２０およびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２１からなる半導体スイッチである。実施例１において電源供給装置としての出力Ｖ_ＯはＬＤＯ２の出力であり、出力Ｖ_Ｏにスイッチングレギュレータ１の出力が切り換えスイッチ４を介して接続される構成となっている。 The LDO 2 includes a differential amplifier 16 to which a control signal “LDO CTL” is input, a P-channel MOSFET 17 and resistors 18 and 19. The resistors 18 and 19 are connected in series between the drain of the P-channel MOSFET 17 that is the output of the switching regulator 1 and the ground potential (GND), and generate a feedback signal Vs2 obtained by resistance-dividing the output voltage at the connection point. The feedback signal Vs2 is fed back to the differential amplifier 16. The differential amplifier 16, the P-channel MOSFET 17 and the resistors 18 and 19 constituting the LDO2 correspond to the differential amplifier 67, the P-channel MOSFET 68 and the resistors 63 and 64 shown in FIG.
The changeover switch 4 is controlled by the changeover circuit 3 to connect / separate the output of the switching regulator 1 and the output of the LDO 2, and is a semiconductor switch composed of an N-channel MOSFET 20 and a P-channel MOSFET 21. In the first embodiment, the output V _O as the power supply device is the output of the LDO 2, and the output V _O is connected to the output of the switching regulator 1 via the changeover switch 4.

切り換え回路３は外部より入力される制御信号”ＳＴＡＮＢＹＳＩＧＮＡＬ”および
信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”に基づきスイッチングレギュレータ１，ＬＤＯ２および切り換えスイッチ４を制御するものであり、コンパレータ２２，制御回路２３，切り換えスイッチ４を駆動するためのドライブ回路２４および第２の基準電圧２５（Ｖｒｅｆ２）からなる。コンパレータ２２の反転入力端子には信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”が、非反転入力端子には第２の基準電圧２５（Ｖｒｅｆ２）が接続されていて、ソフトスタート機能の起動直後はその出力がＨであり、信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”の大きさがＶｒｅｆ２を超えるとＬになる。
制御信号”ＳＴＡＮＢＹＳＩＧＮＡＬ”の指示がスタンバイモードから通常動作に変化すると、制御回路２３は制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”および”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＣＴＬ”によりスイッチングレギュレータ１の起動をかけるが、コンパレータ２２の出力がＨであると、スイッチングレギュレータ１は起動直後の状態であり、ソフトスタート機能が動作中でまだスイッチングレギュレータ１の出力は安定していないと判断する。この状態では、切り換え回路３は遮断されたままである。その後コンパレータ２２の出力がＬになるとスイッチングレギュレータ１の出力が安定したと判断して、制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”によりＬＤＯ２の動作を停止（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７をオフさせる）させると同時にドライブ回路２４を介して切り換え回路３を導通させて、スイッチングレギュレータ１の出力を電源供給装置の出力Ｖ_Ｏとして出力する。 The switching circuit 3 controls the switching regulator 1, the LDO 2, and the changeover switch 4 based on a control signal “STANDBY SIGNAL” and a signal “SOFT START SIGNAL” inputted from the outside, and includes a comparator 22, a control circuit 23, and a changeover switch 4. Drive circuit 24 and second reference voltage 25 (Vref2). The signal “SOFT START SIGNAL” is connected to the inverting input terminal of the comparator 22 and the second reference voltage 25 (Vref2) is connected to the non-inverting input terminal, and the output is H immediately after the start of the soft start function. When the magnitude of the signal “SOFT START SIGNAL” exceeds Vref2, the signal becomes “L”.
When the instruction of the control signal “STANDBY SIGNAL” changes from the standby mode to the normal operation, the control circuit 23 activates the switching regulator 1 by the control signals “DCDC CTL” and “SOFT START CTL”, but the output of the comparator 22 is H If it is, it is determined that the switching regulator 1 is in a state immediately after startup, the soft start function is in operation, and the output of the switching regulator 1 is not yet stable. In this state, the switching circuit 3 remains cut off. Thereafter, when the output of the comparator 22 becomes L, it is determined that the output of the switching regulator 1 is stable, and the operation of the LDO 2 is stopped by the control signal “LDO CTL” (the P-channel MOSFET 17 is turned off), and at the same time via the drive circuit 24. by conducting the switching circuit 3 Te, the output of the switching regulator 1 as the output V _O of power supply.

制御信号”ＳＴＡＮＢＹＳＩＧＮＡＬ”の指示が通常動作からスタンバイモードに変化する場合、制御回路２３は直ちに制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”および”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＣＴＬ”によるスイッチングレギュレータ１の停止、制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”によるＬＤＯ２の起動およびドライブ回路２４を介しての切り換え回路３の遮断を実施して、制御信号”ＳＴＡＮＢＹＳＩＧＮＡＬ”の指示から遅延なく電源供給装置の出力Ｖ_Ｏをスイッチングレギュレータ１の出力からＬＤＯ２の出力に切り換える。
以上の動作に対応するタイミングチャートを図２に示す。図２において（ａ）は制御信号”ＳＴＡＮＢＹＳＩＧＮＡＬ”、（ｂ）は信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”、（ｃ）はＬＤＯ２の出力電圧、（ｄ）はスイッチングレギュレータ１の出力電圧、（ｅ）は制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”、（ｆ）は制御信号”ＤＣＤＣＣＴＬ”を示す。制御信号”ＳＴＡＮＢＹＳＩＧＮＡＬ”は、期間ＡでＨ（通常動作を指示）→期間ＢでＬ（スタンバイモードを指示）→期間ＣでＨ（通常動作を指示）、と変化する。ＬＤＯ２の出力電圧がＬの部分は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７が遮断されているため、出力が抵抗１８，１９によりプルダウンされている状態を示す。期間Ａではスイッチングレギュレータが定常状態（ソフトスタート機能が終了して安定して動作している状態）となっていて、信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”はコンデンサ１５の積分動作が完了した状態を示しているとともに、制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”および”ＤＣＤＣＣＴＬ”に従いＬＤＯ２が停止、スイッチングレギュレータ１が動作している状態となっている。期間Ｂでスタンバイモードが指示されると、制御信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＣＴＬ”により信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”が初期化（背景技術の項で説明したように初期値は必ずしも接地電位でなくてもよい）されるとともに、制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”および”ＤＣＤＣＣＴＬ”に従いＬＤＯ２が動作、スイッチングレギュレータ１が停止している状態となる。期間Ｃになりスタンバイモードから通常状態への移行が指示されると、まず制御信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＣＴＬ”によりスイッチングレギュレータ１のソフトスタート機能が開始され、信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”は時間とともに増加していく。信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”によりＬＤＯ２は停止される。期間Ｃが開始してから信号”ＳＯＦＴＳＴＡＲＴＳＩＧＮＡＬ”が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２に達するまでの期間をＤ、それ以降の期間をＥとすると、切り換えスイッチ４は期間Ａ，Ｅで導通，期間Ｂ，Ｄで遮断されている。言い換えると、切り換えスイッチ４の導通・遮断は制御信号”ＬＤＯＣＴＬ”のＨ／Ｌに同期している。期間Ｄはソフトスタート機能が動作中で、上述のようにソフトスタート機能の起動直後はスイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８のオン期間が通常より短く制限されることから、（ｄ）の実線で示すようにスイッチングレギュレータ１の出力は一旦落ち込んでその後回復するという動きを示す。この落ち込み動作が期間Ｄ内で充分終了するように第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を決めておけば、期間Ｄでは切り換えスイッチ４が遮断されてＬＤＯ２の出力が電源供給装置の出力Ｖ_Ｏとなっているため、出力Ｖ_Ｏが不安定になることはない。（ｄ）の実線はスタンバイモードの期間が短く、前回の通常動作においてコンデンサ１１に蓄積された電荷が残っている場合で、スタンバイモードが長期間となりコンデンサ１１の電荷が放電されている場合は、（ｄ）の破線で示すように通常の電源立ち上げ時と同じ動作となる。 When the instruction of the control signal “STANDBY SIGNAL” changes from the normal operation to the standby mode, the control circuit 23 immediately stops the switching regulator 1 by the control signals “DCDC CTL” and “SOFT START CTL”, and by the control signal “LDO CTL”. LDO2 start and conduct blocking switching circuit 3 via the drive circuit 24, the output _{V O} of power supply without delay from the instruction of the control signal "STANBY sIGNAL" in the output of LDO2 from the output of the switching regulator 1 Switch.
A timing chart corresponding to the above operation is shown in FIG. In FIG. 2, (a) is a control signal “STANDBY SIGNAL”, (b) is a signal “SOFT START SIGNAL”, (c) is an output voltage of the LDO 2, (d) is an output voltage of the switching regulator 1, and (e) is a control. The signal “LDO CTL”, (f) represents the control signal “DCDC CTL”. The control signal “STANDBY SIGNAL” changes from H in the period A (instructing normal operation) → L in the period B (instructing standby mode) → H in period C (instructing normal operation). The portion where the output voltage of LDO2 is L indicates a state in which the output is pulled down by the resistors 18 and 19 because the P-channel MOSFET 17 is cut off. In period A, the switching regulator is in a steady state (a state in which the soft start function ends and operates stably), and the signal “SOFT START SIGNAL” indicates a state in which the integration operation of the capacitor 15 is completed. At the same time, the LDO 2 is stopped and the switching regulator 1 is operating in accordance with the control signals “LDO CTL” and “DCDC CTL”. When the standby mode is instructed in the period B, the signal “SOFT START SIGNAL” is initialized by the control signal “SOFT START CTL” (the initial value is not necessarily the ground potential as described in the background art section). At the same time, the LDO 2 operates and the switching regulator 1 is stopped according to the control signals “LDO CTL” and “DCDC CTL”. When the transition from the standby mode to the normal state is instructed in the period C, first, the soft start function of the switching regulator 1 is started by the control signal “SOFT START CTL”, and the signal “SOFT START SIGNAL” increases with time. Go. When the signal “SOFT START SIGNAL” reaches the second reference voltage Vref2, LDO2 is stopped by the control signal “LDO CTL”. When the period from the start of the period C until the signal “SOFT START SIGNAL” reaches the second reference voltage Vref2 is D, and the subsequent period is E, the changeover switch 4 is turned on during periods A and E, and the period B , D are interrupted. In other words, the conduction / cutoff of the changeover switch 4 is synchronized with H / L of the control signal “LDO CTL”. During the period D, the soft start function is in operation, and immediately after the soft start function is activated, the ON period of the P-channel MOSFET 8 that is a switching element is limited to be shorter than usual, as shown in FIG. In contrast, the output of the switching regulator 1 once drops and then recovers. If the value of the second reference voltage Vref2 is determined so that the drop operation is sufficiently completed within the period D, the changeover switch 4 is cut off during the period D and the output of the LDO2 becomes the output V _{O of the} power supply device. Therefore, the output V _O does not become unstable. The solid line in (d) shows a case where the standby mode period is short and the charge accumulated in the capacitor 11 remains in the previous normal operation. When the standby mode is long and the capacitor 11 is discharged, As shown by the broken line in (d), the operation is the same as when a normal power supply is turned on.

また、以上のように、ソフトスタート機能が動作中の期間を含めて動作中のスイッチングレギュレータ１の出力と動作中のＬＤＯ２の出力が直接接続されることはなく、従い、実施例にあったようなＬＤＯ２の出力にオンしているＮチャネルＭＯＳＦＥＴが接続される問題も発生しないため、スイッチングレギュレータ１の同期整流動作を中断する必要がない。 In addition, as described above, the output of the switching regulator 1 in operation and the output of the LDO 2 in operation are not directly connected, including the period during which the soft start function is in operation. Therefore, there is no problem of connecting the turned-on N-channel MOSFET to the output of the LDO 2, so there is no need to interrupt the synchronous rectification operation of the switching regulator 1.

本発明の第２の実施例を図３に示す。図１に示す第１の実施例では、スイッチングレギュレータ１が動作，ＬＤＯ２が停止，切り換えスイッチ４が導通の状態ではスイッチングレギュレータ１の出力から抵抗１８，１９を介して無効電流が流れるため、本実施例はこれを防止するものである。図１と共通する部分は同一符号を付して、その説明は省略する。本実施例は、第１の実施例に対し第２の切り換えスイッチ２６が付加されているものとなっている。第２の切り換えスイッチ２６はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２７およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２８から構成される半導体スイッチである。第２の切り換えスイッチ２６の動作は切り換えスイッチ４の動作に対し相補的なものになっている。すなわち、切り換えスイッチ４がオン（オフ）しているとき第２の切り換えスイッチ２６はオフ（オン）している。また、本実施例の切り換えスイッチ４のオン・オフのタイミングは実施例１の切り換えスイッチ４のものと同じである。切り換えスイッチ４の一端がスイッチングレギュレータ１の出力に接続され、第２の切り換えスイッチ２６の一端がＬＤＯ２の出力に接続され、切り換えスイッチ４の他端と第２の切り換えスイッチ２６の他端が接続されて電源供給装置の出力Ｖ_Ｏとなされている。ＬＤＯ２が停止しているときは第２の切り換えスイッチ２６により出力Ｖ_Ｏと抵抗１８，１９が分離されるから、抵抗１８，１９を介して無効電流が流れることがない。 A second embodiment of the present invention is shown in FIG. In the first embodiment shown in FIG. 1, the reactive current flows from the output of the switching regulator 1 through the resistors 18 and 19 when the switching regulator 1 is operating, the LDO 2 is stopped, and the changeover switch 4 is in a conductive state. An example is to prevent this. Portions common to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. In this embodiment, a second changeover switch 26 is added to the first embodiment. The second changeover switch 26 is a semiconductor switch composed of a P-channel MOSFET 27 and an N-channel MOSFET 28. The operation of the second changeover switch 26 is complementary to the operation of the changeover switch 4. That is, when the changeover switch 4 is on (off), the second changeover switch 26 is off (on). The on / off timing of the changeover switch 4 of this embodiment is the same as that of the changeover switch 4 of the first embodiment. One end of the changeover switch 4 is connected to the output of the switching regulator 1, one end of the second changeover switch 26 is connected to the output of the LDO 2, and the other end of the changeover switch 4 and the other end of the second changeover switch 26 are connected. It has been made with the output V _O of power supply Te. When the LDO 2 is stopped, the output V _O and the resistors 18 and 19 are separated by the second changeover switch 26, so that no reactive current flows through the resistors 18 and 19.

実施例１，２のスイッチングレギュレータ１は同期整流方式のものとしたが、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９を通常のダイオードもしくはショットキーダイオードに置き換えて非同期整流方式のスイッチングレギュレータにしてもよく、実施例１，２と同様にソフトスタート機能を適用したシリーズレギュレータ出力とスイッチングレギュレータ出力の切り換え時でも出力電圧が変動せず安定した電源供給装置を構成できる。 Although the switching regulator 1 of the first and second embodiments is of the synchronous rectification type, the N-channel MOSFET 9 may be replaced with a normal diode or a Schottky diode to form an asynchronous rectification type switching regulator. Similarly, a stable power supply device can be configured without changing the output voltage even when switching between the series regulator output and the switching regulator output to which the soft start function is applied.

実施例１の構成について説明するための回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram for explaining the configuration of the first embodiment. 実施例１に関するタイミングチャートである。3 is a timing chart regarding the first embodiment. 実施例２の構成について説明するための回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram for explaining a configuration of a second embodiment. ＰＷＭ方式とＰＦＭ方式を切り換える従来例について説明するための回路図である。It is a circuit diagram for demonstrating the prior art example which switches a PWM system and a PFM system. 図４に示す回路の各部電圧波形である。5 is a voltage waveform of each part of the circuit shown in FIG. 4. ＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータを切り換える方式の従来例について説明するための回路図である。It is a circuit diagram for demonstrating the prior art example of the system which switches a PWM system switching regulator and a series regulator. 図６に示す回路のタイミングチャートである。7 is a timing chart of the circuit shown in FIG. ソフトスタート回路について説明するための回路図である。It is a circuit diagram for demonstrating a soft start circuit. ソフトスタート回路に関するタイミングチャートである。It is a timing chart regarding a soft start circuit. 図６に示される回路にソフトスタート機能を適用した場合のタイミングチャートである。7 is a timing chart when a soft start function is applied to the circuit shown in FIG. 6.

Explanation of symbols

１スイッチングレギュレータ
２ＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）
３切り換え回路
４切り換えスイッチ
５基準電圧Ｖｒｅｆ
６誤差増幅器
７パルス幅変調回路
８，１７，２１，２７ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
９，２０，２８ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
１０インダクタ
１１，１５コンデンサ
１２，１３，１８，１９抵抗
１４定電流回路
１６差動増幅器
２２コンパレータ
２３制御回路
２４ドライブ回路
２５第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２
２６第２の切り換えスイッチ 1 Switching regulator 2 LDO (Low dropout regulator)
3 changeover circuit 4 changeover switch 5 reference voltage Vref
6 Error amplifier 7 Pulse width modulation circuit 8, 17, 21, 27 P-channel MOSFET
9, 20, 28 N-channel MOSFET
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Inductor 11,15 Capacitor 12, 13, 18, 19 Resistance 14 Constant current circuit 16 Differential amplifier 22 Comparator 23 Control circuit 24 Drive circuit 25 2nd reference voltage Vref2
26 Second selector switch

Claims

A power supply device comprising a series regulator and a switching regulator having a soft start function using a charging voltage of a capacitor, and switching the outputs of the series regulator and the switching regulator by a standby signal to supply power to the load. If the signal for selecting the regulator switches to the series regulator you select signal switching immediately the series Les curator, cut to a signal for selecting the switching regulator from signals the standby signal you select the series regulator When switching, start the soft start of the switching regulator, when the charging voltage of the capacitor reaches a predetermined value, switching to the switching regulator ,
The output of the series regulator and the switching regulator is connected by a changeover switch so that the output of the series regulator is the output of the power supply device, the standby signal is a signal for selecting the switching regulator, and the charging voltage of the capacitor is When the predetermined value has been reached, the switch is turned on and the operation of the series regulator is stopped; otherwise, the switch is turned off.
Alternatively, the output of the series regulator and the output of the power supply device are connected by a first changeover switch, the output of the switching regulator and the output of the power supply device are connected by a second changeover switch, and the standby signal is the switching When the signal is a signal for selecting a regulator and the charging voltage of the capacitor has reached the predetermined value, the first changeover switch is cut off and the second changeover switch is turned on. Otherwise, the first changeover switch is turned on. power supply and wherein that you block the second changeover switch causes conducts changeover switch.

The power supply apparatus according to claim 1, wherein the series regulator is a low dropout regulator, and the switching regulator is a PWM step-down switching regulator.

The power supply apparatus according to claim 1, wherein the switching regulator is based on a synchronous rectification method.