JP2005236431A - Frequency synthesizer - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、周波数シンセサイザーに関し、特に周波数シンセサイザーを高速化する技術に関する。 The present invention relates to a frequency synthesizer, and more particularly to a technique for speeding up a frequency synthesizer.
図12に、周波数シンセサイザーのブロック構成を示す。まず、水晶発信器1から出力される基準信号(Fref)と、電圧制御発振器5の出力信号(fo)を可変分周器6により分周した信号(Fdiv)との位相差を周波数位相比較器2で検出し、その位相差に応じたパルス幅の電圧パルスが周波数位相比較器2からチャージポンプ3に送られる。チャージポンプ3は、周波数位相比較器2の出力信号に応じて、電流の吐き出し、吸い込み、もしくはハイインピーダンスの状態のどれかとなり、チャージポンプ出力電流を出力する。
FIG. 12 shows a block configuration of the frequency synthesizer. First, the phase difference between the reference signal (Fref) output from the
このチャージポンプ出力電流は、低域通過フィルタ4で平滑化および電圧変換されて、電圧制御発振器5の制御電圧となる。電圧制御発振器5の出力信号foは、可変分周器6により周波数を分周された可変分周器出力信号Fdivとして周波数位相比較器2へフィードバックされる。従って、電圧制御発振器5の出力信号foは、可変分周器6の分周比をM、基準信号Frefの周波数をfrefとすると、以下の式(1)で表される。
This charge pump output current is smoothed and voltage-converted by the low-
fo=M×fref ・・・(1)
また、一般的に周波数シンセサイザーのループゲインGは、周波数位相比較器2のゲインをKPFD、チャージポンプ3のゲインをKCP、低域通過フィルタ4のゲインをKLPF、電圧制御発振器5のゲインをKVCOとすると、以下の式(2)にて表される。
fo = M × fref (1)
In general, the loop gain G of the frequency synthesizer is set such that the gain of the
G=(KPFD×KCP×KLPF×KVCO) ・・・(2)
ここで、周波数シンセサイザーのループゲインGが大きいと、出力信号の周波数が所望精度にて一定の値に落着くまでの時間(以下、周波数切替時間と称する)が速いが、PLLのループ帯域外ノイズキャリア比(以下、C/Nと称する)が悪くなる。逆に、周波数シンセサイザーのループゲインGが小さいと、C/Nは良いが、周波数切替時間が遅くなる。
Here, if the loop gain G of the frequency synthesizer is large, the time until the frequency of the output signal settles to a constant value with a desired accuracy (hereinafter referred to as frequency switching time) is fast, but the PLL out-of-band noise The carrier ratio (hereinafter referred to as C / N) is deteriorated. Conversely, if the loop gain G of the frequency synthesizer is small, C / N is good, but the frequency switching time is delayed.
従来の周波数シンセサイザーにおいて、可変分周器6の分周比であるM値を変更した際、電圧制御発振器5の出力信号の周波数の周波数切替時間は、上記式(2)で表される周波数シンセサイザーのループゲインGに反比例するので、高速に周波数切替えを行うためには、周波数シンセサイザーのループゲインGを大きくする必要がある。しかし、C/Nは、周波数シンセサイザーのループゲインGに比例するので、良好なC/Nを得るためには、周波数シンセサイザーのループゲインGを小さくしなければならない。このため、高速の周波数切替えと良好なC/N特性の両立は困難である、という問題があった。
In the conventional frequency synthesizer, when the M value which is the frequency division ratio of the
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、高速の周波数切替えと良好なC/N特性の両立を図った周波数シンセサイザーを提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a frequency synthesizer that achieves both high-speed frequency switching and good C / N characteristics.
前記の目的を達成するため、本発明に係る第1の周波数シンセサイザーは、チャージポ
ンプの出力端と低域通過フィルタを構成する固定容量の一端との間に設けられ、抵抗制御信号に応じて複数の値を可変設定する可変抵抗と、周波数シンセサイザーの周波数切替え時にループゲインを大きくし、その後徐々に小さくするように、可変抵抗の切替え幅と切替え時間を制御する抵抗制御信号を出力する可変抵抗切替時間制御回路とを備えた構成を有する。
In order to achieve the above object, a first frequency synthesizer according to the present invention is provided between an output end of a charge pump and one end of a fixed capacitor constituting a low-pass filter, and a plurality of frequency synthesizers according to a resistance control signal. A variable resistor that outputs a resistance control signal that controls the switching width and switching time of the variable resistor so that the loop gain is increased when the frequency of the frequency synthesizer is switched and then gradually decreased. And a time control circuit.
すなわち、周波数引込み時は、ループゲインを高くするために、チャージポンプから、低域通過フィルタの入力端だけでなく、充放電に時間がかかる低域フィルタを構成する固定容量の両方に信号を入力して、高速に周波数引込みを完了させ、同時にチャージポンプの出力端と固定容量の一端との間に設けられた可変抵抗の抵抗値をゼロから無限大へと滑らかに可変設定し、ループゲインを徐々に下げるものである。 In other words, at the time of frequency pull-in, in order to increase the loop gain, a signal is input from the charge pump not only to the input terminal of the low-pass filter but also to the fixed capacitor constituting the low-pass filter that takes time to charge and discharge. The frequency pull-in is completed at high speed, and the resistance value of the variable resistor provided between the output end of the charge pump and one end of the fixed capacitor is set smoothly from zero to infinity, and the loop gain is set. Gradually lower.
前記の目的を達成するため、本発明に係る第2の周波数シンセサイザーは、チャージポンプの出力端と低域通過フィルタを構成する固定容量の一端との間に設けられ、容量制御信号に応じて複数の容量値を可変設定する可変容量と、周波数シンセサイザーの周波数切替時に可変容量の容量値を小さくし、その後徐々に大きくするように、可変容量の容量値の切替え幅と切替え時間を制御する容量制御信号を出力する可変容量切替時間制御回路とを備えた構成を有する。 In order to achieve the above object, the second frequency synthesizer according to the present invention is provided between the output end of the charge pump and one end of the fixed capacitor constituting the low-pass filter, and a plurality of frequency synthesizers according to the capacitance control signal. A variable capacitor that variably sets the capacitance value, and a capacity control that controls the switching range and switching time of the variable capacitance so that the capacitance value of the variable capacitor is reduced and then gradually increased when switching the frequency of the frequency synthesizer And a variable capacitance switching time control circuit that outputs a signal.
すなわち、周波数引込み時は、ループゲインを高くするために、チャージポンプから、低域通過フィルタの入力端だけでなく、充放電に時間がかかる固定容量の両方に信号を入力して、高速に周波数引込みを完了させ、同時にチャージポンプの出力端と固定容量との間に設けられた可変容量の容量値を小さな値から大きな値に滑らかに可変設定し、ループゲインを下げるものである。 That is, at the time of frequency pull-in, in order to increase the loop gain, a signal is input from the charge pump not only to the input terminal of the low-pass filter but also to the fixed capacitor that takes time to charge and discharge, so that the frequency is high-speed. Pull-in is completed, and at the same time, the capacitance value of the variable capacitor provided between the output end of the charge pump and the fixed capacitor is variably set from a small value to a large value, and the loop gain is lowered.
前記の目的を達成するため、本発明に係る第3の周波数シンセサイザーは、発振器からの基準信号を分周して第1の分周信号を出力する第1の可変分周器と、可変分周器からの分周信号を分周して第2の分周信号を出力する第2の可変分周器と、周波数シンセサイザーの周波数切替え時に第1の可変分周器と第2の可変分周器の分周比を徐々に大きくするように、第1の可変分周器と第2の可変分周器の分周比の切替え幅と切替え時間を制御する分周比切替時間制御回路を備えた構成を有する。 In order to achieve the above object, a third frequency synthesizer according to the present invention includes a first variable frequency divider that divides a reference signal from an oscillator and outputs a first divided signal, and a variable frequency divider. A second variable frequency divider that divides the frequency-divided signal from the frequency divider and outputs a second frequency-divided signal, and the first variable frequency divider and the second variable frequency divider when the frequency synthesizer switches the frequency. A frequency division ratio switching time control circuit for controlling the switching width and switching time of the frequency division ratio of the first variable frequency divider and the second variable frequency divider is provided so as to gradually increase the frequency division ratio. It has a configuration.
すなわち、従来と比べ、周波数位相比較器への入力側に第1および第2の可変分周器を設け、周波数引き込み時は、両方の分周比は小さく設定し、ロック検出後、もしくは一定時間後、分周比が大きくなるよう設定変更する。この様に、段階的に分周比を大きくし、ロックを保持したまま、ループゲインを下げる。 That is, as compared with the conventional case, the first and second variable frequency dividers are provided on the input side to the frequency phase comparator, and at the time of the frequency pull-in, both frequency division ratios are set to be small and after the lock is detected or for a certain period of time. After that, the setting is changed so as to increase the frequency division ratio. In this manner, the frequency division ratio is increased stepwise, and the loop gain is lowered while maintaining the lock.
前記の目的を達成するため、本発明に係る第4の周波数シンセサイザーは、周波数シンセサイザーの周波数切替え時に、可変ゲイン電圧制御発信器のゲインを高くし、その後徐々に小さくするように、可変ゲイン電圧制御発信器のゲインの切替え幅と切替え時間を制御するゲイン切替時間制御回路を備えた構成を有している。 In order to achieve the above object, a fourth frequency synthesizer according to the present invention has a variable gain voltage control so that the gain of the variable gain voltage control oscillator is increased and then gradually decreased when the frequency of the frequency synthesizer is switched. It has a configuration including a gain switching time control circuit for controlling the gain switching width and switching time of the transmitter.
すなわち、周波数引き込み時は、ループゲインを高くするために、可変ゲイン電圧制御発信器の感度(ゲイン)を高くして、高速に周波数引き込みを完了させ、同時に可変ゲイン電圧制御発信器の感度を低い値へと滑らかに可変設定し、ループゲインを下げるものである。 That is, at the time of frequency pull-in, in order to increase the loop gain, the sensitivity (gain) of the variable gain voltage control oscillator is increased to complete the frequency pull-in at the same time, and at the same time the sensitivity of the variable gain voltage control oscillator is decreased. Smoothly variably set to a value to lower the loop gain.
本発明によれば、高速の周波数切替えと良好なC/N特性の両立を図った周波数シンセサイザーを提供することが可能になる、という格別な効果を奏する。 According to the present invention, it is possible to provide a frequency synthesizer that achieves both high-speed frequency switching and good C / N characteristics.
以下、本発明の好適な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。 DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the invention will be described in detail with reference to the drawings.
(第1の実施の形態)
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。図1において、本実施の形態による周波数シンセサイザーは、図12に示した従来の周波数シンセサイザーの構成に加えて、チャージポンプ3の出力端と低域通過フィルタ4を構成する固定容量の一端との間に設けられ、抵抗制御信号(以下、スイッチ制御信号SWC)に応じて複数の値を可変設定できる可変抵抗11と、可変抵抗11の切替え幅と切替え時間を制御する可変抵抗切替時間制御回路12とから構成されている。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the frequency synthesizer according to the present embodiment is provided between the output end of the
可変抵抗11は、n個の抵抗13と、該抵抗13の両端にそれぞれ並列接続されたn個のスイッチ14より構成され、スイッチ制御信号SWC(SW1、SW2、・・・、SW2n)に応じて2n段階に値を可変設定できる。
The
可変抵抗切替時間制御回路12は、水晶発振器1からの基準信号をN分周するN分周器15と、N分周器15から出力されるクロック信号を受けて、可変抵抗11の切替え幅と切替え時間を制御するスイッチ制御信号SWCを出力する2nカウンタ16と、スイッチ
制御信号SWCの状態を検出し、検出結果に応じてN分周器15を初期化するスイッチ制御信号検出器17とから構成され、チャンネル切替えの瞬間より、スイッチ制御信号SWCの値を切り替えることが出来る。
The variable resistance switching
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変抵抗切替時間制御回路12に入力されると、それまで停止していた2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2nの全てから論理“H”レベルが出力される。これにより、2nカウンタ16の出力信号であるスイ
ッチ制御信号SWCが、可変抵抗11のn個のスイッチ14を全てONに制御し、可変抵抗11の抵抗値は約ゼロになる。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the variable resistance switching
また、同時に、スイッチ制御信号SWCは、スイッチ制御信号検出器17にて検出され、それまで停止していたN分周器15を動作させ、N分周器15は、水晶発信器1からの基準信号を1/Nした周波数の信号を出力する。その結果、その周波数の信号をクロック信号とする2nカウンタ16が動作し始める。
At the same time, the switch control signal SWC is detected by the switch
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、チャージポンプの出力端から、低域通過フィルタ4の入力端だけでなく、可変抵抗11を経由して充放電に時間がかかる固定容量に対しても信号を入力することが出来るため、低域通過フィルタ部ゲイン(KLPF)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。
The frequency synthesizer controlled as described above is used not only for the input terminal of the low-
また、ダウンカウントを始めた2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号S
WCが、可変抵抗11のn個のスイッチ14を制御し、少しずつ滑らかに可変抵抗11の抵抗値を大きくする。この際、切替えの時間間隔は、水晶発振器1からの基準信号をN分周器15にて1/Nした周波数を有する信号の周期にて切り替わる。(基準信号の周期)×N×2nの時間経過後、2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2nの全てが論理“L”レ
ベルを出力する。
Further, the switch control signal S which is an output signal of the 2 n
The WC controls the
この結果、スイッチ制御信号SWCが可変抵抗11の抵抗値をほぼ無限大にすると同時に、スイッチ制御信号検出器17にて検出された信号により、N分周器15にリセットがかかり、N分周器15の出力信号であるクロック信号の周波数がゼロとなる。これにより、クロック供給が停止された2nカウンタ16も停止する。この状態は、新たなチャンネ
ル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変抵抗切替時間制御回路12に入力されるまで維持される。
As a result, the switch control signal SWC makes the resistance value of the
(第2の実施の形態)
図2は、本発明の第2の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図2において、第1の実施の形態の説明で参照した図1と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Second Embodiment)
FIG. 2 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the second embodiment of the present invention. 2 that have the same configuration or function as those in FIG. 1 referred to in the description of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
第1の実施の形態では、可変抵抗11を、n個の抵抗13と、該抵抗13の両端にそれぞれ並列接続されたn個のスイッチ14とで構成し、チャージポンプ3の出力端と低域通過フィルタ4を構成する固定容量との間に設けたのに対して、本実施の形態では、可変抵抗11を、スイッチ制御信号SWCに応じて2n段階に電圧もしくは電流能力を可変でき
る能力切替チャージポンプ20で構成し、周波数位相比較器2の出力端と低域通過フィルタ4を構成する固定容量の一端との間に設けた点が異なる。他の構成は第1の実施の形態と同じであるので説明を省略する。
In the first embodiment, the
能力切替チャージポンプ20は、電圧または電流能力が1倍のチャージポンプ、電圧または電流能力が2倍のチャージポンプ、・・・、電圧または電流能力が2n倍のチャージ
ポンプで構成されており、それぞれにスイッチ制御信号SWCによりON/OFF制御されるスイッチSW1、SW2、・・・、SWが直列に接続されている。
The capacity
なお、本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作は、第1の実施の形態による周波数シンセサイザーの動作と等価であるので説明を省略する。 Note that the operation of the frequency synthesizer according to the present embodiment is equivalent to the operation of the frequency synthesizer according to the first embodiment, and thus description thereof is omitted.
(第3の実施の形態)
図3は、本発明の第3の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図3において、第2の実施の形態の説明で参照した図2と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Third embodiment)
FIG. 3 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the third embodiment of the present invention. 3, parts having the same configuration or function as those in FIG. 2 referred to in the description of the second embodiment are denoted by the same reference numerals.
本実施の形態では、能力切替チャージポンプ20の構成、可変抵抗切替時間制御回路12の構成が、第2の実施の形態のそれらとは異なる。
In the present embodiment, the configuration of the capacity
可変抵抗11は、周波数位相比較器2の出力端と低域通過フィルタ4を構成する固定容量の一端との間に設けられ、可変抵抗切替時間制御回路12から出力される電流値Iに比例して、連続的に出力電流能力を可変設定できる能力切替チャージポンプ20で構成されている。
The
可変抵抗切替時間制御回路12は、電圧/電流(V→I)変換回路21と、内部容量22と、定電流源23と、スイッチ14とで構成され、チャンネル切替えの瞬間に、スイッチ14をONさせ、内部容量22に充電された電荷を放電させることが出来る。
The variable resistance switching
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変抵抗切替時間制御回路12に入力されると、スイッチ14が一瞬ONし、内部容量22を放電させる。また、内部容
量22に充電された電圧値に反比例した電流値を出力するV→I変換回路21の出力電流は最大値になる。これにより、可変抵抗切替時間制御回路12から出力される電流値に比例して、連続的に出力電流能力を可変設定できる能力切替チャージポンプ20の出力電流も最大になる。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the variable resistance switching
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、チャージポンプ20の出力端から低域通過フィルタ4の入力端だけでなく、周波数位相比較器2の出力端から可変抵抗11を経由して充放電に時間がかかる低域通過フィルタ4の固定容量に対しても信号を入力することが出来るため、低域通過フィルタ部ゲイン(KLPF)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。
The frequency synthesizer controlled as described above takes time to charge and discharge from the output end of the
その後、定電流源23によって内部容量22に充電がなされ、内部容量22の端子間電圧が連続的に大きくなり、この結果、電圧値に反比例した電流値を出力するV→I変換回路21の出力電流は連続的に小さくなっていく。
Thereafter, the
最終的には、定電流源23によって内部容量22への充電が進み、内部容量22の端子間電圧が更に大きくなり、この結果、電圧値に反比例した電流値を出力するV→I変換回路21の出力電流がゼロになる。この状態は、その後、新たなチャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変抵抗切替時間制御回路12に入力されるまで維持される。
Eventually, charging of the
(第4の実施の形態)
図4は、本発明の第4の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図4において、第1の実施の形態の説明で参照した図1と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Fourth embodiment)
FIG. 4 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the fourth embodiment of the present invention. 4, parts having the same configuration or function as those in FIG. 1 referred to in the description of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
本実施の形態は、第1の実施の形態の構成に加えて、周波数シンセサイザーがロックしたことを検出するロック検出回路24と、チャンネル切替えが始まり、ロック検出回路24からのロック検出信号LDsignalを検出すると、可変抵抗切替時間制御回路12の2nカウンタ16から出力されるスイッチ制御信号SWCの値を切り替えるロック制御
信号検出器26を設けた構成を有している。
In this embodiment, in addition to the configuration of the first embodiment, the
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変抵抗切替時間制御回路12に入力されると、それまで停止していた2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2nの全てが論理“H”レベルを出力する。これにより、2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ
制御信号SWCが、可変抵抗11のn個のスイッチ14を全てONに制御し、可変抵抗11の抵抗値は約ゼロになる。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the variable resistance switching
ロック検出回路24が、周波数シンセサイザーのロックを検出し、ロック検出信号LDsignalを出力すると同時に、スイッチ制御信号SWCは、スイッチ制御信号検出器17にて検出され、それまで停止していたN分周器15が動作し、N分周器15は、水晶発信器1からの基準信号を1/Nした周波数の信号を出力する。その結果、その周波数の信号をクロック信号とする2nカウンタ16が動作し始める。
The
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、チャージポンプ3の出力端から、低域通過フィルタ4の入力端だけでなく、可変抵抗11を経由して充放電に時間がかかる低域通過フィルタ4の固定容量に対しても信号を入力することが出来るため、低域通過フィ
ルタ部ゲイン(KLPF)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。
The frequency synthesizer controlled as described above is not limited to the low-
また、ダウンカウントを始めた2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号S
WCが、可変抵抗11のn個のスイッチ14を制御し、少しずつ滑らかに可変抵抗11の抵抗値を大きくする。この際、切替えの時間間隔は、水晶発振器1からの基準信号をN分周器15にて1/Nした周波数を有する信号の周期にて切り替わる。(基準信号の周期)×N×2nの時間経過後、2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2nの全てが論理“L”レ
ベルを出力する。
Further, the switch control signal S which is an output signal of the 2 n
The WC controls the n switches 14 of the
この結果、スイッチ制御信号SWCが可変抵抗11の抵抗値をほぼ無限大にすると同時に、スイッチ制御信号検出器17にて検出された信号により、N分周器15にリセットがかかり、N分周器15の出力信号であるクロック信号の周波数がゼロとなる。これにより、クロック供給が停止された2nカウンタ16も停止する。この状態は、新たなチャンネ
ル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変抵抗切替時間制御回路12に入力されるまで維持される。
As a result, the switch control signal SWC makes the resistance value of the
(第5の実施の形態)
図5は、本発明の第5の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図5において、第1の実施の形態の説明で参照した図1と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Fifth embodiment)
FIG. 5 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the fifth embodiment of the present invention. 5, parts having the same configuration or function as those in FIG. 1 referred to in the description of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
第1の実施の形態では、可変抵抗11、可変抵抗切替時間制御回路12を用いたが、本実施の形態では、これらに代えて、可変容量28、可変容量切替時間制御回路29を用いる。なお、可変容量切替時間制御回路29の構成は、可変抵抗切替時間制御回路12の構成と同じである。
In the first embodiment, the
可変容量28は、チャージポンプ3の出力端と低域通過フィルタ4を構成する固定容量の一端との間に設けられ、n個の容量22と、該容量の一端と接地電位間にそれぞれ接続されたn個のスイッチ14と、チャージポンプ3の出力端と容量22の他端との間に設けられた可変容量スイッチ27とから構成される。
The
可変容量28は、可変容量切替時間制御回路29からの容量制御信号であるスイッチ制御信号SWCに応じて、容量22とスイッチ14により2n段階に容量値が可変設定でき
る。
The
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
まず、チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変容量切替時間制御回路29に入力されると、可変容量28の可変容量スイッチ27がONし、またそれまで停止していた2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2nの全てが論理“H”レベルを出力する。これにより、2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号SWCが、可変容量
28のn個のスイッチ14を全てOFFに制御し、可変容量28の容量値は、小さい値になる。
First, when the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the variable capacitor switching
また、同時に、スイッチ制御信号SWCは、スイッチ制御信号検出器17にて検出され、それまで停止していたN分周器15を動作させ、N分周器15は、水晶発振器1からの基準信号を1/Nした周波数の信号を出力する。その結果、その周波数の信号をクロック信号とする2nカウンタ16が動作し始める。
At the same time, the switch control signal SWC is detected by the switch
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、チャージポンプ3の出力端から、低域通過フィルタ4の入力端だけでなく、可変容量28を経由して充放電に時間がかかる低域通過フィルタ4の固定容量に対しても信号を入力することが出来るため、低域通過フィルタ部ゲイン(KLPF)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。
The frequency synthesizer controlled as described above is not limited to the low-
また、ダウンカウントを始めた2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号S
WCが、可変容量28のn個スイッチ14を制御し、少しずつ滑らかに可変容量28の容量値を大きくする。この際、切替えの時間間隔は、水晶発振器1からの基準信号をN分周器15にて1/Nした周波数を有する信号の周期にて切り替わる。
Further, the switch control signal S which is an output signal of the 2 n
The WC controls the n switches 14 of the
(基準信号の周期)×N×2nの時間経過後、2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2n
の全てが論理“L”レベルを出力する。この結果、スイッチ制御信号SWCが、可変容量28の容量値を大きな値にすると同時に、スイッチ制御信号検出器17にて検出された信号により、N分周器15にリセットがかかり、N分周器15から出力されるクロック信号の周波数がゼロとなる。これにより、クロック供給が停止された2nカウンタ16も停止
する。この状態は、新たなチャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変容量切替時間制御回路29に入力されるまで維持される。
(Period of reference signal) × N × 2 n after elapse of time The output terminals Q1 to Q2 n of the 2 n
All output a logic "L" level. As a result, the switch control signal SWC increases the capacitance value of the
(第6の実施の形態)
図6は、本発明の第6の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。
(Sixth embodiment)
FIG. 6 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the sixth embodiment of the present invention.
本実施の形態による周波数シンセサイザーは、図12に示した従来の周波数シンセサイザーの構成に加えて、容量制御信号の電圧値によって容量値が変化する可変容量28と、可変容量28の切替え幅と切替え時間を制御する容量制御信号を出力する可変容量切替時間制御回路29とが設けられた構成を有している。
In addition to the configuration of the conventional frequency synthesizer shown in FIG. 12, the frequency synthesizer according to the present embodiment has a
可変容量28は、可変容量切替時間制御回路29から出力される容量制御信号の電圧値に比例して、連続的に容量値が変化する。
The capacitance value of the
また、可変容量切替時間制御回路29は、内部容量22と、定電流源23と、スイッチ14とで構成され、チャンネル切替えの瞬間に、スイッチ14をONさせ、内部容量22に充電された電荷を放電させることが出来る。
The variable capacitance switching
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変容量切替時間制御回路29に入力されると、スイッチ14が一瞬ONし、内部容量22を放電させ、容量制御信号の電圧値は最小になる。これにより、可変容量切替時間制御回路29から出力される容量制御信号の電圧値に比例して、連続的に容量値を変化させることができる可変容量28の容量値も最小になる。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the variable capacitance switching
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、チャージポンプ3の出力端から、低域通過フィルタ4の入力端だけでなく、可変容量28を経由して充放電に時間がかかる低域通過フィルタ4の容量に対しても信号を入力することが出来るため、低域通過フィルタ部ゲイン(KLPF)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。
The frequency synthesizer controlled as described above is not limited to the low-
その後、定電流源23によって内部容量22に充電がされ、内部容量22の端子間電圧が連続的に大きくなり、可変容量28の容量値も連続的に大きくなる。最終的には、定電
流源23によって内部容量22への充電が進み、内部容量22の端子間電圧が更に大きくなり、この結果、容量制御信号の電圧値が最大になり、可変容量28の容量値が最大になる。この状態は、その後、新たなチャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変容量切替時間制御回路29に入力されるまで維持される。
Thereafter, the
(第7の実施の形態)
図7は、本発明の第7の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図7において、第5の実施の形態の説明で参照した図5と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Seventh embodiment)
FIG. 7 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the seventh embodiment of the present invention. In FIG. 7, parts having the same configuration or function as those in FIG. 5 referred to in the description of the fifth embodiment are denoted by the same reference numerals.
本実施の形態は、第5の実施の形態の構成に加えて、周波数シンセサイザーがロックしたことを検出するロック検出回路24と、チャンネル切替えが始まり、ロック検出回路24からのロック検出信号LDsignalを検出すると、可変容量切替時間制御回路29の2nカウンタ16から出力されるスイッチ制御信号SWCの値を切り替えるロック制御
信号検出器26を設けた構成を有している。
In the present embodiment, in addition to the configuration of the fifth embodiment, the
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変容量切替時間制御回路29に入力されると、それまで停止していた2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2nの全てが論理“H”レベルを出力する。これにより、2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ
制御信号SWCが、可変容量28のn個のスイッチ14を全てOFFに制御し、可変容量28は、小さい値になる。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the variable capacitance switching
ロック検出回路24が、周波数シンセサイザーのロックを検出し、ロック検出信号LDsignalを出力すると同時に、スイッチ制御信号SWCは、スイッチ制御信号検出器17にて検出され、それまで停止していたN分周器15が動作し、N分周器15は、水晶発信器1からの基準信号を1/Nした周波数の信号を出力する。その結果、その周波数の信号をクロック信号とする2nカウンタ16が動作し始める。
The
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、チャージポンプ3の出力端から、低域通過フィルタ4の入力端だけでなく、可変容量28を経由して充放電に時間がかかる低域通過フィルタ4の固定容量に対しても信号を入力することが出来るため、低域通過フィルタ部ゲイン(KLPF)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。
The frequency synthesizer controlled as described above is not limited to the low-
また、ダウンカウントを始めた2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号S
WCが、可変容量28のn個のスイッチ14を制御し、少しずつ滑らかに可変容量28の容量値を大きくする。この際、切替えの時間間隔は、水晶発振器1からの基準信号をN分周器15にて1/Nした周波数を有する信号の周期にて切り替わる。(基準信号の周期)×N×2nの時間経過後、2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2nの全てが論理“L”レ
ベルを出力する。
Further, the switch control signal S which is an output signal of the 2 n
The WC controls the n switches 14 of the
この結果、スイッチ制御信号SWCが可変容量の容量値を大きな値にすると同時に、スイッチ制御信号検出器17にて検出された信号により、N分周器15にリセットがかかり、N分周器15の出力信号であるクロック信号の周波数がゼロとなる。これにより、クロック供給が停止された2nカウンタ16も停止する。この状態は、新たなチャンネル切替
えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変容量切替時間制御回路29に入力されるまで維持される。
As a result, the switch control signal SWC increases the capacitance value of the variable capacitor, and at the same time, the
(第8の実施の形態)
図8は、本発明の第8の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図8において、第1の実施の形態の説明で参照した図1と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Eighth embodiment)
FIG. 8 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the eighth embodiment of the present invention. In FIG. 8, parts having the same configuration or function as those in FIG. 1 referred to in the description of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
本実施の形態による周波数シンセサイザーは、図12に示した従来の周波数シンセサイザーの構成に加えて、水晶発振器1から出力される基準信号を分周する第1の可変分周器30、可変分周器6の分周信号を分周する第2の可変分周器31、および周波数位相比較器2からなる可変ゲイン位相比較器32と、第1の可変分周器30および第2の可変分周器31の分周比の切替え幅と切替時間を制御する分周比切替時間制御回路33とから構成されている。なお、分周比切替え時間制御回路33の構成は、図1に示す可変抵抗切替時間制御回路12の構成と同じである。
The frequency synthesizer according to the present embodiment includes a first
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、分周比切替時間制御回路33に入力されると、それまで停止していた2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2nの全てが論理“H”レベルを出力する。この結果、2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御
信号SWCにより、第1の可変分周器30、第2の可変分周器31の分周比が1(=20
)になる。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the frequency division ratio switching
)become.
また、同時に、スイッチ制御信号SWCは、スイッチ制御信号検出器17にて検出され、それまで停止していたN分周器15を動作させ、N分周器15は、水晶発信器1からの基準信号を1/Nした周波数の信号を出力する。その結果、その周波数の信号をクロック信号とする2nカウンタ16が動作し始める。
At the same time, the switch control signal SWC is detected by the switch
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、可変ゲイン位相比較器32のゲイン(KPFD)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。 In the frequency synthesizer controlled as described above, the gain (KPFD) of the variable gain phase comparator 32 becomes high, and the frequency can be pulled in at high speed.
また、ダウンカウントを始めた2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号S
WCが、第1の可変分周器30と第2の可変分周器31の分周比を制御し、少しずつ滑らかに分周比を大きくする。この際、切替えの時間間隔は、水晶発振器1からの基準信号をN分周器15にて1/Nした周波数を有する信号の周期にて切り替わる。
Further, the switch control signal S which is an output signal of the 2 n
The WC controls the frequency division ratio of the first
(基準信号の周期)×N×2nの時間経過後、2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2n
全てが論理“L”レベルを出力する。この結果、スイッチ制御信号SWCにより、第1の可変分周器30と第2の可変分周器31の分周比が最大の2nになり、同時に、スイッチ
制御信号検出器17にて検出された信号により、N分周器15にリセットがかかり、N分周器15の出力信号の周波数はゼロとなる。これにより、クロック供給が停止された2n
カウンタ16も停止する。この状態は、新たなチャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、分周比切替時間制御回路33に入力されるまで維持される。
(Period of reference signal) × N × 2 n after elapse of time The output terminals Q1 to Q2 n of the 2 n
All output a logic "L" level. As a result, the switch control signal SWC results in the maximum frequency division ratio of the first
The
(第9の実施の形態)
図9は、本発明の第9の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図9において、第8の実施の形態の説明で参照した図8と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Ninth embodiment)
FIG. 9 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the ninth embodiment of the present invention. 9, parts having the same configuration or function as those in FIG. 8 referred to in the description of the eighth embodiment are denoted by the same reference numerals.
本実施の形態による周波数シンセサイザーは、図8に示した第8の実施の形態による周波数シンセサイザーの構成に加えて、ロック検出回路24と、ロック検出信号検出器26
とを備えた構成を有している。チャンネル切替えが始まり、周波数シンセサイザーがロックしたことがロック検出回路24で検出され、ロック検出信号LDsignalをロック制御信号検出器26が検出すると、スイッチ制御信号SWCの値を切り替えることが出来る。
The frequency synthesizer according to the present embodiment has a
It has the composition provided with. When the channel switching starts and the lock synthesizer detects that the frequency synthesizer is locked and the lock
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、分周比切替時間制御回路33に入力されると、それまで停止していた2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2n全てが論理“H”レベルを出力する。これにより、2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御
信号SWCにより、第1の可変分周器30、第2の可変分周器31の分周比が1(=20
)になる。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the frequency division ratio switching
)become.
ロック検出回路24が、周波数シンセサイザーのロックを検出し、ロック検出信号LDsignalを出力すると同時に、ロック制御信号検出器26が動作し、スイッチ制御信号SWCは、スイッチ制御信号検出器17にて検出され、それまで停止していたN分周器15を動作させ、N分周器15は、水晶発信器1からの基準信号を1/Nした周波数の信号を出力する。その結果、その周波数の信号をクロック信号とする2nカウンタ16が動
作し始める。
The
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、可変ゲイン位相比較器32のゲイン(KPFD)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。 In the frequency synthesizer controlled as described above, the gain (KPFD) of the variable gain phase comparator 32 becomes high, and the frequency can be pulled in at high speed.
また、ダウンカウントを始めた2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号S
WCが、第1の可変分周器30と第2の可変分周器31の分周比を制御し、少しずつ滑らかに分周比を大きくする。この際、切替えの時間間隔は、水晶発振器1からの基準信号をN分周器15にて1/Nした周波数を有する信号の周期にて切り替わる。
Further, the switch control signal S which is an output signal of the 2 n
The WC controls the frequency division ratio of the first
(基準信号の周期)×N×2nの時間経過後、2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2n
全てが論理“L”レベルを出力する。この結果、スイッチ制御信号SWCにより、第1の可変分周器30と第2の可変分周器31の分周比が最大の2nになり、同時に、スイッチ
制御信号検出器17にて検出された信号により、N分周器15にリセットがかかり、N分周器15の出力信号の周波数はゼロとなる。これにより、クロック供給が停止された2n
カウンタ16も停止する。この状態は、新たなチャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、分周比切替時間制御回路33に入力されるまで維持される。
(Period of reference signal) × N × 2 n after elapse of time The output terminals Q1 to Q2 n of the 2 n
All output a logic "L" level. As a result, the switch control signal SWC results in the maximum frequency division ratio of the first
The
(第10の実施の形態)
図10は、本発明の第10の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図10において、第1の実施の形態の説明で参照した図1と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Tenth embodiment)
FIG. 10 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the tenth embodiment of the present invention. 10, parts having the same configuration or function as those in FIG. 1 referred to in the description of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
本実施の形態は、第1の実施の形態における可変抵抗11を削除し、電圧制御発振器5に代えて、可変ゲイン電圧制御発振器34を設け、可変抵抗切替時間制御回路12に代えて、可変ゲイン電圧制御発振器34のゲインの切替え幅および切替え時間を制御するゲイン切替時間制御回路35を設けたものである。なお、ゲイン切替時間制御回路35は、可変抵抗切替時間制御回路12と同じ構成を有する。
In the present embodiment, the
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、可変ゲイン電圧制御発振器切替時間制御回路35に入力されると、それまで停止していた2nカウンタ16の出力端子Q
1〜Q2n全てが論理“H”レベルを出力する。これにより、2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号SWCが、可変ゲイン電圧制御発振器34のゲインを高くする。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the variable gain voltage controlled oscillator switching
1 to Q2 n all output a logic “H” level. As a result, the switch control signal SWC, which is the output signal of the 2 n
また、同時に、スイッチ制御信号SWCは、スイッチ制御信号検出器17にて検出され、それまで停止していたN分周器15を動作させ、N分周器15は、水晶発振器1からの基準信号を1/Nした周波数の信号を出力する。その結果、その周波数の信号をクロック信号とする2nカウンタ16が動作し始める。
At the same time, the switch control signal SWC is detected by the switch
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、可変ゲイン電圧制御発振器34のゲイン(KVCO)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。
In the frequency synthesizer controlled as described above, the gain (KVCO) of the variable gain voltage controlled
また、ダウンカウントを始めた2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号S
WCが、可変ゲイン電圧制御発振器34のゲインを滑らかに低くしていく。この際、切替えの時間間隔は、水晶発振器1からの基準信号をN分周器15にて1/Nした周波数を有する信号の周期にて切り替わる。
Further, the switch control signal S which is an output signal of the 2 n
The WC smoothly decreases the gain of the variable gain voltage controlled
(基準信号の周期)×N×2nの時間経過後、2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2n
全てが論理“L”レベルを出力する。この結果、スイッチ制御信号SWCが、可変ゲイン電圧制御発振器34のゲインを最低にすると同時に、スイッチ制御信号検出器17にて検出された信号により、N分周器15にリセットがかかり、N分周器15の出力信号の周波数がゼロとなる。これにより、クロック供給が停止された2nカウンタ16も停止する。
この状態は、新たなチャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、ゲイン切替時間制御回路35に入力されるまで維持される。
(Period of reference signal) × N × 2 n after elapse of time The output terminals Q1 to Q2 n of the 2 n
All output a logic "L" level. As a result, the switch control signal SWC minimizes the gain of the variable gain
This state is maintained until a new channel switching power save cancel signal PSoff is input to the gain switching
(第11の実施の形態)
図11は、本発明の第11の実施の形態に係る周波数シンセサイザーの一構成例を示す回路ブロック図である。なお、図11において、第10の実施の形態の説明で参照した図10と同じ構成または機能を有する部分については、同一の符号を付している。
(Eleventh embodiment)
FIG. 11 is a circuit block diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer according to the eleventh embodiment of the present invention. In FIG. 11, parts having the same configuration or function as those in FIG. 10 referred to in the description of the tenth embodiment are denoted by the same reference numerals.
本実施の形態による周波数シンセサイザーは、図10に示した第10の実施の形態による周波数シンセサイザーの構成に加えて、ロック検出回路24と、ロック検出信号検出器26を備えた構成を有している。チャンネル切替えが始まり、周波数シンセサイザーがロックしたことがロック検出回路24で検出され、ロック検出信号LDsignalをロック制御信号検出器26が検出すると、スイッチ制御信号SWCの値を切り替えることが出来る。
The frequency synthesizer according to the present embodiment has a configuration including a
次に、以上のように構成された本実施の形態による周波数シンセサイザーの動作について説明する。 Next, the operation of the frequency synthesizer configured as described above according to the present embodiment will be described.
チャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、ゲイン切替時間制御回路35に入力されると、それまで停止していた2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2n全てが論理“H”レベルを出力する。これにより、2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御
信号SWCが、可変ゲイン電圧制御発振器34のゲインを高くする。
When the channel switching power save cancel signal PSoff is input to the gain switching
ロック検出回路24が、周波数シンセサイザーのロックを検出し、ロック検出信号LDsignalを出力すると同時に、ロック制御信号検出器26が動作し、スイッチ制御信号SWCは、スイッチ制御信号検出器17にて検出され、それまで停止していたN分周器
15を動作させ、N分周器15は、水晶発信器1からの基準信号を1/Nした周波数の信号を出力する。その結果、その周波数の信号をクロック信号とする2nカウンタ16が動
作し始める。
The
上記のように制御された周波数シンセサイザーは、可変ゲイン電圧制御発振器32のゲイン(KVCO)が高くなり、高速に周波数引込みが出来る。 In the frequency synthesizer controlled as described above, the gain (KVCO) of the variable gain voltage control oscillator 32 becomes high, and the frequency can be pulled in at high speed.
また、ダウンカウントを始めた2nカウンタ16の出力信号であるスイッチ制御信号S
WCが、可変ゲイン電圧制御発振器34のゲインを滑らかに低くしていく。この際、切替えの時間間隔は、水晶発振器1からの基準信号をN分周器15にて1/Nした周波数を有する信号の周期にて切り替わる。
Further, the switch control signal S which is an output signal of the 2 n
The WC smoothly decreases the gain of the variable gain voltage controlled
(基準信号の周期)×N×2nの時間経過後、2nカウンタ16の出力端子Q1〜Q2n
全てが論理“L”レベルを出力する。この結果、スイッチ制御信号SWCが、可変ゲイン電圧制御発振器34のゲインを最低にすると同時に、スイッチ制御信号検出器17にて検出された信号により、N分周器15にリセットがかかり、N分周器15の出力信号の周波数がゼロとなる。これにより、クロック供給が停止された2nカウンタ16も停止する。
この状態は、新たなチャンネル切替えパワーセーブ解除信号PSoffが、ゲイン切替時間制御回路35に入力されるまで維持される。
(Period of reference signal) × N × 2 n after elapse of time The output terminals Q1 to Q2 n of the 2 n
All output a logic "L" level. As a result, the switch control signal SWC minimizes the gain of the variable gain
This state is maintained until a new channel switching power save cancel signal PSoff is input to the gain switching
本発明に係る周波数シンセサイザーは、高速の周波数切替えと良好なC/N特性の両立を図ることができるという利点を有し、移動型通信機器等の用途に有用である。 The frequency synthesizer according to the present invention has an advantage that both high-speed frequency switching and good C / N characteristics can be achieved, and is useful for applications such as mobile communication devices.
1 水晶発振器
2 周波数位相比較器
3 チャージポンプ
4 低域通過フィルタ
5 電圧制御発振器
6 可変分周器
11 可変抵抗
12 可変抵抗切替時間制御回路
13 抵抗
14 スイッチ
15 N分周器
16 2nカウンタ
17 スイッチ制御信号検出器
20 能力切替チャージポンプ
21 V→I変換回路
22 内部容量
23 定電流源
24 ロック検出回路
26 ロック検出信号検出器
27 可変容量スイッチ
28 可変容量
29 可変容量切替時間制御回路
30 第1の可変分周器
31 第2の可変分周器
32 可変ゲイン位相比較器
33 分周比切替時間制御回路
34 可変ゲイン電圧制御発振器
35 ゲイン切替時間制御回路
DESCRIPTION OF
Claims (24)
前記チャージポンプの出力端と前記低域通過フィルタを構成する固定容量の一端との間に設けられ、抵抗制御信号に応じて複数の値を可変設定する可変抵抗と、
前記周波数シンセサイザーの周波数切替え時にループゲインを大きくし、その後徐々に小さくするように、前記可変抵抗の切替え幅と切替え時間を制御する前記抵抗制御信号を出力する可変抵抗切替時間制御回路とを備えたことを特徴とする周波数シンセサイザー。 An oscillator that generates a reference signal, a frequency phase comparator that compares the phase of the reference signal and a signal obtained by dividing the output signal, and outputs a phase difference signal, and generates a charge pump current according to the phase difference signal A charge pump, a low-pass filter configured by a fixed resistor and a fixed capacitor for smoothing and voltage converting the charge pump current and outputting a control voltage signal, and the output having a frequency corresponding to the control voltage signal A frequency synthesizer that forms a PLL loop with a voltage controlled oscillator that generates a signal and a variable frequency divider that divides the output signal,
A variable resistor provided between an output terminal of the charge pump and one end of a fixed capacitor constituting the low-pass filter, and variably setting a plurality of values according to a resistance control signal;
A variable resistance switching time control circuit that outputs the resistance control signal for controlling the switching width and switching time of the variable resistor so that the loop gain is increased at the time of frequency switching of the frequency synthesizer and then gradually decreased. This is a frequency synthesizer.
個の抵抗と、該抵抗の両端にそれぞれ並列接続されたn個のスイッチとを備えた請求項1記載の周波数シンセサイザー。 In order to change the resistance value in 2 n steps according to the resistance control signal, the variable resistor is n
The frequency synthesizer according to claim 1, further comprising n resistors and n switches connected in parallel to both ends of the resistors.
せる請求項1記載の周波数シンセサイザー。 The frequency synthesizer according to claim 1, wherein the variable resistor changes a voltage or current capability in 2 n steps according to the resistance control signal.
前記発振器からの基準信号をN分周するN分周器と、
前記N分周器から出力されるクロック信号を受けて、前記可変抵抗の切替え幅と切替え時間を制御する前記抵抗制御信号としてスイッチ制御信号を出力する2nカウンタと、
前記スイッチ制御信号の状態を検出し、検出結果に応じて前記N分周器を活性化するスイッチ制御信号検出器とを備えた請求項1から3のいずれか一項記載の周波数シンセサイザー。 The variable resistance switching time control circuit is:
An N divider for dividing the reference signal from the oscillator by N;
A 2 n counter that receives a clock signal output from the N divider and outputs a switch control signal as the resistance control signal for controlling the switching width and switching time of the variable resistor;
4. The frequency synthesizer according to claim 1, further comprising: a switch control signal detector that detects a state of the switch control signal and activates the N frequency divider according to a detection result. 5.
電圧信号に応じた周波数を有する前記出力信号を生成する電圧制御発振器と、前記出力信号を分周する可変分周器とでPLLループを構成する周波数シンセサイザーであって、
前記チャージポンプの出力端と前記低域通過フィルタを構成する固定容量の一端との間に設けられ、容量制御信号に応じて複数の容量値を可変設定する可変容量と、
前記周波数シンセサイザーの周波数切替時に前記可変容量の容量値を小さくし、その後徐々に大きくするように、前記可変容量の容量値の切替え幅と切替え時間を制御する前記容量制御信号を出力する可変容量切替時間制御回路とを備えたことを特徴とする周波数シンセサイザー。 An oscillator that generates a reference signal, a frequency phase comparator that compares the phase of the reference signal and a signal obtained by dividing the output signal, and outputs a phase difference signal, and generates a charge pump current according to the phase difference signal A charge pump, a low-pass filter configured by a fixed resistor and a fixed capacitor for smoothing and voltage converting the charge pump current and outputting a control voltage signal, and the output having a frequency corresponding to the control voltage signal A frequency synthesizer that forms a PLL loop with a voltage controlled oscillator that generates a signal and a variable frequency divider that divides the output signal,
A variable capacitor provided between the output end of the charge pump and one end of a fixed capacitor constituting the low-pass filter, and variably setting a plurality of capacitance values according to a capacitance control signal;
Variable capacitance switching for outputting the capacitance control signal for controlling the switching width and switching time of the capacitance value of the variable capacitor so that the capacitance value of the variable capacitor is reduced at the time of frequency switching of the frequency synthesizer and then gradually increased. A frequency synthesizer comprising a time control circuit.
個の容量と、該容量と接地電位との間にそれぞれ直列接続されたn個のスイッチとを備えた請求項10記載の周波数シンセサイザー。 In order to change the capacitance value in 2 n steps according to the capacitance control signal, the variable capacitance is n
The frequency synthesizer according to claim 10, further comprising: a plurality of capacitors and n switches connected in series between the capacitors and the ground potential.
化する構成を有する請求項10記載の周波数シンセサイザー。 The frequency synthesizer according to claim 10, wherein the variable capacitor has a configuration in which a capacitance value is changed by changing a voltage value of the capacitance control signal in 2 n steps.
前記発振器からの基準信号をN分周するN分周器と、
前記N分周器から出力されるクロック信号を受けて、前記可変容量の容量値の切替え幅と切替え時間を制御する前記容量制御信号としてスイッチ制御信号を出力する2nカウン
タと、
前記スイッチ制御信号の状態を検出し、検出結果に応じて前記N分周器を活性化するスイッチ制御信号検出器とを備えた請求項10から12のいずれか一項記載の周波数シンセサイザー。 The variable capacitance switching time control circuit is
An N divider for dividing the reference signal from the oscillator by N;
A 2 n counter that receives a clock signal output from the N frequency divider and outputs a switch control signal as the capacitance control signal for controlling the switching width and switching time of the capacitance value of the variable capacitor;
The frequency synthesizer according to any one of claims 10 to 12, further comprising a switch control signal detector that detects a state of the switch control signal and activates the N frequency divider in accordance with a detection result.
前記周波数シンセサイザーの周波数切替え時に前記第1の可変分周器と前記第2の可変分周器の分周比を徐々に大きくするように、前記第1の可変分周器と前記第2の可変分周器の分周比の切替え幅と切替え時間を制御する分周比切替時間制御回路を備えたことを特徴とする周波数シンセサイザー。 An oscillator that generates a reference signal, a frequency phase comparator that compares the phases of the first divided signal and the second divided signal and outputs a phase difference signal, and a charge pump current corresponding to the phase difference signal A charge pump that generates a low-pass filter that is composed of a fixed resistor and a fixed capacitor and smoothes and converts the charge pump current to output a control voltage signal, and has a frequency according to the control voltage signal A voltage-controlled oscillator that generates the output signal; a variable frequency divider that divides the output signal; and a first variable divider that divides a reference signal from the oscillator and outputs the first divided signal. A frequency synthesizer that forms a PLL loop with a frequency divider and a second variable frequency divider that divides the frequency-divided signal from the variable frequency divider and outputs the second frequency-divided signal;
The first variable frequency divider and the second variable frequency divider are configured to gradually increase a frequency division ratio between the first variable frequency divider and the second variable frequency divider when switching the frequency of the frequency synthesizer. A frequency synthesizer comprising a frequency division ratio switching time control circuit for controlling a frequency division ratio switching width and switching time of a frequency divider.
前記発振器からの基準信号をN分周するN分周器と、
前記N分周器から出力されるクロック信号を受けて、前記前記第1の可変分周器と前記第2の可変分周器の分周比の切替え幅と切替え時間を制御するスイッチ制御信号を出力する2nカウンタと、
前記スイッチ制御信号の状態を検出し、検出結果に応じて前記N分周器を活性化するスイッチ制御信号検出器とを備えた請求項19記載の周波数シンセサイザー。 The frequency division ratio switching time control circuit includes:
An N divider for dividing the reference signal from the oscillator by N;
In response to a clock signal output from the N frequency divider, a switch control signal for controlling a switching width and a switching time of a frequency division ratio of the first variable frequency divider and the second variable frequency divider. 2 n counter to output,
20. The frequency synthesizer according to claim 19, further comprising: a switch control signal detector that detects a state of the switch control signal and activates the N frequency divider according to a detection result.
前記周波数シンセサイザーの周波数切替え時に、前記可変ゲイン電圧制御発信器のゲインを高くし、その後徐々に小さくするように、前記可変ゲイン電圧制御発信器のゲインの切替え幅と切替え時間を制御するゲイン切替時間制御回路を備えたことを特徴とする周波数シンセサイザー。 An oscillator that generates a reference signal, a frequency phase comparator that compares the phase of the reference signal and a signal obtained by dividing the output signal, and outputs a phase difference signal, and generates a charge pump current according to the phase difference signal A charge pump, a low-pass filter configured by a fixed resistor and a fixed capacitor for smoothing and voltage converting the charge pump current and outputting a control voltage signal, and the output having a frequency corresponding to the control voltage signal A frequency synthesizer that forms a PLL loop with a variable gain voltage controlled oscillator that generates a signal and a variable frequency divider that divides the output signal,
A gain switching time for controlling the gain switching width and switching time of the variable gain voltage control oscillator so that the gain of the variable gain voltage control oscillator is increased and then gradually decreased when the frequency of the frequency synthesizer is switched. A frequency synthesizer comprising a control circuit.
前記発振器からの基準信号をN分周するN分周器と、
前記N分周器から出力されるクロック信号を受けて、前記可変ゲイン電圧制御発振器のゲインの切替え幅と切替え時間を制御するスイッチ制御信号を出力する2nカウンタと、
前記スイッチ制御信号の状態を検出し、検出結果に応じて前記N分周器を活性化するスイッチ制御信号検出器とを備えた請求項22記載の周波数シンセサイザー。 The gain switching time control circuit includes:
An N divider for dividing the reference signal from the oscillator by N;
A 2 n counter that receives a clock signal output from the N divider and outputs a switch control signal for controlling a gain switching width and a switching time of the variable gain voltage controlled oscillator;
The frequency synthesizer according to claim 22, further comprising: a switch control signal detector that detects a state of the switch control signal and activates the N frequency divider according to a detection result.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004040455A JP2005236431A (en) | 2004-02-17 | 2004-02-17 | Frequency synthesizer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004040455A JP2005236431A (en) | 2004-02-17 | 2004-02-17 | Frequency synthesizer |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005236431A true JP2005236431A (en) | 2005-09-02 |
Family
ID=35018969
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004040455A Withdrawn JP2005236431A (en) | 2004-02-17 | 2004-02-17 | Frequency synthesizer |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2005236431A (en) |
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