JP2018113501A - Voltage control oscillation circuit and control method of the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電圧制御発振回路及び電圧制御発振回路の制御方法に関する。 The present invention relates to a voltage controlled oscillation circuit and a method for controlling the voltage controlled oscillation circuit.
高速シリアル通信技術において、位相雑音の小さい高品質なクロック信号が求められる。高品質なクロック信号を生成するには、位相同期回路を用いて電圧制御発振器(VCO)の雑音を抑圧する手段が知られている。VCOの雑音の抑圧は、位相同期回路のループ帯域に依存し、ループ帯域を広くすることで、より高周波のVCOの雑音を抑圧できるようになる。一般に、位相同期回路に入力するリファレンスクロック信号の周波数は、位相ロックループ(PLL)回路のサンプリング周波数となる。そのため、ループ帯域を広げるためには、リファレンスクロック信号の周波数を高くすることが望ましいが、安価な水晶発振器でそれを実現するのは難しい。 In high-speed serial communication technology, a high-quality clock signal with low phase noise is required. In order to generate a high-quality clock signal, means for suppressing noise of a voltage controlled oscillator (VCO) using a phase locked loop circuit is known. The suppression of the VCO noise depends on the loop band of the phase-locked loop, and the noise of the higher frequency VCO can be suppressed by widening the loop band. In general, the frequency of the reference clock signal input to the phase locked loop circuit is the sampling frequency of the phase lock loop (PLL) circuit. Therefore, in order to widen the loop band, it is desirable to increase the frequency of the reference clock signal, but it is difficult to realize it with an inexpensive crystal oscillator.
上記に述べたように、位相同期回路でVCOの雑音を抑圧するには限りがあることから、位相雑音の小さいクロック信号を生成するには、VCOの雑音そのものを小さくする手段が取られる。VCOに、より多くの電流を流すことで、VCO内の素子が出す雑音を減らし、VCOの雑音を低減する手段は有効ではあるが、消費電力が増加するという課題がある。これに対し、回路のアーキテクチャーを工夫することでVCOの雑音を低減する手段が有効である。例えば、特許文献1に記載の電圧制御発振回路では、遅延器を用いたフィードバックループにより位相雑音が低減できる。
As described above, since there is a limit to suppressing the VCO noise by the phase synchronization circuit, means for reducing the VCO noise itself is taken in order to generate a clock signal with a small phase noise. Although the means for reducing the noise generated by the elements in the VCO by flowing more current through the VCO and reducing the noise of the VCO is effective, there is a problem that the power consumption increases. On the other hand, means for reducing the VCO noise by devising the circuit architecture is effective. For example, in the voltage controlled oscillation circuit described in
しかしながら、特許文献1に記載の電圧制御発振回路では、遅延器の雑音に起因する位相雑音は抑圧されないという課題がある。
However, the voltage controlled oscillation circuit described in
本発明の目的は、位相雑音の小さな電圧制御発振回路及び電圧制御発振回路の制御方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide a voltage-controlled oscillation circuit with low phase noise and a method for controlling the voltage-controlled oscillation circuit.
本発明の電圧制御発振回路は、制御電圧により制御された周波数のクロック信号を出力する電圧制御発振器と、前記クロック信号を分周した分周クロック信号を出力する分周器と、前記クロック信号に同期して、前記分周クロック信号を遅延させた第1の遅延クロック信号を出力する第1の遅延器と、周波数制御信号に応じた遅延量で前記分周クロック信号を遅延させた第2の遅延クロック信号を出力する可変遅延器と、前記第1の遅延クロック信号と前記第2の遅延クロック信号の位相を比較する位相比較器と、前記位相比較器の比較の結果に応じて、第1のノードへ電流を流し込み、又は、前記第1のノードから電流を引き抜くチャージポンプと、前記第1のノードの電圧を平滑化し、前記平滑した電圧を前記制御電圧として前記電圧制御発振器にフィードバックするローパスフィルタとを有する。 The voltage controlled oscillation circuit of the present invention includes a voltage controlled oscillator that outputs a clock signal having a frequency controlled by a control voltage, a frequency divider that outputs a divided clock signal obtained by dividing the clock signal, Synchronously, a first delay unit that outputs a first delayed clock signal obtained by delaying the divided clock signal, and a second delay unit that delays the divided clock signal by a delay amount corresponding to a frequency control signal. A variable delay device that outputs a delayed clock signal, a phase comparator that compares the phases of the first delayed clock signal and the second delayed clock signal, and a first comparator according to a comparison result of the phase comparator. A charge pump that draws current into or pulls out current from the first node, and smoothes the voltage at the first node, and uses the smoothed voltage as the control voltage to control the voltage. And a low-pass filter for feedback to the oscillator.
本発明によれば、位相雑音の小さな電圧制御発振回路を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a voltage controlled oscillation circuit with small phase noise.
図1は、本発明の実施形態による電圧制御発振回路100の構成例を示す図である。電圧制御発振回路100は、電圧制御発振器(VCO)110と、分周器120と、可変遅延器130と、第1の遅延器125と、位相比較器140と、チャージポンプ150と、ローパスフィルタ160とを有する。VCO110は、電圧制御発振回路100の制御ループの一部である。可変遅延器130の遅延量は、周波数制御信号入力端子102に入力される周波数制御信号により制御される。周波数制御信号入力端子102に入力される周波数制御信号を制御することにより、VCO110の発振周波数を制御することが可能である。クロック信号出力端子101は、VCO110が出力するクロック信号111を外部に出力する。周波数制御信号入力端子102は、周波数制御信号を外部から入力する。VCO110は、ローパスフィルタ160が出力する制御電圧161により制御された周波数のクロック信号111を出力する。クロック信号111は、電圧制御発振回路100の出力としてクロック信号出力端子101から出力される。
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a voltage controlled
図2は、図1のVCO110の構成例を示す回路図である。VCO110は、インバータ201〜203と、可変電流源204とを有する。インバータ201、202、203は、リング状に接続されたリングオシレータであり、クロック信号111を出力する。可変電流源204は、電源電圧ノードとインバータ201〜203の電源端子との間に接続され、ローパスフィルタ160の出力電圧161に応じて、インバータ201〜203に供給する電流を変化させる。すなわち、可変電流源204は、インバータ201〜203の駆動能力を変化させることにより、インバータ201〜203の1段当たりの遅延時間を調節し、クロック信号111の発振周波数を変化させる。なお、VCO110の構成は、図示した限りではなく、インバータ201〜203の負荷を変化させることにより遅延制御するリングオシレータ、差動構成にしたリングオシレータ、LCタンク方式又はその他の構成でもよい。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the
図1において、分周器120は、クロック信号111を入力し、クロック信号111を4分周した分周クロック信号121を出力する。分周器120の分周比は、4である。分周器120の分周比は大きい方が、後述するクロック信号消失を回避する観点で可変遅延器130の設計が易化する。しかし、分周器120の分周比が大きすぎると、電圧制御発振回路100の制御ループで抑圧できる位相雑音の帯域が狭まるため、むやみに大きくせず、クロック信号消失が生じない程度に設定することが望ましい。
In FIG. 1, a
第1の遅延器125は、分周クロック信号121を入力し、分周クロック信号121をクロック信号111の1サイクル分遅延させた第1の遅延クロック信号126を出力する。なお、第1の遅延器125が遅延させるサイクル数は1に限らないが、後述するクロック信号消失を回避することを考慮すると、小さい方が設計上望ましい。第1の遅延器125は、クロック信号111に同期して、分周クロック信号121をクロック信号111の1サイクル又は複数サイクル分遅延させた第1のクロック信号126を出力してもよい。第1の遅延器125が遅延させるクロック信号111のサイクル数は、分周器120の分周比(例えば4)より少ない。可変遅延器130は、周波数制御信号入力端子102からの周波数制御信号に応じた遅延量で、分周クロック信号121を遅延させた第2の遅延クロック信号131を出力する。
The
図3は、図1の可変遅延器130の構成例を示す回路図である。可変遅延器130は、抵抗301,302と、MOSバラクタ303,304と、バッファ305,306,307とを有する。MOSバラクタ303及び304は、容量である。抵抗301及びMOSバラクタ303は、1段目のRCフィルタのRC遅延器を構成する。抵抗302及びMOSバラクタ304は、2段目のRCフィルタのRC遅延器を構成する。可変遅延器130は、抵抗301,302及びMOSバラクタ303,304のRC遅延器が複数段接続されている。一般に、受動素子である抵抗301及び302は、能動素子に比べて1/f雑音を持たないため、雑音が小さい。バッファ305は、抵抗301及びMOSバラクタ303のRC遅延器の前段に設けられる。バッファ306は、抵抗301及びMOSバラクタ303のRC遅延器の後段に設けられる。バッファ307は、抵抗302及びMOSバラクタ304のRC遅延器の後段に設けられる。バッファ305〜307は、3個に限定されない。可変遅延器130は、RC遅延器の前後のいずれか、又はRC遅延器の前後の両方に設けられるバッファ305〜307を有する。バッファ305は分周クロック信号121を入力し、バッファ307は第2の遅延クロック信号131を出力する。バッファ305〜307は、クロック信号に対して波形成形する。周波数制御信号入力端子102からの周波数制御電圧信号は、MOSバラクタ303,304の容量値を変化させることにより、可変遅延器130の遅延量を制御する。可変遅延器130は、抵抗301,302及びMOSバラクタ303,304のRCフィルタの充放電により分周クロック信号121を遅延させる。そのため、可変遅延器130に入力される分周クロック信号121のパルス幅は、充放電が充分に完了するだけの時間を確保する必要がある。分周クロック信号121のパルス幅が短い場合、RCフィルタによるローパスフィルタ(LPF)効果で十分なパルスの振幅が確保できず、遅延させたクロック信号の波形がバッファ306,307をドライブさせることができない。その結果として、クロック信号波形が消失する。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the
本実施形態では、充分な充放電時間を確保するために、可変遅延器130は、分周器120によって4分周した分周クロック信号121の波形を入力している。なお、分周器120を用いずに、遅延時間の短い遅延器を多段に連結することで、クロック信号波形の消失は回避できるが、バッファの段数が増えることで、バッファ自体が発生する雑音が加算される。その結果として、可変遅延器130の位相雑音が大きくなるため、分周器120を用いる方が望ましい。
In the present embodiment, the
なお、可変遅延器130の遅延量を変化させる手段として、MOSバラクタ303,304の容量値を変化させる構成を示したが、抵抗301,302の抵抗値を変化させる構成でもよく、それらを組み合わせた構成でもよい。RC遅延器の抵抗301,302の抵抗値及びMOSバラクタ303,304の容量値のいずれか一方又は両方は、周波数制御信号入力端子102の周波数制御信号により制御される。
In addition, although the structure which changes the capacitance value of MOS varactor 303,304 was shown as a means to change the delay amount of the
上記の複数段のRC遅延器のすべてが、周波数制御信号入力端子102の周波数制御信号により遅延量が制御される場合を説明したが、これに限定されない。複数段のRC遅延器のうちの一部のRC遅延器の遅延量は、クロック信号111の周期より短く、複数段のRC遅延器のうちの残りのRC遅延器の遅延量は、周波数制御信号入力端子102の周波数制御信号により制御されるようにしてもよい。
Although all of the above-described multiple stages of RC delay devices have been described in the case where the delay amount is controlled by the frequency control signal of the frequency control
図1において、位相比較器140は、第1の遅延クロック信号126と第2の遅延クロック信号131を入力し、第1の遅延クロック信号126と第2の遅延クロック信号131の位相を比較し、比較の結果として、アップ信号UP又はダウン信号DNを出力する。位相比較器140は、図5(a)に示すように、第2の遅延クロック信号131の位相が第1の遅延クロック信号126の位相より進んでいる場合には、ハイレベルパルスのアップ信号UPをチャージポンプ150に出力する。また、位相比較器140は、図5(b)に示すように、第2の遅延クロック信号131の位相が第1の遅延クロック信号126の位相より遅れている場合には、ハイレベルパルスのダウン信号DNをチャージポンプ150に出力する。
In FIG. 1, a
図4は、図1のチャージポンプ150及びローパスフィルタ160の構成例を示す回路図である。チャージポンプ150は、電流源401,404と、スイッチ402,403とを有する。電流源401及びスイッチ402は、電源電圧ノード及び第2のノード408間に直列に接続される。スイッチ403及び電流源404は、第2のノード408及びグランド電位ノード間に直列に接続される。位相比較器140のアップ信号UPがハイレベルの場合には、スイッチ402がオンし、電流源401は、ローパスフィルタ160の第1のノード407へソース電流を流し込む。また、位相比較器140のダウン信号DNがハイレベルの場合には、スイッチ403がオンし、電流源404は、ローパスフィルタ160の第1のノード407からシンク電流を引き抜く。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of the
ローパスフィルタ160は、抵抗405及び容量406のRCフィルタを有し、第1のノード407の電圧を平滑化し、その平滑化した電圧を制御電圧161としてVCO110にフィードバックする。抵抗405は、第1のノード407及び第2のノード408間に接続される。容量406は、第1のノード407及びグランド電位ノード間に接続される。ローパスフィルタ160は、チャージポンプ150のソース電流とシンク電流を積分して電圧値に変換し、第1のノード407の電圧161をVCO110に出力する。なお、ローパスフィルタ160の構成は、図4の構成に限らない。
The low-
図5(a)及び(b)は、図1の電圧制御発振回路100の制御方法を示すタイミングチャートである。図5(a)は可変遅延器130の遅延量がクロック信号111の1サイクルよりも小さい場合の動作を示し、図5(b)は可変遅延器130の遅延量がクロック信号111の1サイクルよりも大きい場合の動作を示す。可変遅延器130の遅延量は、周波数制御信号入力端子102からの周波数制御信号により制御される。
5A and 5B are timing charts showing a control method of the voltage controlled
まず、図5(a)を参照しながら、可変遅延器130の遅延量がクロック信号111の1サイクルよりも小さい場合の動作を説明する。可変遅延器130は、分周クロック信号121を入力し、第2の遅延クロック信号131を出力する。分周クロック信号121に対する第2の遅延クロック信号131の遅延量は、クロック信号111の1サイクルより小さい。これに対し、第1の遅延器125は、分周クロック信号121をクロック信号111の1サイクル分遅延させた第1の遅延クロック信号126を出力する。可変遅延器130の遅延量がクロック信号111の1サイクルよりも小さい場合、第2の遅延クロック信号131は、第1の遅延クロック信号126に対して位相が進んだ波形となる。このとき、位相比較器140は、第2の遅延クロック信号131の進み位相分だけ、ハイレベルのアップ信号UPを出力する。アップ信号UPがハイレベルの期間に、スイッチ402がオンし、チャージポンプ150のソース電流が流れ、ローパスフィルタ160の出力電圧161が上昇する。このとき、VCO110は、クロック信号111の周波数を上昇させる。以上のように、位相比較器140は、第2の遅延クロック信号131の位相が第1の遅延クロック信号126の位相より進んでいる場合には、ハイレベルのアップ信号UPを出力し、VCO110が出力するクロック信号11の周波数が上昇する。すなわち、周波数制御信号入力端子102からの周波数制御信号により、可変遅延器130の遅延量が小さくなると、VCO110が出力するクロック信号111の周波数が高くなる。
First, an operation when the delay amount of the
次に、図5(b)を参照しながら、可変遅延器130の遅延量がクロック信号111の1サイクルよりも大きい場合の動作を説明する。可変遅延器130は、分周クロック信号121を入力し、第2の遅延クロック信号131を出力する。分周クロック信号121に対する第2の遅延クロック信号131の遅延量は、クロック信号111の1サイクルより大きい。これに対し、第1の遅延器125は、分周クロック信号121をクロック信号111の1サイクル分遅延させた第1の遅延クロック信号126を出力する。可変遅延器130の遅延量がクロック信号111の1サイクルよりも大きい場合、第2の遅延クロック信号131は、第1の遅延クロック信号126よりも遅れた波形となる。このとき、位相比較器140は、第2の遅延クロック信号131の遅れ位相分だけ、ハイレベルのダウン信号DNを出力する。ダウン信号DNがハイレベルの期間に、スイッチ403がオンし、チャージポンプ150のシンク電流が流れ、ローパスフィルタ160の出力電圧161が下降する。このとき、VCO110は、クロック信号111の周波数を下降させる。以上のように、位相比較器140は、第2の遅延クロック信号131の位相が第1の遅延クロック信号126の位相より遅れている場合には、ハイレベルのダウン信号DNを出力し、VCO110が出力するクロック信号111の周波数が下降する。すなわち、周波数制御信号入力端子102からの周波数制御信号により、可変遅延器130の遅延量が大きくなると、VCO110が出力するクロック信号111の周波数が低くなる。
Next, an operation when the delay amount of the
以上のように、電圧制御発振回路100は、VCO110に対してフィードバックループを形成して、全体で電圧制御発振回路としてふるまう。この電圧制御発振回路100は、VCO110に比べて雑音が抑制される。そのため、電圧制御発振回路100を用いることにより、位相同期回路の出力クロック信号の位相雑音低減に寄与することができる。
As described above, the voltage controlled
本実施形態によれば、電圧制御発振回路100の周波数制御信号入力端子102からの周波数制御電圧信号によって、クロック信号出力端子101から出力されるクロック信号111の周波数を制御可能である。電圧制御発振回路100を構成する可変遅延器130を受動素子で構成したことにより、電圧制御発振回路100は、位相雑音を低減することができる。本実施形態は、可変遅延器130の雑音を小さくすることにより、位相雑音の小さな電圧制御発振回路100を提供することができる。
According to the present embodiment, the frequency of the
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。 The above-described embodiments are merely examples of implementation in carrying out the present invention, and the technical scope of the present invention should not be construed in a limited manner. That is, the present invention can be implemented in various forms without departing from the technical idea or the main features thereof.
100 電圧制御発振回路、101 クロック信号出力端子、102 周波数制御信号入力端子、110 VCO、111 クロック信号、120 分周器、121 分周クロック信号、125 第1の遅延器、126 第1の遅延クロック信号、130 可変遅延器、131 第2の遅延クロック信号、140 位相比較器、150 チャージポンプ、160 ローパスフィルタ
DESCRIPTION OF
Claims (13)
前記クロック信号を分周した分周クロック信号を出力する分周器と、
前記クロック信号に同期して、前記分周クロック信号を遅延させた第1の遅延クロック信号を出力する第1の遅延器と、
周波数制御信号に応じた遅延量で前記分周クロック信号を遅延させた第2の遅延クロック信号を出力する可変遅延器と、
前記第1の遅延クロック信号と前記第2の遅延クロック信号の位相を比較する位相比較器と、
前記位相比較器の比較の結果に応じて、第1のノードへ電流を流し込み、又は、前記第1のノードから電流を引き抜くチャージポンプと、
前記第1のノードの電圧を平滑化し、前記平滑した電圧を前記制御電圧として前記電圧制御発振器にフィードバックするローパスフィルタと
を有する電圧制御発振回路。 A voltage controlled oscillator that outputs a clock signal having a frequency controlled by a control voltage; and
A frequency divider that outputs a divided clock signal obtained by dividing the clock signal;
A first delay unit that outputs a first delayed clock signal obtained by delaying the divided clock signal in synchronization with the clock signal;
A variable delay device that outputs a second delayed clock signal obtained by delaying the divided clock signal by a delay amount according to a frequency control signal;
A phase comparator that compares phases of the first delayed clock signal and the second delayed clock signal;
A charge pump for flowing a current to the first node or drawing a current from the first node according to a comparison result of the phase comparator;
A voltage-controlled oscillation circuit comprising: a low-pass filter that smoothes the voltage of the first node and feeds back the smoothed voltage as the control voltage to the voltage-controlled oscillator.
前記複数段のRC遅延器のうちの残りのRC遅延器の遅延量は、前記周波数制御信号により制御される請求項3に記載の電圧制御発振回路。 The delay amount of a part of the RC delay units of the plurality of stages is shorter than the period of the clock signal,
4. The voltage controlled oscillation circuit according to claim 3, wherein the delay amount of the remaining RC delay units of the plurality of stages of RC delay units is controlled by the frequency control signal.
前記第2の遅延クロック信号の位相が前記第1の遅延クロック信号の位相より遅れている場合には、前記電圧制御発振器が出力する前記クロック信号の周波数が下降する請求項1乃至9のいずれか1項に記載の電圧制御発振回路。 When the phase of the second delayed clock signal is ahead of the phase of the first delayed clock signal, the frequency of the clock signal output by the voltage controlled oscillator increases,
The frequency of the clock signal output from the voltage-controlled oscillator decreases when the phase of the second delayed clock signal is delayed from the phase of the first delayed clock signal. 2. The voltage controlled oscillation circuit according to item 1.
前記チャージポンプは、前記第2の遅延クロック信号の位相が前記第1の遅延クロック信号の位相より進んでいる場合には、前記第1のノードへ電流を流し込み、前記第2の遅延クロック信号の位相が前記第1の遅延クロック信号の位相より遅れている場合には、前記第1のノードから電流を引き抜く請求項1乃至10のいずれか1項に記載の電圧制御発振回路。 The low-pass filter has a capacitance connected to the first node;
When the phase of the second delayed clock signal is ahead of the phase of the first delayed clock signal, the charge pump flows a current into the first node, and 11. The voltage controlled oscillation circuit according to claim 1, wherein when a phase is delayed from a phase of the first delayed clock signal, a current is drawn from the first node.
前記周波数制御信号を外部から入力する周波数制御信号入力端子とを有する請求項1乃至11のいずれか1項に記載の電圧制御発振回路。 Furthermore, a clock signal output terminal for outputting the clock signal output from the voltage controlled oscillator to the outside,
The voltage controlled oscillation circuit according to claim 1, further comprising a frequency control signal input terminal for inputting the frequency control signal from outside.
分周器により、前記クロック信号を分周した分周クロック信号を出力するステップと、
第1の遅延器により、前記クロック信号に同期して、前記分周クロック信号を遅延させた第1の遅延クロック信号を出力するステップと、
可変遅延器により、周波数制御信号に応じた遅延量で前記分周クロック信号を遅延させた第2の遅延クロック信号を出力するステップと、
位相比較器により、前記第1の遅延クロック信号と前記第2の遅延クロック信号の位相を比較するステップと、
チャージポンプにより、前記比較の結果に応じて、第1のノードへ電流を流し込み、又は、前記第1のノードから電流を引き抜くステップと、
ローパスフィルタにより、前記第1のノードの電圧を平滑化し、前記平滑した電圧を前記制御電圧として前記電圧制御発振器にフィードバックするステップと
を有する電圧制御発振回路の制御方法。 Outputting a clock signal having a frequency controlled by a control voltage by a voltage controlled oscillator;
Outputting a divided clock signal obtained by dividing the clock signal by a divider;
Outputting a first delayed clock signal obtained by delaying the divided clock signal in synchronization with the clock signal by a first delay device;
Outputting a second delayed clock signal obtained by delaying the divided clock signal by a delay amount according to a frequency control signal by a variable delay device;
Comparing the phase of the first delayed clock signal and the second delayed clock signal by a phase comparator;
Flowing a current to the first node or drawing a current from the first node according to the result of the comparison by a charge pump; and
A method of controlling a voltage controlled oscillation circuit, comprising: smoothing a voltage of the first node by a low pass filter and feeding back the smoothed voltage as the control voltage to the voltage controlled oscillator.
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JP (1) | JP2018113501A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2022191014A1 (en) * | 2021-03-12 | 2022-09-15 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | Light source driving circuit and distance measurement device |
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2017
- 2017-01-06 JP JP2017001180A patent/JP2018113501A/en active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2022191014A1 (en) * | 2021-03-12 | 2022-09-15 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | Light source driving circuit and distance measurement device |
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