JP2005215865A

JP2005215865A - 定電流源回路

Info

Publication number: JP2005215865A
Application number: JP2004019943A
Authority: JP
Inventors: Tomoko Kawagoe; とも子川越; Takashi Ryu; 隆龍
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-01-28
Filing date: 2004-01-28
Publication date: 2005-08-11

Abstract

【課題】スタンバイモードからアクティブモードに切替る際に、内部ノードの電位を高速に定常電位になるように制御して、回路応答を高速に立ち上げることを可能にする。
【解決手段】停止状態から動作状態に切替える制御信号と、位相補償用のコンデンサ２６と、前記制御信号と前記位相補償用のコンデンサ２６間に接続される充電用のコンデンサ２７とを備え、前記位相補償用のコンデンサ２６が接続されている内部ノードを前記制御信号と充電用のコンデンサ２７の容量結合にて充電し、電流源の内部ノードの電位を高速に定常電位になるように制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、停止状態と動作状態を制御することができる構成の定電流源回路に関するものである。

近年、消費電流の削減のために、停止状態（以下、スタンバイモードという）を設定し、回路電流をオフするような制御を行い、消費電流の削減を実施するようになってきた（特許文献１参照）。

この傾向は、回路全体に電流を供給している定電流源回路においても同様であり、スタンバイモードから動作状態（以下、アクティブモードという）へ移行する際に、回路全体をできるだけ早く定常状態に持っていき、安定した回路動作にするために、定電流源回路の高速応答が要求されてくるようになってきた。

以下に従来の定電流源回路について説明する。

図３は従来の定電流源回路の回路図である。

図３において、１〜５はトランジスタ、６〜９はカレントミラーであるＭＯＳトランジスタ、１０，１１はスイッチ手段であるＭＯＳトランジスタ、２０〜２４は抵抗、２６は位相補償用のコンデンサ、３０は正側電源端子、３１は負側電源端子、３２は出力端子、３３は制御信号（１）の端子、３４は制御信号（２）の端子、３５はスタートアップ回路、３６はカレントミラー回路である。

図３に示す従来の定電流源回路は、トランジスタ１は、ベースがトランジスタ２のベース・コレクタおよびＭＯＳトランジスタ８のドレインに接続されており、コレクタがＭＯＳトランジスタ７のドレイン、かつトランジスタ３のベースおよびコンデンサ２６に接続されている。トランジスタ２はエミッタが抵抗２０に接続されている。トランジスタ３は、コレクタにＭＯＳトランジスタ６〜９のゲート、およびＭＯＳトランジスタ６，１１のドレイン、および抵抗２４に接続されおり、かつエミッタが抵抗２２に接続されている。抵抗２４はコンデンサ２６に接続されている。ＭＯＳトランジスタ１１のゲートは制御信号（２）の端子３４に接続されている。ＭＯＳトランジスタ６〜９は、カレントミラー回路３６を構成しており、ＭＯＳトランジスタ９のドレインは出力端子３２に接続されている。

なお、コンデンサ２６は、抵抗２４と直列にトランジスタ３のコレクタ・ベース間に接続されており、位相補償用のものである。

トランジスタ５は、コレクタおよびエミッタが、それぞれトランジスタ３のコレクタおよびエミッタに接続されており、ベースがトランジスタ４のベース・コレクタおよび抵抗２３に接続されている。抵抗２３はＭＯＳトランジスタ１０のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタ１０はゲートが制御信号（１）の端子３３に接続されている。トランジスタ４とトランジスタ５および抵抗２３とＭＯＳトランジスタ１０は、スタートアップ回路３５を構成している。

正側電源端子３０は、ＭＯＳトランジスタ１０，１１のソースおよびカレントミラー３６であるＭＯＳトランジスタ６〜９のソースに接続されている。負側電源端子３１は、トランジスタ１，４のエミッタおよび抵抗２０，２２に接続されている。

以上のように構成された電流源回路について、以下その動作を説明する。

（１）まずスタンバイモード時の回路動作を説明する。

スタンバイモードでは、制御信号（１）の端子３３はＨｉｇｈレベル（以下、“Ｈ”という）、制御信号（２）の端子３４はＬｏｗレベル（以下、“Ｌ”という）とする。スタートアップ回路３５では、ＭＯＳトランジスタ１０がオフするため回路電流は流れない。また、カレントミラー回路３６においては、ＭＯＳトランジスタ１１がオンするため、カレントミラー３６のＭＯＳトランジスタ６のゲート・ドレイン、およびＭＯＳトランジスタ７〜９のゲート、および抵抗２４、およびトランジスタ３のコレクタの電位は“Ｈ”となるので、ＭＯＳトランジスタ６〜９はオフし、回路電流が流れない。

（２）次にスタンバイモードが解除され、アクティブモードになる場合の動作を説明する。

アクティブモードでは、制御信号（１）の端子３３は“Ｈ”から“Ｌ”となり、制御信号（２）の端子３４は“Ｈ”となる。スタートアップ回路３５は、ＭＯＳトランジスタ１０がオンするため、トランジスタ４に電流が流れる。トランジスタ４に流れる電流はミラーされて、トランジスタ５のコレクタ・エミッタ間に電流、すなわち起動電流が流れる。

同時に、制御信号（２）の端子３４が“Ｌ”から“Ｈ”になるため、ＭＯＳトランジスタ１１はオフとなり、スタートアップ回路３４のトランジスタ５から供給された起動電流によって、ＭＯＳトランジスタ６に電流が流れ、カレントミラー回路３６のＭＯＳトランジスタ７〜９にミラーされた電流が流れ、トランジスタ１とトランジスタ２に電流が流れ始める。

トランジスタ１とトランジスタ２に流れる電流は、最終的には（数１）で表される電流値に安定する。
（数１）
Ｉｃ＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・（ｌｎ（Ｎ））／Ｒ２０
但し、ｋ：ボルツマン定数（１．３８×１０^−２３Ｊ／Ｋ）、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子電荷（−１．６×１０^−１９Ｃ）、Ｎ：トランジスタ１に対するトランジスタ２のトランジスタ比、Ｒ２０：抵抗２０の抵抗値である。

トランジスタ１とトランジスタ２に流れる電流が（数１）の式で決まる電流値に安定して流れるには、カレントミラー３６のＭＯＳトランジスタ７，８とのミラー比で決まる電流がＭＯＳトランジスタ６に流れることになり、ひいては、トランジスタ３がその電流を安定して流すことになる。

また、スタートアップ回路３５のトランジスタ５に流れる電流は、トランジスタ３のベース・コレクタ電位が安定すると、トランジスタ３が電流を流すため、トランジスタ５のベース・エミッタ間電圧は（ＶＢＥ４−Ｒ２２・Ｉ３）となり、トランジスタ４に対してトランジスタ５に流れる電流は小さくなる。但し、ＶＢＥ４：トランジスタ４のベース・エミッタ電圧、Ｒ２２：抵抗２２の抵抗値、Ｉ３：トランジスタ３の電流値である。
特開２０００−３３９０５０号公報

しかしながら、前記従来の構成では、次のような課題があった。

すなわち、スタンバイモードでは、制御信号（２）の端子３４が“Ｌ”であり、ＭＯＳトランジスタ１１はオンしているため、カレントミラー回路３６のＭＯＳトランジスタ６のゲート・ドレイン、およびＭＯＳトランジスタ７〜９のゲート、および抵抗２４、およびトランジスタ３のコレクタの電位は“Ｈ”、すなわち正側電源端子電圧に固定されているが、スタンバイモードからアクティブモードに切替ると、制御信号（２）の端子３４は“Ｌ”から“Ｈ”になり、ＭＯＳトランジスタ１１はオフになると同時に、スタートアップ回路３５のトランジスタ５から流れた起動電流によって、カレントミラー回路３６のＭＯＳトランジスタ６と起動電流で決まる電圧Ｖｔになる。

この回路動作によって、スタンバイモードからアクティブモードに切替った瞬間に、カレントミラー回路３６のＭＯＳトランジスタ６のゲート・ドレイン、ＭＯＳトランジスタ７〜９のゲート、抵抗２４、およびトランジスタ３のコレクタの電位は、正側電源電圧から起動電流で決まる電圧Ｖｔに電位が変動し、トランジスタ３のベース電位は、コレクタとベース間に位相補償用の容量があるために、トランジスタ３のコレクタ電位の変動と連動して下がる。

トランジスタ３のベース電位が定常電位に達するためには、位相補償用のコンデンサ２６の容量結合が要因でコレクタ電位の変動と連動して下がった電位から定常電位になるまで充電する時間が必要となり、定電流源回路の電流が安定するまでに時間がかかるという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するものであり、スタンバイモードからアクティブモードに切替る際に、内部ノードの電位を高速に定常電位になるように制御する構成を備え、回路応答を高速に立ち上げることのできる定電流源回路を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の定電流源回路は、従来の定電流源回路に、スタンバイ状態からアクティブ状態に切替える制御信号と、位相補償用のコンデンサと、前記制御信号と前記位相補償用のコンデンサ間に接続されている充電用のコンデンサを備え、前記位相補償用のコンデンサが接続されている内部ノードを前記制御信号と充電用のコンデンサの容量結合にて充電し、前記内部ノードの電位を高速に定常電位になるように制御する構成にしたものである。

本発明の定電流源回路によれば、スタンバイモードとアクティブモードを切替える制御信号と充電用コンデンサとの容量結合により、内部ノード電位を高速に定常状態にすることにより、定電流源回路の回路応答を高速にすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１である定電流源回路の回路図であって、図１において、図３と同じ構成要素については同じ符号を用いて詳しい説明は省略する。

図１において、図３の従来例と異なる点は充電用コンデンサ２７を設けたことであり、充電用コンデンサ２７は、制御信号（２）の端子３４とトランジスタ１のコレクタ、ＭＯＳトランジスタ７のドレイン、トランジスタ３のベース、および位相補償用コンデンサ２６の間に接続されている。

以上のように構成された実施の形態１の定電流源回路について、以下、その動作を説明する。
（１）スタンバイモード時の回路動作は図３の従来例とまったく同様である。
（２）次に、スタンバイモードが解除され、アクティブモードになる場合の動作を説明する。スタートアップ回路の動作も図３の従来例とまったく同様である。同様に、トランジスタ３のベース電位は、コレクタとベース間に位相補償用のコンデンサ２６があるために、トランジスタ３のコレクタ電位の変動と連動して下がる。

これに対して、実施の形態１では、制御信号（２）の端子３４とトランジスタ１のコレクタ、ＭＯＳトランジスタ７のドレイン、トランジスタ３のベース、および位相補償用コンデンサ２６の間に充電用コンデンサ２７が接続されており、スタンバイモードからアクティブモードに切替る際に、制御信号（２）の端子３４が“Ｌ”から“Ｈ”になり、充電用コンデンサ２７に急速に電流が流れることにより、トランジスタ３のベース電位が定常電位に達するまでの充電時間を速くすることができ、スタンバイモードからアクティブモードに切替る際の定電流源回路における電流が安定するまでの回路応答を高速にすることができる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２である定電流源回路の回路図であって、図２において、図１と同じ構成要素については同じ符号を用いて詳しい説明は省略する。

図２において、実施の形態１の構成と異なる点は、制御信号（２）の端子３４とトランジスタ１のコレクタ、ＭＯＳトランジスタ７のドレイン、トランジスタ３のベース、および位相補償用コンデンサ２６の間に、充電用コンデンサ２７に抵抗２５を直列に接続したことである。

図１に示した実施の形態１では、制御信号（２）の端子３４とトランジスタ１のコレクタ、ＭＯＳトランジスタ７のドレイン、トランジスタ３のベース、および位相補償用コンデンサ２６の間に充電用コンデンサ２７が接続されており、スタンバイモードからアクティブモードに切替る際に、制御信号（２）の端子３４が“Ｌ”から“Ｈ”になり、充電用コンデンサ２７に急速に電流が流れることを説明した。

しかしながら、充電用コンデンサ２７を制御信号（２）の端子３４に直接接続しているため、スタンバイモードからアクティブモードに切替る際に制御信号（２）の端子３４が“Ｌ”から“Ｈ”になったときに、充電用コンデンサ２７のインピーダンスがゼロに近くなり、電流が流れ過ぎて、位相補償用のコンデンサ２６が接続されているトランジスタ３のベース電位が定常電位よりも高くなり過ぎる可能性があり、トランジスタ３のベース電位が定常電位になるまでにトランジスタ３のベースに貯まった電荷を放電しなければならなくなり、定電流源回路の電流が安定するまでに時間がかかるという逆の課題を有している。

この課題を改善するため、実施の形態２では、制御信号（２）の端子３４とトランジスタ１のコレクタ、ＭＯＳトランジスタ７のドレイン、トランジスタ３のベース、および位相補償用コンデンサ２６の間に、抵抗２５と充電用コンデンサ２７を直列に接続することにより、制御信号（２）の端子３４から充電する電流に制限を加えて、トランジスタ３のベース電位が高くなり過ぎずに定常電位にすることができ、スタンバイモードからアクティブモードに切替る際の定電流源回路の電流が安定するまでの回路応答を高速にすることができる。

図４は前記実施の形態１または実施の形態２と図３の従来例におけるスタンバイモードからアクティブモードに切替った際の電流Ｉｏの変化を示す特性図である。

図４における曲線ａは、実施の形態１または実施の形態２の特性を示し、曲線ｂは図３の従来例の特性を示している。

なお、Ｉｏは（数１）の式で示したトランジスタ１，２の電流とカレントミラー３６のＭＯＳトランジスタ７，８およびＭＯＳトランジスタ９のミラー比で決まるＭＯＳトランジスタ９のドレイン電流である。図４の曲線ａの電流立ち上がりは、曲線ｂの電流の立ち上がりよりも急速に立ち上がっている。

なお、実施の形態１の回路例と実施の形態２の回路例では、カレントミラー回路３６をＭＯＳトランジスタ６〜９で構成したが、バイポーラトランジスタで構成してもよい。

また、カレントミラー回路３６は正側電源端子３０に直接接続としたが、それぞれのカレントミラーと正側電源端子３０間に抵抗を接続してもよい。

また、位相補償用の素子は、コンデンサ２６だけでもよく、また、トランジスタのコレクタ・ベース間でなく、ベース・負側電源端子間に接続されていてもよい。

本発明は、スタンバイ状態からアクティブ状態に制御することができる定電流源回路に適用され、特にスタンバイ状態からアクティブ状態に切替る際に、回路応答が高速に立ち上がるようにする定電流源回路に用いて有効である。

本発明の実施の形態１である定電流源回路の回路図本発明の実施の形態２である定電流源回路の回路図従来の定電流源回路の回路図本実施の形態および図３の従来例におけるスタンバイモードからアクティブモードに切替った際の出力端子電流の変化を示す特性図

符号の説明

１〜５トランジスタ
６〜９ＭＯＳトランジスタ
１０〜１１ＭＯＳトランジスタ
２０〜２５抵抗
２６コンデンサ（位相補償用）
２７コンデンサ（充電用）
３０正側電源端子
３１負側電源端子
３２出力端子
３３制御信号（１）の端子
３４制御信号（２）の端子
３５スタートアップ回路
３６カレントミラー回路

Claims

停止状態と動作状態を制御することができる定電流源回路であって、停止状態から動作状態に切替える制御信号と、位相補償用のコンデンサと、前記制御信号と前記位相補償用のコンデンサ間に接続される充電用のコンデンサとを備え、前記位相補償用のコンデンサが接続されている内部ノードを前記制御信号と充電用のコンデンサの容量結合にて充電し、前記内部ノードの電位を高速に定常電位になるように制御する構成としたことを特徴とする定電流源回路。
前記制御信号と前記位相補償用のコンデンサ間に、抵抗と前記充電用のコンデンサとを直列に設けたことを特徴とする請求項１記載の定電流源回路。