JP2005189522A - 鍵位置検出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 Ａ／Ｄコンバータを用いずに鍵の位置を検出することができるようにする。
【解決手段】 所定の時間関数で振幅変調された赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLEDを用いて発光ダイオード２０１を駆動し、鍵１０１に向けて照射光２０３を発光する。そして、鍵１０１からの反射光２０４をフォトトランジスタ２０２で受光し、受光量に応じたセンサ出力電圧ＶEを生成する。比較器８０４は、このセンサ出力電圧ＶEと、しきい値電圧ＶSとを比較し、センサ出力電圧ＶEのレベルに応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成する。ＰＣＭ変換器８０５は、ＰＷＭ信号をＰＣＭ信号に変換する。駆動回路８０６は、ＰＣＭ信号に基づいて、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕを、目標値に向けて制御する。これにより、鍵１０１の位置を検出するためのデジタル信号を、Ａ／Ｄコンバータを用いずに生成することができる。
【選択図】 図１０
【解決手段】 所定の時間関数で振幅変調された赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLEDを用いて発光ダイオード２０１を駆動し、鍵１０１に向けて照射光２０３を発光する。そして、鍵１０１からの反射光２０４をフォトトランジスタ２０２で受光し、受光量に応じたセンサ出力電圧ＶEを生成する。比較器８０４は、このセンサ出力電圧ＶEと、しきい値電圧ＶSとを比較し、センサ出力電圧ＶEのレベルに応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成する。ＰＣＭ変換器８０５は、ＰＷＭ信号をＰＣＭ信号に変換する。駆動回路８０６は、ＰＣＭ信号に基づいて、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕを、目標値に向けて制御する。これにより、鍵１０１の位置を検出するためのデジタル信号を、Ａ／Ｄコンバータを用いずに生成することができる。
【選択図】 図１０
Description
本発明は、鍵位置検出装置に関し、特に、光を用いて鍵の位置を検出するために用いて好適なものである。
電子ピアノなどで自動伴奏を行うと、自動伴奏に対応して、鍵盤の鍵が動く。鍵盤の鍵を正確に動かすには、鍵盤の鍵の位置を正確に検出することが必要である。
このような要求に対応するために、下記特許文献１に記載の技術がある。かかる技術では、鍵からの光をセンサで受光し、その受光量に基づくアナログ信号を、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータでデジタル信号に変換し、そのデジタル信号に基づいて、鍵盤の鍵の位置を検出する。
このような要求に対応するために、下記特許文献１に記載の技術がある。かかる技術では、鍵からの光をセンサで受光し、その受光量に基づくアナログ信号を、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータでデジタル信号に変換し、そのデジタル信号に基づいて、鍵盤の鍵の位置を検出する。
しかしながら、前述した従来の技術では、Ａ／Ｄコンバータを用いていたので、アナログ回路の部分が多くなってしまう。このため、鍵盤の鍵の位置を検出するための鍵位置検出装置のコストが高くなってしまうという問題点があった。また、Ａ／Ｄコンバータは、形状が大きく、重量も重いため、鍵位置検出装置を小型化するのが困難であるという問題点もあった。
本発明は前述の問題点に鑑みてなされたものであり、Ａ／Ｄコンバータを用いずに鍵の位置を検出することができるようにすることを目的とする。
本発明の鍵位置検出装置は、鍵盤の鍵に向けて発光する発光素子と、前記鍵盤の鍵からの反射光を受光し、その反射光を電気信号に変換する受光素子と、前記発光素子に、振幅変調された交流電気信号を供給することにより、前記発光素子を発光させる発光手段と、前記受光素子により変換された電気信号の値と、しきい値とを比較し、比較した結果に基づいて、前記電気信号の値に応じたパルス幅を有するデジタル信号を生成する比較手段と、前記比較手段により生成されたデジタル信号に応じて、前記鍵盤の鍵の位置を検出する検出手段とを有することを特徴とする。
本発明によれば、振幅変調された交流電気信号を用いて発光素子を発光させることにより、鍵盤の鍵から反射される反射光を、受光素子で電気信号に変換し、その変換した電気信号の値と、しきい値とを比較し、比較した結果に基づいて、前記電気信号の値に応じたパルス幅を有するデジタル信号を生成し、その生成したデジタル信号に応じて、前記鍵盤の鍵の位置を検出するようにしたので、鍵の位置を検出するためのデジタル信号を、Ａ／Ｄコンバータを用いずに生成することができる。これにより、鍵位置検出装置のコストを低減させることができるとともに、鍵位置検出装置を小型化及び軽量化することができる。また、Ａ／Ｄコンバータを用いる場合よりも早い段階で、アナログ信号をデジタル信号に変換することができるので、受光素子で受光した反射光に基づく電気信号が、電気ノイズの影響を受けることを可及的に防止することができ、鍵の位置を正確に検出することができる。
また、本発明の他の特徴によれば、受光素子により変換された電気信号に含まれる直流成分を除去するようにしたので、外乱光の影響を可及的に受けずに鍵の位置を正確に検出することができる。
また、本発明のその他の特徴によれば、ｍ次（ｍは実数）の時間関数で振幅変調された交流電気信号を用いて発光素子を発光させるようにしたので、受光素子と鍵との間の距離と、鍵の位置を検出するためのデジタル信号のデューティとを比例関係にすることができる。これにより、鍵の位置をより正確に検出することができる。
また、本発明の他の特徴によれば、受光素子により変換された電気信号に含まれる直流成分を除去するようにしたので、外乱光の影響を可及的に受けずに鍵の位置を正確に検出することができる。
また、本発明のその他の特徴によれば、ｍ次（ｍは実数）の時間関数で振幅変調された交流電気信号を用いて発光素子を発光させるようにしたので、受光素子と鍵との間の距離と、鍵の位置を検出するためのデジタル信号のデューティとを比例関係にすることができる。これにより、鍵の位置をより正確に検出することができる。
次に、図面を参照しながら、本発明の一実施形態について説明する。
［自動演奏ピアノの構成］
図１は、本実施形態の鍵位置検出装置が配設された自動演奏ピアノの構成の一例を示す図である。
図１において、自動演奏ピアノは、自動演奏に対応して、鍵盤の鍵１０１をソレノイドコイル１０５により動かす。鍵１０１は、鍵盤として設けられている複数の鍵のうちの１つであり、支点１０２を中心にして回動可能に支持されている。
［自動演奏ピアノの構成］
図１は、本実施形態の鍵位置検出装置が配設された自動演奏ピアノの構成の一例を示す図である。
図１において、自動演奏ピアノは、自動演奏に対応して、鍵盤の鍵１０１をソレノイドコイル１０５により動かす。鍵１０１は、鍵盤として設けられている複数の鍵のうちの１つであり、支点１０２を中心にして回動可能に支持されている。
ソレノイドコイル１０５は、鍵１０１を上下方向に移動させ、鍵１０１の動きを制御する。
フォトセンサ１０３は、発光素子及び受光素子を有する。発光素子は、制御部１０４から電気信号を入力し、鍵１０１に向けて発光する。受光素子は、鍵１０１からの反射光を受光し、その反射光を電気信号に変換し、制御部１０４に出力する。
フォトセンサ１０３は、発光素子及び受光素子を有する。発光素子は、制御部１０４から電気信号を入力し、鍵１０１に向けて発光する。受光素子は、鍵１０１からの反射光を受光し、その反射光を電気信号に変換し、制御部１０４に出力する。
制御部１０４は、その電気信号を基にフォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕを検出する。この距離ｕは、時間ｔの関数として表現することが可能である。フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕが小さいほど、フォトセセンサ１０３が受光する反射光が強く、制御部１０４が入力する電気信号が大きくなる。
制御部１０４は、フォトセンサ１０３から入力した電気信号を基に、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕを検出し、ソレノイドコイル１０５に電気信号を供給する。
ソレノイドコイル１０５は、制御部１０４から供給された電気信号に応じて、鍵１０１の位置（フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕ）を、目標値に向けてフィードバック制御する。
制御部１０４は、フォトセンサ１０３から入力した電気信号を基に、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕを検出し、ソレノイドコイル１０５に電気信号を供給する。
ソレノイドコイル１０５は、制御部１０４から供給された電気信号に応じて、鍵１０１の位置（フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕ）を、目標値に向けてフィードバック制御する。
［フォトセンサの機能］
図２は、フォトセンサ１０３の機能の一例を説明するための図である。
図２において、フォトセンサ１０３は、発光素子２０１及び受光素子２０２を有し、これら発光素子２０１及び受光素子２０２を含む集積回路（ＩＣ（integrated circuit））により構成される。このようにして構成されるフォトセンサ１０３は、例えば、鍵１０１の下面と正対するように、基板２０６上に配置される。発光素子２０１は、鍵盤の鍵１０１に向けて照射光２０３を発光する。受光素子２０２は、鍵盤の鍵１０１からの反射光２０４を受光し、反射光２０４を電気信号に変換する。
図２は、フォトセンサ１０３の機能の一例を説明するための図である。
図２において、フォトセンサ１０３は、発光素子２０１及び受光素子２０２を有し、これら発光素子２０１及び受光素子２０２を含む集積回路（ＩＣ（integrated circuit））により構成される。このようにして構成されるフォトセンサ１０３は、例えば、鍵１０１の下面と正対するように、基板２０６上に配置される。発光素子２０１は、鍵盤の鍵１０１に向けて照射光２０３を発光する。受光素子２０２は、鍵盤の鍵１０１からの反射光２０４を受光し、反射光２０４を電気信号に変換する。
なお、図２に示すように、受光素子２０２は、反射光２０４の他に、外乱光（環境光）２０５を受光する。この外乱光２０５は、鍵１０１の位置を検出する際には不要な成分である。本実施形態では、外乱光２０５の影響を除去するために、交流電気信号により発光素子２０１を発光させる。
外乱光２０５は、受光素子２０２により電気信号に変換されると、直流成分となって現れるものがほとんどである。仮に直流電気信号により発光素子２０１を発光させると、鍵１０１からの反射光２０４と外乱光２０５とが混在した電気信号が生成され、それらを分離することが困難になる。これに対し、前述したように、本実施形態では、交流電気信号により発光素子２０１を発光させるようにしているので、鍵１０１からの反射光２０４は交流電気信号に変換され、外乱光２０５は直流電気信号に変換される。したがって、両者を分離することが容易になる。すなわち、受光素子２０２により変換された電気信号から直流成分を除去すれば、外乱光２０５の成分が除去され、正確な鍵１０１の位置を検出することができる。
なお、図１及び図２では、１つの鍵１０１に対するフォトセンサ１０３を示しているが、図３に示すように、例えば、４つの鍵１０１ａ〜１０１ｄが配設された自動演奏ピアノに鍵位置検出装置を配設する場合には、図２に示したのと同じ構成の４つのフォトセンサ１０３ａ〜１０３ｄを設けるようにする。すなわち、鍵の数に応じた数のフォトセンサを設けるようにする。
外乱光２０５は、受光素子２０２により電気信号に変換されると、直流成分となって現れるものがほとんどである。仮に直流電気信号により発光素子２０１を発光させると、鍵１０１からの反射光２０４と外乱光２０５とが混在した電気信号が生成され、それらを分離することが困難になる。これに対し、前述したように、本実施形態では、交流電気信号により発光素子２０１を発光させるようにしているので、鍵１０１からの反射光２０４は交流電気信号に変換され、外乱光２０５は直流電気信号に変換される。したがって、両者を分離することが容易になる。すなわち、受光素子２０２により変換された電気信号から直流成分を除去すれば、外乱光２０５の成分が除去され、正確な鍵１０１の位置を検出することができる。
なお、図１及び図２では、１つの鍵１０１に対するフォトセンサ１０３を示しているが、図３に示すように、例えば、４つの鍵１０１ａ〜１０１ｄが配設された自動演奏ピアノに鍵位置検出装置を配設する場合には、図２に示したのと同じ構成の４つのフォトセンサ１０３ａ〜１０３ｄを設けるようにする。すなわち、鍵の数に応じた数のフォトセンサを設けるようにする。
［フォトセンサの概略構成］
図４は、フォトセンサ１０３の電気回路の一例を示す図である。
図４において、フォトセンサ１０３は、発光素子２０１及び受光素子２０２を有する。発光素子２０１は、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）である。受光素子２０２は、例えばフォトトランジスタである。以下の説明では、発光素子２０１を発光ダイオードと称し、受光素子２０２をフォトトランジスタと称する。
図４は、フォトセンサ１０３の電気回路の一例を示す図である。
図４において、フォトセンサ１０３は、発光素子２０１及び受光素子２０２を有する。発光素子２０１は、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）である。受光素子２０２は、例えばフォトトランジスタである。以下の説明では、発光素子２０１を発光ダイオードと称し、受光素子２０２をフォトトランジスタと称する。
発振器３０１は、発光ダイオード２０１のアノード端子Ａと、カソード端子Ｋとの間に接続され、発光ダイオード２０１に交流電気信号を供給する。そうすると、発光ダイオード２０１は、照射光（本実施形態では赤外線）２０３を鍵１０１に向けて照射する。鍵１０１からの反射光２０４は、フォトトランジスタ２０２に入射する。そうすると、コレクタ電流ＩE（ｔ）が、フォトトランジスタ２０２のコレクタ端子Ｃ及びエミッタ端子Ｅ間に流れ、このコレクタ電流ＩE（ｔ）に応じたセンサ出力電圧ＶE（ｔ）が、図１に示した制御部１０４に出力される。
［フォトセンサの原理］
ここで、本実施形態のフォトセンサ１０３の動作原理について説明する。
まず、電流Ｉ（ｔ）を、三角波ｔｒｉ（ωｔ）で振幅変調する。これにより得られる赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）は、次の式（１）のように表される。
ＩLED（ｔ）＝Ｉ（ｔ）ｔｒｉ（ωｔ）・・・（１）
このような赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）が、発振器３０１から発光ダイオード２０１に供給される。
一般に、発光ダイオード２０１から発せられる光の量（光量）は、赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）に比例する。また、フォトトランジスタ２０２には、発光ダイオード２０１から発せられる光の量に応じたコレクタ電流ＩE（ｔ）が流れる。このコレクタ電流ＩE（ｔ）は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕの２乗に反比例する。
以上のことから、コレクタ電流ＩE（ｔ）、及びエミッタ抵抗ＲEの両端に発生するセンサ出力電圧ＶE（ｔ）は、それぞれ、次の式（２）及び式（３）のように表される。
ＩE（ｔ）＝ρｕ-2ＩLED（ｔ）・・・（２）
ＶE（ｔ）＝ρｕ-2ＩLED（ｔ）ＲE・・・（３）
なお、前記式（２）及び式（３）において、ρは、フォトトランジスタ２０２の感度定数である。
ここで、本実施形態のフォトセンサ１０３の動作原理について説明する。
まず、電流Ｉ（ｔ）を、三角波ｔｒｉ（ωｔ）で振幅変調する。これにより得られる赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）は、次の式（１）のように表される。
ＩLED（ｔ）＝Ｉ（ｔ）ｔｒｉ（ωｔ）・・・（１）
このような赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）が、発振器３０１から発光ダイオード２０１に供給される。
一般に、発光ダイオード２０１から発せられる光の量（光量）は、赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）に比例する。また、フォトトランジスタ２０２には、発光ダイオード２０１から発せられる光の量に応じたコレクタ電流ＩE（ｔ）が流れる。このコレクタ電流ＩE（ｔ）は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕの２乗に反比例する。
以上のことから、コレクタ電流ＩE（ｔ）、及びエミッタ抵抗ＲEの両端に発生するセンサ出力電圧ＶE（ｔ）は、それぞれ、次の式（２）及び式（３）のように表される。
ＩE（ｔ）＝ρｕ-2ＩLED（ｔ）・・・（２）
ＶE（ｔ）＝ρｕ-2ＩLED（ｔ）ＲE・・・（３）
なお、前記式（２）及び式（３）において、ρは、フォトトランジスタ２０２の感度定数である。
図５は、センサ出力電圧ＶE（ｔ）の波形の一例を示した図である。なお、前述したように、センサ出力電圧ＶE（ｔ）は、振幅変調に用いた変調関数（図５の例では三角波ｔｒｉ（ωｔ））に比例する。
図５において、第１のセンサ出力電圧４０１は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕが相対的に近い場合のセンサ出力電圧ＶE（ｔ）である。第２のセンサ出力電圧４０２は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕが相対的に遠い場合のセンサ出力電圧ＶE（ｔ）である。
図５において、第１のセンサ出力電圧４０１は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕが相対的に近い場合のセンサ出力電圧ＶE（ｔ）である。第２のセンサ出力電圧４０２は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離ｕが相対的に遠い場合のセンサ出力電圧ＶE（ｔ）である。
図５に示した例では、センサ出力電圧ＶE（ｔ）は、次の式（４ａ）及び式（４ｂ）のように表される。
なお、前記式（４ａ）及び式（４ｂ）において、Ｔは、発振器３０１から発光ダイオード２０１に供給された交流電気信号の変調周波数の逆数である。ｎは、０以上の整数（ｎ＝０，１，２，・・・）である。また、ｌは、センサ出力電圧ＶE（ｔ）における波高値（三角波の頂点の高さ）である。図５に示した例では、第１のセンサ出力電圧４０１における波高値は、ｌ1であり、第２のセンサ出力電圧４０２における波高値は、ｌ2である。
そして、センサ出力電圧ＶE（ｔ）が、しきい値電圧ＶSよりも大きな値であればハイレベル（＝１）とし、しきい値電圧ＶSよりも小さな値であればローレベル（＝０）とする電圧を生成する。以下の説明では、この電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）出力電圧と称する。図５に示した例では、第１のセンサ出力電圧４０１と、しきい値電圧ＶSとを比較することにより第１のＰＷＭ出力電圧４０４が生成され、第２のセンサ出力電圧４０２と、しきい値電圧ＶSとを比較することにより第２のＰＷＭ出力電圧４０３が生成される。
そして、しきい値電圧ＶSを前記式（４ａ）に代入し、前記式（４ａ）を時間ｔについて解くと、時刻０から、センサ出力電圧ＶE（ｔ）及びしきい値電圧ＶSが交差するまでの時間ｔVSが得られる（次の式（５ａ）及び（５ｂ）を参照）。
前記式（５ｂ）より、時間ｔVSは、センサ出力電圧ＶE（ｔ）における波高値（三角波の頂点の高さ）ｌに反比例することが分かる。なお、図５に示した例では、時刻０から、第１のセンサ出力電圧４０１及びしきい値電圧ＶSが交差するまでの時間が、ｔVS1である。また、時刻０から、第２のセンサ出力電圧４０２及びしきい値電圧ＶSが交差するまでの時間が、ｔVS2である。
前記式（５ｂ）を用いると、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比は、次の式（６）のように表される。
前記式（５ｂ）を用いると、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比は、次の式（６）のように表される。
図６は、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比と、フォトトランジスタ２０２における受光量との関係の一例を示す図である。
図６において、特性線５０１は、前記式（６）において、しきい値電圧ＶS＝０．０５［Ｖ］としたときの特性線を示している。また、フォトトランジスタ２０２における受光量は、相対値で示している。
前記式（６）及び図６から明らかなように、フォトトランジスタ２０２における受光量と、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とは、線形の（正比例の）関係にならないことが分かる。したがって、このままでは、フォトトランジスタ２０２における受光量と、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とが非線形の関係になり、鍵１０１の位置を検出するのには非常に不便である。
図６において、特性線５０１は、前記式（６）において、しきい値電圧ＶS＝０．０５［Ｖ］としたときの特性線を示している。また、フォトトランジスタ２０２における受光量は、相対値で示している。
前記式（６）及び図６から明らかなように、フォトトランジスタ２０２における受光量と、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とは、線形の（正比例の）関係にならないことが分かる。したがって、このままでは、フォトトランジスタ２０２における受光量と、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とが非線形の関係になり、鍵１０１の位置を検出するのには非常に不便である。
そこで、前記式（４ａ）を拡張して、フォトトランジスタ２０２における受光量、すなわち、センサ出力電圧ＶE（ｔ）が、時間に対して直線的に増加又は減少するような関数ではなく、曲線的に増加又は減少するような関数で表せるようにする。具体的に説明すると。センサ出力電圧ＶE（ｔ）が、時間ｔのｍ乗（ｍは任意の実数）に比例するようにする。すなわち、前記式（４ａ）を以下の式（７）に置き換える。
ただし、フォトトランジスタ２０２の受光量を制御するのは容易ではないため、本実施形態では、発光ダイオード２０１を駆動するための赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）を制御することにより、センサ出力電圧ＶE（ｔ）を任意の関数に制御する。
図７に、時間に対して直線的及び曲線的に変化するセンサ出力電圧ＶE（ｔ）の例を示す。具体的には、前記式（７）において、ｍ＝１としたときのセンサ出力電圧６０１、ｍ＝−１としたときのセンサ出力電圧６０２、及びｍ＝２としたときのセンサ出力電圧ＶE（ｔ）６０３を示す。
センサ出力電圧ＶE｜mが、しきい値電圧ＶS｜mとなるときは、以下の式（８）が成り立つ。
前記式（８）において、ｔVS｜mは、図５に示したのと同様に、時刻０から、センサ出力電圧ＶE｜m及びしきい値電圧ＶS｜mが交差するまでの時間である（例えば、図７の時間ｔVS｜m=-1、ｔVS｜m=1、ｔVS｜m=2）。
前記式（８）より、時間ｔVS｜m、及びＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比は、それぞれ、以下の式（９）及び式（１０）のようになる。
前記式（８）より、時間ｔVS｜m、及びＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比は、それぞれ、以下の式（９）及び式（１０）のようになる。
ここで、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比（ｄｕｔｙ）と、センサ出力電圧ＶE（ｔ）における波高値（三角波の頂点の高さ）ｌとを線形（正比例）の関係にするために、前記式（１０）において、ｍ＝−１を代入すると、次の式（１１）が得られる。
以上のことから、理論上、ｍ＝−１とすれば、センサ出力電圧ＶE（ｔ）における波高値（三角波の頂点の高さ）ｌと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とが線形（正比例）の関係になることが分かる。
なお、前記式（１１）では、センサ出力電圧ＶE（ｔ）における波高値（三角波の頂点の高さ）ｌ（すなわち、フォトトランジスタ２０２の受光量）と、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比との関係について示したが、鍵１０１の位置を検出するには、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比との関係が必要になる。
なお、前記式（１１）では、センサ出力電圧ＶE（ｔ）における波高値（三角波の頂点の高さ）ｌ（すなわち、フォトトランジスタ２０２の受光量）と、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比との関係について示したが、鍵１０１の位置を検出するには、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比との関係が必要になる。
ここで、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、センサ出力電圧ＶE（ｔ）における波高値（三角波の頂点の高さ）ｌとは、おおよそ次の式（１２）の関係があることが分かっている。
なお、前記式（１２）において、ρは、フォトトランジスタ２０２の感度定数である。
この式（１２）を前記式（１０）に代入すると、次の式（１３）が得られる。
この式（１２）を前記式（１０）に代入すると、次の式（１３）が得られる。
前記式（１３）は、時間ｔが、（ｎＴ）以上、[（Ｔ／２）＋Ｔｎ]未満の範囲におけるＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比であるが、同様に、時間ｔが、[（Ｔ／２）＋Ｔｎ]以上、[Ｔ（ｎ＋１）]未満の範囲におけるＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比を求めると、次の式（１４）が得られる。
前記式（１３）及び式（１４）から、ｍ＝２とすれば、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とが線形（正比例）の関係になることが分かる。そこで、前記式（１３）及び式（１４）において、ｍ＝２とすると、次の式（１５）が得られる。
すなわち、時間ｔの２乗に比例した関数で変調された電流を、赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）として発光ダイオード２０１を駆動し、照射光２０３を発光させると、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比との関係が線形（正比例）の関係になる。これにより、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比から、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕを、容易に且つ正確に求めることができるようになる。
図８に、赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）を生成する際に用いる変調波形（変調関数）７０１の一例を示す。図８に示すような、周波数１［ｋＨｚ］の２乗関数を用いて、発光ダイオード２０１を周期的に発光させるようにすれば、フォトトランジスタ２０２のセンサ出力電圧ＶE（ｔ）と、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕとが、線形（正比例）の関係となる。
本願発明者らは、本実施形態のフォトセンサ１０３が、以上のような原理で動作するかを検証した。その結果を図９に示す。図９は、変調関数として二乗関数及び三角波関数を用いた場合の、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比との関係を示す図である。図９に示すように、変調関数として、二乗関数及び三角波関数の何れを用いても、フォトセンサ１０３は実用的な精度で動作することを確認できたが、二乗関数を用いた場合の方が、三角波関数を用いた場合よりも、実測値が計算値に、より近いことが分かる。
［鍵位置検出装置の構成］
図１０は、本実施形態の鍵位置検出装置の構成の一例を示すブロック図である。
図１０において、鍵位置検出装置は、ＬＥＤ発光波形発生器８０１と、ＬＥＤ駆動回路８０２と、発光ダイオード２０１と、フォトトランジスタ２０２と、微分器８０３と、比較器８０４と、ＰＣＭ変換器８０５と、駆動回路８０６とを有している。
図１０は、本実施形態の鍵位置検出装置の構成の一例を示すブロック図である。
図１０において、鍵位置検出装置は、ＬＥＤ発光波形発生器８０１と、ＬＥＤ駆動回路８０２と、発光ダイオード２０１と、フォトトランジスタ２０２と、微分器８０３と、比較器８０４と、ＰＣＭ変換器８０５と、駆動回路８０６とを有している。
図１１に、ＬＥＤ発光波形発生器８０１の構成の一例を示す。
図１１に示すように、ＬＥＤ発光波形発生器８０１は、ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１と、アドレスカウンタ９０２と、Ｄ／Ａコンバータ９０３とを有している。
ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１には、例えば、図９に示した変調関数７０１が記憶されている。
なお、ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記憶させる変調関数は、図９に示したような時間の２乗に比例した関数でなくてもよく、三角関数や、指数関数などであってもよい。すなわち、前述したように、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、フォトトランジスタ２０２のセンサ出力電圧ＶE（ｔ）とを、線形（正比例）の関係にする変調関数であれば、どのような変調関数をＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記憶させてもよい。
図１１に示すように、ＬＥＤ発光波形発生器８０１は、ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１と、アドレスカウンタ９０２と、Ｄ／Ａコンバータ９０３とを有している。
ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１には、例えば、図９に示した変調関数７０１が記憶されている。
なお、ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記憶させる変調関数は、図９に示したような時間の２乗に比例した関数でなくてもよく、三角関数や、指数関数などであってもよい。すなわち、前述したように、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、フォトトランジスタ２０２のセンサ出力電圧ＶE（ｔ）とを、線形（正比例）の関係にする変調関数であれば、どのような変調関数をＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記憶させてもよい。
また、ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記憶させる変調関数は、１つであっても複数であってもよい。複数の変調関数をＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記憶させれば、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、フォトトランジスタ２０２のセンサ出力電圧ＶE（ｔ）とを、線形（正比例）の関係にするのに最も適した変調関数を、複数の変調関数の中から選択するように構成することができ、好ましい。
アドレスカウンタ９０２は、ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記憶されている変調関数を読み出すためのものである。図９に示した変調関数７０１がＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記憶されている場合には、例えば、１２５［ｋＨｚ］のサンプリング周波数で、変調関数７０１を読み出すようにする。
このようにしてアドレスカウンタ９０２によってＬＥＤ駆動波形メモリ９０１から読み出された変調関数は、デジタル信号である。そこで、Ｄ／Ａコンバータ９０３により、このデジタル信号をアナログ信号に変換する。
図１２に、ＬＥＤ駆動回路８０２の構成の一例を示す。
図１２に示すように、ＬＥＤ駆動回路８０２は、演算増幅器１００１と抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒｓとを有している。
演算増幅器１００１の正相入力端子には、Ｄ／Ａコンバータ９０３からの出力電圧Ｖi（ｔ）が入力される。また、演算増幅器１００１の出力端子には、発光ダイオード２０１のアノードが接続される。そして、演算増幅器１００１の逆相入力端子と、発光ダイオード２０１のカソードとの間には、抵抗Ｒ２が接続される。さらに、演算増幅器１００１の逆相入力端子及び抵抗Ｒ２の接続点ａとグランド電位との間には、抵抗Ｒ１が接続される。また、発光ダイオード２０１のカソード及び抵抗Ｒ２の接続点ｂとグランド電位との間には抵抗Ｒ２が接続される。
このような構成のＬＥＤ駆動回路８０２によって、発光ダイオード２０１には、次の式（１６）で表される赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）が流れる。
図１２に示すように、ＬＥＤ駆動回路８０２は、演算増幅器１００１と抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒｓとを有している。
演算増幅器１００１の正相入力端子には、Ｄ／Ａコンバータ９０３からの出力電圧Ｖi（ｔ）が入力される。また、演算増幅器１００１の出力端子には、発光ダイオード２０１のアノードが接続される。そして、演算増幅器１００１の逆相入力端子と、発光ダイオード２０１のカソードとの間には、抵抗Ｒ２が接続される。さらに、演算増幅器１００１の逆相入力端子及び抵抗Ｒ２の接続点ａとグランド電位との間には、抵抗Ｒ１が接続される。また、発光ダイオード２０１のカソード及び抵抗Ｒ２の接続点ｂとグランド電位との間には抵抗Ｒ２が接続される。
このような構成のＬＥＤ駆動回路８０２によって、発光ダイオード２０１には、次の式（１６）で表される赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）が流れる。
以上のようにして赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）が流れると、発光ダイオード２０１から照射光２０３が発光され、その照射光２０３の鍵１０１からの反射光２０４がフォトトランジスタ２０２で受光される。フォトトランジスタ２０２は、受光量に基づいたセンサ出力電圧ＶE（ｔ）を出力する。
図１３に、微分器８０３と比較器８０４の構成の一例を示す。
図１３に示すように、微分器８０３は、抵抗Ｒｂと、コンデンサＣとを有しており、抵抗Ｒｂには、直流電圧が印加（バイアス）されている。この微分器８０３は、フォトトランジスタ２０２から出力された電気信号（センサ出力電圧ＶE（ｔ））を微分し、直流成分を除去した電気信号を出力する。これにより、外乱光（トレンド光）２０５成分等の直流成分が除去される。
図１３に示すように、微分器８０３は、抵抗Ｒｂと、コンデンサＣとを有しており、抵抗Ｒｂには、直流電圧が印加（バイアス）されている。この微分器８０３は、フォトトランジスタ２０２から出力された電気信号（センサ出力電圧ＶE（ｔ））を微分し、直流成分を除去した電気信号を出力する。これにより、外乱光（トレンド光）２０５成分等の直流成分が除去される。
比較器８０４は、コンパレータ１１０１と抵抗Ｒとを有している。コンパレータ１１０１は、微分器８０３で直流成分が除去された電気信号（センサ出力電圧ＶE（ｔ））と、しきい値電圧ＶSとを比較する。そして、直流成分が除去された電気信号（センサ出力電圧ＶE（ｔ））がしきい値電圧ＶSよりも大きい場合にはハイレベル（＝１）、小さい場合にはローレベル（＝０）となるデジタル信号（ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ））を生成する。
なお、前述したように、このようにして比較器８０４により生成されたＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと正比例の関係になる。
なお、前述したように、このようにして比較器８０４により生成されたＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと正比例の関係になる。
また、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）は、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕを、パルス幅で表しているので使い勝手がよくない。そこで、図１０に示すＰＣＭ変換器８０５により、比較器８０４により生成されたＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）をＰＣＭ（Pulse Code Modulation）信号に変換する。
ＰＣＭ変換器８０５の具体的な動作の一例を説明すると、図１４に示すように、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）の波形１２０１の周期Ｔの２５６分の１の周期で、ハイレベル（１）をカウントする。そして、カウントしたハイレベルの数を、周期Ｔのタイミングで８ビットレジスタにラッチしてＰＣＭ信号を生成する。このように、極めて簡単な構成でＰＣＭ信号を生成することができる。
なお、サンプリング周波数を上げれば、１０ビット以上のＰＣＭ信号も容易に得ることができる。また、前述したＰＣＭ変換器８０５の機能は、ハードウェアにより実現することもできるが、ソフトウェアで実現することもできる。
ＰＣＭ変換器８０５の具体的な動作の一例を説明すると、図１４に示すように、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）の波形１２０１の周期Ｔの２５６分の１の周期で、ハイレベル（１）をカウントする。そして、カウントしたハイレベルの数を、周期Ｔのタイミングで８ビットレジスタにラッチしてＰＣＭ信号を生成する。このように、極めて簡単な構成でＰＣＭ信号を生成することができる。
なお、サンプリング周波数を上げれば、１０ビット以上のＰＣＭ信号も容易に得ることができる。また、前述したＰＣＭ変換器８０５の機能は、ハードウェアにより実現することもできるが、ソフトウェアで実現することもできる。
駆動回路８０６は、ＤＳＰ（digital Signal Processor）を有し、ＰＣＭ変換器８０５で生成されたＰＣＭ信号から、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕを求める。そして、求めたフォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕが目標値になるように、ソレノイドコイル１０５電流に流す。これにより、鍵１０１が目標値に位置するようになる。
［まとめ］
以上のように本実施形態では、所定の時間関数で振幅変調された赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）を用いて発光ダイオード２０１を駆動し、鍵１０１に向けて照射光２０３を発光する。そして、鍵１０１からの反射光２０４をフォトトランジスタ２０２で受光し、受光した反射光の受光量に応じたセンサ出力電圧ＶE（ｔ）を生成する。比較器８０４は、このセンサ出力電圧ＶE（ｔ）と、しきい値電圧ＶSとを比較し、センサ出力電圧ＶE（ｔ）がしきい値電圧ＶSよりも大きい場合にはハイレベル、小さい場合にはローレベルとなるＰＷＭ信号（ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ））を生成する。ＰＣＭ変換器８０５は、ＰＷＭ信号をＰＣＭ信号に変換する。駆動回路８０６は、ＰＣＭ信号に基づいて、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕを、目標値に向けて制御する。これにより、鍵１０１の位置を検出するためのデジタル信号（ＰＷＭ信号及びＰＣＭ信号）を、Ａ／Ｄコンバータを用いずに生成することができる。
また、Ａ／Ｄコンバータを用いる場合よりも早い段階で、アナログ信号をデジタル信号に変換することができるので、フォトトランジスタ２０２で受光した反射光２０４に基づく電気信号が、電気ノイズの影響を受けることを可及的に防止することができ、鍵１０１の位置を正確に検出することができる。
以上のように本実施形態では、所定の時間関数で振幅変調された赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）を用いて発光ダイオード２０１を駆動し、鍵１０１に向けて照射光２０３を発光する。そして、鍵１０１からの反射光２０４をフォトトランジスタ２０２で受光し、受光した反射光の受光量に応じたセンサ出力電圧ＶE（ｔ）を生成する。比較器８０４は、このセンサ出力電圧ＶE（ｔ）と、しきい値電圧ＶSとを比較し、センサ出力電圧ＶE（ｔ）がしきい値電圧ＶSよりも大きい場合にはハイレベル、小さい場合にはローレベルとなるＰＷＭ信号（ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ））を生成する。ＰＣＭ変換器８０５は、ＰＷＭ信号をＰＣＭ信号に変換する。駆動回路８０６は、ＰＣＭ信号に基づいて、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕを、目標値に向けて制御する。これにより、鍵１０１の位置を検出するためのデジタル信号（ＰＷＭ信号及びＰＣＭ信号）を、Ａ／Ｄコンバータを用いずに生成することができる。
また、Ａ／Ｄコンバータを用いる場合よりも早い段階で、アナログ信号をデジタル信号に変換することができるので、フォトトランジスタ２０２で受光した反射光２０４に基づく電気信号が、電気ノイズの影響を受けることを可及的に防止することができ、鍵１０１の位置を正確に検出することができる。
また、ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に記録された変調関数を用いて、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とを線形（正比例）の関係にするようにしたので、鍵１０１の位置をより正確に検出することができる。そして、ＬＥＤ駆動波形メモリ９０１に複数の変調関数を記録し、記録した複数の変調関数の中から、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とを線形（正比例）の関係にするのに最も適した変調関数を選択するようにすれば、例えば、自動演奏ピアノにおける鍵１０１の位置が、製造ロット毎にばらつくような場合であっても、鍵１０１の位置を正確に検出することができる。
なお、今回、本願発明者らは、時間の２乗に比例する変調関数を用いると、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とが、理論上、線形（正比例）の関係になることを見出した。
なお、今回、本願発明者らは、時間の２乗に比例する変調関数を用いると、フォトセンサ１０３と鍵１０１との間の距離（変位）ｕと、ＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）のデューティ比とが、理論上、線形（正比例）の関係になることを見出した。
また、フォトトランジスタ２０２で生成されたセンサ出力電圧ＶE（ｔ）を、微分器８０３を用いて微分するようにしたので、センサ出力電圧ＶE（ｔ）の直流分、すなわち、外乱光２０５に基づく成分を除去することができる。これにより、外乱光の影響を可及的に受けずに鍵１０１の位置をより一層正確に検出することができる。
［変形例］
なお、本実施形態では、デジタル信号を処理する構成の駆動回路８０６を用いたが、アナログ信号を処理する構成の駆動回路を用いるようにしてもよい。この場合、図１０のＰＣＭ変換器８０５の代わりに、例えば、図１５に示すようなＤ／Ａコンバータ１３０１を用いるようにすればよい。図１５に示すように、比較器８０４で生成されたＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ１３０１は、時定数τ（＝ＲＣ）を有する不完全積分器、すなわち、伝達関数Ｇ（ｓ）が次の式（１７）で表されるローパスフィルタを設ければよく、非常に簡単な構成で、アナログ信号を生成することができる。
なお、本実施形態では、デジタル信号を処理する構成の駆動回路８０６を用いたが、アナログ信号を処理する構成の駆動回路を用いるようにしてもよい。この場合、図１０のＰＣＭ変換器８０５の代わりに、例えば、図１５に示すようなＤ／Ａコンバータ１３０１を用いるようにすればよい。図１５に示すように、比較器８０４で生成されたＰＷＭ出力電圧ＶPWM（ｔ）をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ１３０１は、時定数τ（＝ＲＣ）を有する不完全積分器、すなわち、伝達関数Ｇ（ｓ）が次の式（１７）で表されるローパスフィルタを設ければよく、非常に簡単な構成で、アナログ信号を生成することができる。
また、隣接する鍵に対応するフォトセンサにおいて、発光素子を駆動するための赤外ＬＥＤ駆動用電流ＩLED（ｔ）の周波数が異なるようにしてもよい。例えば、図４に示した例の場合、偶数番目のフォトセンサ１０３ｂ、１０３ｄの変調及び復調の周波数を、奇数番目のフォトセンサ１０３ａ，１０３ｃの変調及び復調の周波数の２倍にするようにしてもよい。このようにすれば、隣接するフォトセンサ間における光の干渉をより確実に防止し、鍵１０１ａ〜１０１ｄの位置をさらに正確に検出することができる。
１０１ 鍵
１０２ 支点
１０３ フォトセンサ
１０４ 制御部
１０５ ソレノイドコイル
２０１ 発光素子
２０２ 受光素子
２０３ 照射光
２０４ 反射光
２０５ 外乱光
２０６ 基板
３０１ 発振器
８０１ ＬＥＤ発光波形発生器
８０２ ＬＥＤ駆動回路
８０３ 微分器
８０４ 比較器
８０５ ＰＣＭ変換器
８０６ 駆動回路
９０１ ＬＥＤ駆動波形メモリ
９０２ アドレスカウンタ
９０３ Ｄ／Ａコンバータ
１３０１ Ｄ／Ａコンバータ
１０２ 支点
１０３ フォトセンサ
１０４ 制御部
１０５ ソレノイドコイル
２０１ 発光素子
２０２ 受光素子
２０３ 照射光
２０４ 反射光
２０５ 外乱光
２０６ 基板
３０１ 発振器
８０１ ＬＥＤ発光波形発生器
８０２ ＬＥＤ駆動回路
８０３ 微分器
８０４ 比較器
８０５ ＰＣＭ変換器
８０６ 駆動回路
９０１ ＬＥＤ駆動波形メモリ
９０２ アドレスカウンタ
９０３ Ｄ／Ａコンバータ
１３０１ Ｄ／Ａコンバータ
Claims (8)
- 鍵盤の鍵に向けて発光する発光素子と、
前記鍵盤の鍵からの反射光を受光し、その反射光を電気信号に変換する受光素子と、
前記発光素子に、振幅変調された交流電気信号を供給することにより、前記発光素子を発光させる発光手段と、
前記受光素子により変換された電気信号の値と、しきい値とを比較し、比較した結果に基づいて、前記電気信号の値に応じたパルス幅を有するデジタル信号を生成する比較手段と、
前記比較手段により生成されたデジタル信号に応じて、前記鍵盤の鍵の位置を検出する検出手段とを有することを特徴とする鍵位置検出装置。 - 前記受光素子により変換された電気信号に含まれる直流成分を除去する直流成分除去手段を有し、
前記比較手段は、前記直流成分除去手段により直流成分が除去された電気信号の値と、しきい値とを比較し、比較した結果に基づいて、前記電気信号の値に応じたパルス幅を有するデジタル信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の鍵位置検出装置。 - 前記直流成分除去手段は、微分器を含むことを特徴とする請求項２に記載の鍵位置検出装置。
- 前記検出手段は、前記比較手段により生成されたデジタル信号のハイレベルを一定期間カウントし、そのカウント値に基づいた第２のデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段を有し、
前記デジタル信号生成手段により生成された第２のデジタル信号に基づいて、前記鍵盤の鍵の位置を検出することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の鍵位置検出装置。 - 前記検出手段は、前記比較手段により生成されたデジタル信号をアナログ信号に変換する変換手段を有し、
前記変換手段により変換されたアナログ信号に基づいて、前記鍵盤の鍵の位置を検出することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の鍵位置検出装置。 - 前記変換手段は、ローパスフィルタを含むことを特徴とする請求項５に記載の鍵位置検出装置。
- 前記発光手段は、ｍ次（ｍは実数）の時間関数で振幅変調された交流電気信号を前記発光素子に供給することにより、前記発光素子を発光させることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の鍵位置検出装置。
- 前記比較手段は、前記受光素子により変換された電気信号の値と、しきい値とを比較し、前記受光素子により変換された電気信号の値が、しきい値よりも大きいときにハイレベルの信号を出力し、前記受光素子により変換された電気信号の値が、しきい値よりも小さいときにローレベルの信号を出力することを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の鍵位置検出装置。
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|---|---|---|---|---|
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