JP2005184985A - Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電圧検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＰＷＭサイクロコンバータにおいて、電源電圧に急激な変動が発生した場合でも、安定して運転を継続できるＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法を提供する。
【解決手段】 ＰＷＭサイクロコンバータにおいて、三相交流電源の位相検出する入力電源電圧位相検出器４１と三相交流電源の大きさを検出する擬似直流母線電圧検出器４２と擬似直流母線電圧検出器の出力から入力電圧の上下限を演算する入力電圧上下限演算器４３と擬似直流母線電圧検出器で検出された電圧値と入力電圧上下限演算器で演算された上下限値を比較する電圧比較器４６を有し、擬似直流母線電圧検出器で検出された電圧値を入力電圧上下限演算器で演算された上下限値以内になるように電圧比較器の出力を調整する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置の制御方法に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式を用いたＰＷＭサイクロコンバータの制御方法に関するものである。

従来の、ＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法としては、例えば、特許文献１に開示の「ＰＷＭサイクロコンバータおよびその制御方法」が挙げられる。通常、ＰＷＭサイクロコンバータでは欠相、停電、電源不平衡などの入力電源に異常が発生した場合、ゲートブロックにより双方向スイッチング素子をオフにして運転を停止するようにしているが、特許文献１は、特に瞬停などによる電源異常時に運転を停止した場合、復電後に速やかに運転を継続できるようにするものである。図１４は特許文献１に開示のＰＷＭサイクロンコンバータの瞬時電圧位相を計算する計算フロー図である。ＰＷＭサイクロコンバータの電源異常時には、入力電圧の瞬時値より位相計算が行われるが、図１４に示すように、電源１周期３６０°を３０°単位に１２分割して、先ず、位相区間１と区間２を判別するには、入力電圧Ｖｒの正負を判別し、Ｖｒ≧０ならば、Ｖｓの正負を判別する。Ｖｓ≧０ならば、次に、Ｖｒ−Ｖｓの正負を判別する。その結果Ｖｒ−Ｖｓ≧０ならば、区間１と判定し、Ｖｒ−Ｖｓ＜０ならば区間２となる。同様に残りの区間もＶｒ、Ｖｓ、Ｖｔの大小関係から全て求めることができる。このようにして得られる瞬時位相を用いて、瞬停時のゲートブロックが復電後に解除されるまでの間の突入電流を回避するようにタイミング制御を行っている。
一方、電源異常時のゲートブロックによって生ずる、大きなサージ電圧に対する保護対策等としては、例えば、特許文献２に開示の「ＰＷＭサイクロコンバータの保護装置およびその保護方法」を１例として挙げることができる。図１５はそのＰＷＭサイクロコンバータの保護装置の構成図であり、電源電圧検出部１２２は電源電圧を入力して、電源電圧の位相と電源電圧の瞬時値を出力し、コントローラ１２３は片方向スイッチ群１０３〜１２０のゲート信号Ｇ１ｘｙ、Ｃ１ｙｘ（ｘ＝ｒ、ｓ、ｔ、ｙ＝ｕ、ｖ、ｗ）を作成する。
一方、故障検出手段として電圧情報検出部１３０がｒ、ｓ、ｔ相の最大値、最小値を検出して入力異常を判断すると、保護ゲート信号発生部１５０は入力電圧情報に基づいて保護処理用ゲート信号Ｇ２ｘｙ、Ｇ２ｙｘを作成し、ゲート信号合成部１２４よりＧ１（Ｇ１ｘｙ、Ｇ１ｙｘ）、とＧ２（Ｇ２ｘｙ、Ｇ２ｙｘ）の論理和を出力してゲートドライバ１２５により１８個の片方向スイッチ１０３〜１２０をオン・オフ制御するものである。
これによって、運転異常時にＰＷＭサイクロコンバータを遮断する場合等に、出力側が開放になっても、例えば、保護用のゲート信号Ｇ２によって選択的に片方向スイッチの一部をオンさせ、疑似的にインバータ主回路の回生回路と同様な動作状態を現出させることによって、出力側のサージ電圧を入力側へ回生させる等の処理により遮断時の保護処理を行うことができる。
特開２００３−３０９９７４号公報（第３〜４頁、図９） 特開２０００−１３９０７６号公報（第４〜５頁、図１）

しかしながら、特許文献１、特許文献２等の従来のＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法は、入力電圧の瞬時値を用いていたため、入力電圧に共振や瞬時短絡が発生した場合、出力電圧演算に誤差を生じ、実際に出力される電圧と指令電圧が異なるという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、入力電圧の急激な変動に対して、安定して運転を継続できるＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、請求項１に記載の発明は、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組合わせた構成で、且つ、各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロンコンバータの入力電圧検出方法において、三相交流電源の位相を検出する入力電源電圧位相検出器と、前記三相交流電源と前記入力電源電圧位相検出器により検出した位相より前記三相交流電源の大きさを最大値と最小値の差で表す疑似直流母線電圧として検出する疑似直流母線電圧検出器と、前記疑似母線電圧の実効値と前記入力電圧の位相より入力電圧の理想値を演算する理想入力電圧演算器と、前記演算された入力電圧の理想値に対して上下限の許容幅を演算する入力電圧上下限演算器と、前記疑似直流母線電圧検出器で検出された電圧値と前記入力電圧上下限演算器で演算された上下限の許容幅を比較する電圧比較器と、を有し、前記疑似直流母線電圧検出器で検出された電圧値が前記入力電圧上下限演算器により演算された上下限の許容幅以内になるように前記電圧比較器の出力を調整することを特徴としている。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータにおいて前記疑似直流母線電圧検出器の出力と前記入力電源電圧位相検出器の出力から前記三相交流電源の異常を検出する電源異常検出器を具備して入力電圧の異常を検出することを特徴としている。

請求項１に記載の発明によれば、入力電圧の急激な変動に対して，安定して運転を継続できるＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法を提供することができる。
また、請求項２に記載の発明によると、ＰＷＭサイクロコンバータの主回路部品を破壊に至るような入力電圧の急激な変動に対しては，即座に入力電源電圧の異常を検出することができる。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

図１は、本発明に係るＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法のブロック図である。
図１において、三相電源１と双方向スイッチＳ１〜Ｓ９からなる双方向スイッチ群３の間には入力フィルタ２を具備し、双方向スイッチ群３の出力は負荷Ｌ１〜Ｌ３に接続されている。入力フィルタ２と双方向スイッチ群３とでＰＷＭサイクロコンバータの主回路を構成する。入力フィルタ２の入力側（一次側）から電圧を検出し、入力電源電圧位相、大きさ検出器４により、ＰＷＭサイクロコンバータを制御するために必要な、入力電圧値５と入力電圧位相６を検出し、制御コントローラ７に入力される。制御コントローラ７では、双方向スイッチＳ１〜Ｓ９のスイッチング時間を演算し、駆動回路８に伝える。
駆動回路８は、双方向スイッチＳ１〜Ｓ９を駆動する。なお、入力電源電圧位相、大きさ検出器４、制御コントローラ７、駆動回路８とによってＰＷＭサイクロコンバータ制御器９を構成している。
図２は図１に示す入力電源電圧位相、大きさ検出器の詳細ブロック図である。
図２において、入力は図１の中の電源電圧であり、出力は入力電圧値５と入力電圧位相６である。電源電圧から、入力電圧の位相検出回路４１にて入力電圧位相６を検出する。 入力電圧の位相検出回路４１で求められた位相と電源電圧から、擬似直流母線電圧検出回路４２により擬似直流母線電圧が検出される。擬似直流母線電圧は、入力電圧の実効値検出回路４３にて入力電圧の実効値が演算され、この入力電圧の実効値と入力電圧位相６とから、理想入力電圧演算器４４にて、入力電圧の理想値が演算される。
入力電圧の理想値は、入力電圧上下限演算器４５にて、入力電圧の理想値に対して、ある幅をもった上下限値が演算される。電圧値比較器４６では、擬似直流母線電圧検出回路４２から演算された擬似直流母線電圧と入力電圧上下限演算器４５から演算された入力電圧の理想値に対して、ある幅をもった上下限値を比較し、入力電圧の理想値内に擬似直流母線電圧を制限し、入力電圧値５として出力する。

ここで、本発明が対象としているＰＷＭサイクロコンバータの基本的な制御方法について図３〜５を用いて説明する。
図３は入力電圧の瞬時値と、擬似直流母線電圧と入力電圧位相の関係を示す波形である。図３中、入力電圧の項には、ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの三相電圧が示されている。次の入力電圧の最大値と最小値の項には、入力電圧の項で示された電圧のうち、最大の相を最大値ＶＭＡＸ、最小の相を最小値ＶＭＩＮとして示している。
擬似直流母線電圧の項は、最小値ＶＭＩＮを基準電位として最小値ＶＭＩＮから見た最大値ＶＭＡＸを示している。擬似直流母線電圧は、電源周波数に対して、６倍の周波数を持った波形となる。また、次のＶＭＡＸ−ＶＭＩＮは、一般的なダイオード整流形のインバータの整流後の直流母線電圧に相当するので、ここでは、擬似直流母線電圧と呼ぶことにする。入力電圧位相の項では、入力電圧との位相関係を示している。ここではＶＲの頂点を基準としているが、どこであってもかまわない。
図４は図３に示す区間１の入力電圧を拡大した波形を示す図である。
図４に示すように微小時間（通常数十マイクロ秒〜数百マイクロ秒）においては、入力電圧の変化は非常に小さく、結果として擬似直流母線電圧もほぼ一定と考えることができる。もちろん微小時間の平均値を算出しして、その値を擬似直流母線電圧としてもよい。
図５は図３に示す擬似直流母線電圧を用いた出力電圧の発生方法を示す波形図である。図５において、最大値ＶＭＡＸ−最小値ＶＭＩＮで示す擬似直流母線電圧に対して、キャリア搬送波と電圧指令を比較し、電圧指令が大きい場合、出力線間電圧が出るように双方向スイッチＳ１〜Ｓ９をスイッチングする。擬似直流母線電圧は、一定ではないので、同じ電圧指令でも出力線間電圧の幅は異なる。
ここで、一般的なＰＷＭサイクロコンバータの使用形態を考察すると、図６は１つの三相電源１に複数の電力変換装置とその負荷が接続された状態を示す接続図であるが、図６の例のように１つの電源に対して複数の電力変換機を接続していることは、一般によく見られる使用形態といえる。
図６では、上段にＰＷＭサイクロコンバータが接続され、中断にサイリスタ１２、下段にＰＷＭコンバータ１４とインバータ１５が共通の三相電源１に接続されている。各電力変換装置には、入力段にフィルタ（それぞれ入力フィルタ２，サイリスタ用入力フィルタ１１，ＰＷＭコンバータ用入力フィルタ１３）を具備し、出力に負荷（それぞれ負荷Ｌ１〜Ｌ３，サイリスタ負荷Ｌ４，インバータ負荷Ｌ５）がある。
このような接続形態では、各電力変換装置の入力段に具備したフィルタ回路構成と回路定数の組合せにより、入力電源電圧が歪む場合がある。
図７および図８は、電源電圧が歪んだ状態を示す波形である。
図７では、電源の全周期にわたって歪みが発生した例であり、図８では電源一周期のうち一部の期間に歪みが発生した例である。
図７のように全周期にわたって歪みが発生する要因としては、入力段に具備したフィルタ同士が共振する例が考えられる。図８のように一部の期間に歪みが発生する要因としては、各電力変換装置の電源投入時や、サイリスタ１２の転流時の電源短絡、ＰＷＭコンバータ１４のスイッチングなどが要因である。

図１３は本発明の図２の構成と比較するために示した従来のＰＷＭサイクロコンバータの入力電源電圧位相、大きさ検出器４の内部ブロック図である。
従来例では、図１３のように電源電圧から直接、入力電圧値５と入力電圧位相６を演算していた。従って、図１３の場合には、図９に示す、図８で示された電源歪みが発生した場合の擬似直流母線電圧の波形のような歪みが発生する。図５で示したように、ＰＷＭサイクロコンバータの制御では、入力電圧の微小区間の擬似直流母線電圧の大きさと電圧指令から出力電圧を作成している。その際に、図９中の（Ａ）で求めた擬似直流母線電圧では、入力電圧を実際より大きい値として検出し、図９中の（Ｂ）で求めた擬似直流母線電圧では、入力電圧を実際より小さい値として検出することになる。この結果、出力電圧は指令電圧に対して、（Ａ）では小さく出力され、（Ｂ）では大きく出力されることになる。
これに対し、本発明では、図２に示されるように電圧値比較器４６では，擬似直流母線電圧検出回路４２から演算された擬似直流母線電圧と入力電圧上下限演算器４５から演算された入力電圧の理想値に対して、ある幅をもった上下限値を比較し、入力電圧の理想値内に擬似直流母線電圧を制限し、入力電圧値５として用いる。図１０に入力電圧上下限演算器４５で演算される上限電圧値、下限電圧値の波形を示す。また、図１１は、図８で示された電源歪みが発生した場合に電圧値比較器４５によって上下限値が制限された入力電圧値５の波形を示す。これによって瞬時的な（Ａ）、（Ｂ）等の歪みは吸収される。
なお、入力電圧上下限演算器４５で演算される上下限値については、あらかじめ設定された固定値でも良いし、電源条件や同一電源に接続された電力変換装置による入力電圧の共振レベルに応じて、可変できるようにしてもよい。

図１２は本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法のブロック図である。
ＰＷＭサイクロコンバータの制御に用いる入力電圧値５は、電圧値比較器４６によって、実際の入力電圧と異なる場合がある。電力変換装置の保護という観点から、例えば双方向スイッチＳ１〜Ｓ９の耐圧を超えるような入力電圧が印加された場合は、瞬時に運転を停止する必要がある。このため、擬似直流母線電圧検出回路４２にて検出された入力電圧値を入力電圧異常検出回路４７に入力し、入力電圧の異常を検出する。入力電圧異常検出回路４７では、入力電圧の位相検出回路４１で検出された位相から入力電源周波数を演算し、あらかじめ設定された上下限周波数を超えた場合，電源電圧異常信号９を出力する。また、擬似直流母線電圧検出回路４２で検出された電圧値に対してもあらかじめ設定された上下限電圧値を超えた場合、電源電圧異常信号９を出力する。
なお、入力電圧の位相検出回路４１では、（１）三相電源のうち２相の電圧をトランスを介してコンパレータに入力し、位相周波数比較器（ＰＦＤ）、フィルタ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、カウンタを経て位相データとする方法や、（２）コンパレータの出力の矩形波のエッジからエッジまでをタイマーによって計測する方法、（３）入力電圧の瞬時値をＡＤ変換してＣＰＵに取り込み，ソフトウェアで位相を検出する方法等のいずれかを採用することで、入力電圧の位相を検出している。
本発明は、ＰＷＭサイクロコンバータの制御に必要な入力電圧検出において、入力電圧の急激な変動に対して、安定して運転を継続でき、かつＰＷＭサイクロコンバータの主回路部品を破壊に至るような入力電圧の急激な変動に対しては、即座に入力電源電圧の異常を検出することができる。

本発明に係るＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法のブロック図である。 図１に示す入力電源電圧位相、大きさ検出器の詳細ブロック図である。 図１に示す入力電圧の瞬時値と、疑似直流母線電圧と入力電圧位相の関係を示す図である。 図３に示す区間１の入力電圧を拡大した波形図である。 図３に示す擬似直流母線電圧を用いた出力電圧の発生方法を示す波形図である。 １つの三相電源に複数の電力変換装置とその負荷が接続された状態を示す接続図である。 図３に示す電源電圧が歪んだ状態を示す波形図である。 図３に示す電源電圧の歪んだ状態を示す波形図である。 図８に示す電源歪みが発生した場合の擬似直流母線電圧の波形図である。 図２に示す入力電圧上下限演算器で演算される上限電圧値、下限電圧値の波形図である。 図８に示す電源歪みが発生した場合に電圧値比較器によって上下限値が制限された入力電圧値の波形図である。 本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法のブロック図である。 従来のＰＷＭサイクロコンバータの入力電源電圧位相、大きさ検出器の内部ブロック図である。 従来のサイクロコンバータの瞬時電圧位相を計算する計算フローを示す図である。 従来のＰＷＭサイクロコンバータの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 三相電源
２ 入力フィルタ
３ 双方向スイッチ群
４ 入力電源電圧位相，大きさ検出器
５ 入力電圧値
６ 入力電圧位相
７ 制御コントローラ
８ 駆動回路
９ 電源電圧異常信号
１１ サイリスタ用入力フィルタ
１２ サイリスタ
１３ ＰＷＭコンバータ用入力フィルタ
１４ ＰＷＭコンバータ
１５ インバータ
４１ 入力電圧の位相検出回路
４２ 擬似直流母線電圧検出回路
４３ 入力電圧の実効値検出回路
４４ 理想入力電圧演算器
４５ 入力電圧上下限演算器
４６ 電圧値比較器
４７ 入力電圧異常検出回路
Ｓ１〜Ｓ９ 双方向スイッチ
Ｌ１〜Ｌ５ 負荷
ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ 入力電圧
ＶＭＡＸ 入力電圧最大値
ＶＭＩＮ 入力電圧最小値

Claims (2)

1. 三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組合わせた構成で、且つ、各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法において、
   三相交流電源の位相を検出する入力電源電圧位相検出器と、前記三相交流電源と前記入力電源電圧位相検出器により検出した位相より前記三相交流電源の大きさを最大値と最小値の差で表す疑似直流母線電圧として検出する疑似直流母線電圧検出器と、前記疑似母線電圧の実効値と前記入力電圧の位相より入力電圧の理想値を演算する理想入力電圧演算器と、前記演算された入力電圧の理想値に対して上下限の許容幅を演算する入力電圧上下限演算器と、前記疑似直流母線電圧検出器で検出された電圧値と前記入力電圧上下限演算器で演算された上下限の許容幅を比較する電圧比較器と、を有し、前記疑似直流母線電圧検出器で検出された電圧値が前記入力電圧上下限演算器により演算された上下限の許容幅以内になるように前記電圧比較器の出力を調整することを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法。
2. 請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータにおいて前記疑似直流母線電圧検出器の出力と前記入力電源電圧位相検出器の出力から前記三相交流電源の異常を検出する電源異常検出器を具備して入力電圧の異常を検出することを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの入力電圧検出方法。

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