JP2005156565A

JP2005156565A - 磁界内で渦電流トランスデューサを使用する方法及び装置

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Publication number: JP2005156565A
Application number: JP2004342479A
Authority: JP
Inventors: Scott M Hoyte; スコット・モルディン・ホイテ; Jeremiah R Ferguson; ジェレマイア・ロバート・ファーガスン
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 2003-11-26
Filing date: 2004-11-26
Publication date: 2005-06-16
Also published as: US20050114052A1; DE602004001739T2; DE602004001739D1; EP1536202B1; EP1536202A1; US6917896B2

Abstract

【課題】本発明は、一般に、デジタルインピーダンス測定システムに関し、より具体的には、ターゲット上の磁界に対する渦電流トランスデューサの感度の低減を容易にするために使用されるデジタル渦電流システムに関する。
【解決手段】渦電流トランスデューサとターゲットとを隔てるギャップの距離を測定するための方法（４００）が提供される。この方法は、トランスデューサの正規化インピーダンス曲線を求める段階（４０２）と、一定ギャップの線に沿ったトランスデューサの正規化インピーダンスの時間変化率を求める段階（４０４）と、求められた時間変化率を用いて見かけ上のギャップの大きさを補正する段階（４０６）とを含む。
【選択図】図４

Description

本発明は、一般に、デジタルインピーダンス測定システムに関し、より具体的には、ターゲット上の磁界に対する渦電流トランスデューサの感度の低減を容易にするために使用されるデジタル渦電流システムに関する。

回転及び往復運動する機械を分析及び監視する少なくとも幾つかの公知の渦電流近接システムは、信号調整回路と、限定ではないが機械の回転シャフト又は転がり要素軸受のアウタレースを含むことができるターゲット対象物に近接して置かれる近接又は渦電流トランスデューサとを含む。近接トランスデューサは、観測される導電性ターゲット材料のトランスデューサに対する変位運動及び位置を測定する非接触形装置とすることができる。ターゲット、近接トランスデューサ、及び調整回路構成要素は、この回路からの電圧出力がトランスデューサとターゲットとの間の距離すなわち「ギャップ」に正比例するように相互作用することができる。

調整回路は、ターゲット、一体型の感知コイル及びケーブルを含むトランスデューサ、並びに調整回路の電気的組合せの電気的インピーダンス（Ｚｐ）を測定する。インピーダンスは、線形化されて、ギャップに正比例する電圧に変換される。インピーダンスは、調整回路の関数である特定の周波数にて測定される。残留磁気によるか、或いは誘導磁気によって磁化されたターゲットは、測定されるインピーダンスを不正確で予測不能なものとする可能性がある。例えば、磁界は、正常作動中に回転電気機械のシャフトに誘導することができる。しかしながらシャフトが回転すると、近接トランスデューサが監視している区域内にあるシャフトの周縁部近傍で磁界が不均一に誘導される可能性があることから、この磁界の不均一性はインピーダンス値に悪影響を及ぼし、これが出力ギャップ値に影響を及ぼす可能性がある。

その結果、少なくとも幾つかの公知の近接トランスデューサは、均一磁界の効果を補償するための較正処理を含むことができる。しかしながら、ターゲットに影響を及ぼす磁界は不均一である場合が多く、磁界の較正を実行不可能にする。
米国特許第５，８５４，５５３号公報

１つの態様においては、渦電流トランスデューサとターゲットとを隔てるギャップの距離を測定するための方法が提供される。この方法は、トランスデューサの正規化インピーダンス曲線を求める段階と、一定ギャップの線に沿ったトランスデューサの正規化インピーダンスの時間変化率を求める段階と、求められた時間変化率を用いて見かけ上のギャップの大きさを補正する段階とを含む。

別の態様においては、近接トランスデューサと導電性ターゲット材質との間のギャップの距離を求めるための装置が提供される。この装置は、近接トランスデューサと、トランスデューサに作動的に結合されたプロセッサとを含み、このプロセッサは、トランスデューサ及びターゲットに対する正規化インピーダンス曲線を発生し、一定ギャップの線に沿ったトランスデューサ正規化インピーダンスの時間変化率を求め、求められた時間変化率を用いて見かけ上のギャップの大きさを補正するように構成される。

更に別の態様においては、近接トランスデューサとターゲットとを隔てるギャップの距離を求めるためのコンピュータ読取り可能媒体上に具現化されるコンピュータプログラムが提供される。このプログラムは、複素インピーダンス情報を受け取って、トランスデューサの正規化インピーダンス曲線を求め、一定ギャップの線に沿ったトランスデューサの正規化インピーダンスの時間変化率を求め、求められた時間変化率を用いて見かけ上のギャップの大きさを補正するコードセグメントを含む。

図１は、例示的なデジタル渦電流システム１０の概略ブロック図であり、該システム１０は、作動的に結合されたトランスデューサ１２を含む。システム１０は、トランスデューサ１２の未知の電気インピーダンスをデジタル的に測定するのに使用される電圧比法（ＶＲ法）を含む。トランスデューサ１２は、一体型感知素子、すなわちコイル１４と多芯トランスデューサケーブル１５とを含む。感知素子１４は、第１の導線１６と第２の導線１８とを含む。トランスデューサケーブル１５は、第１の導体２２と、トランスデューサケーブル１５の第１の端部２６から第２の端部２８まで延びる第２の導体２４とを含む。

ケーブルの第１の端部２６において、第１の導体２２と第２の導体２４とは、それぞれ感知素子１４の第１の導線１６と第２の導線１８とに作動的に結合される。ケーブルの第２の端部２８において、第１の導体２２はノード４６で抵抗器４０の第２の端子４２に結合され、第２の導体２４は接地ノード４８に結合され、これによって未知の動的トランスデューサインピーダンスＺ_{ｕｎｋｎｏｗｎ}の１つの導線を接地する。

例示的な実施形態においては、トランスデューサ１２は、限定ではないが、監視される機械の回転シャフト又は転がり要素軸受のアウタレースなどの導電性又は金属製のターゲット３０とトランスデューサ１２との間に形成されたギャップ距離２９に相関付けることができる生の動的データを感知する機械に結合される。

デジタル渦電流システム１０は、抵抗値Ｒの抵抗器４０と、第１のノード４４と第２のノード４６との間にそれぞれ結合された第１の端子４１と第２の端子４２とを含む。

トランスデューサ１２は、値Ｚ_{ｕｎｋｎｏｗｎ}の未知の動的トランスデューサインピーダンスを有し、ノード４６において抵抗器４０の第２の端子４２と接地ノード４８との間に結合される。従って、抵抗器４０とトランスデューサ１２とは直列電気接続を形成する。

デジタル渦電流システム１０はまた、フィルタ５０、信号発生器７０、タイミング制御回路８０、サンプリング回路９０、畳み込み回路１００、及びデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１１０を含む。信号発生器７０は、フィルタ５０を介してノード４４で抵抗器の第１の端子４１に作動的に結合されて、抵抗器４０を通る信号を駆動し、これによりトランスデューサ１２は直列に接続された抵抗器４０及びトランスデューサ１２の両端に第1の電圧Ｖ_１を印加して、第２の電圧Ｖ_２をトランスデューサ１２の両端にだけ印加する。また、本明細書で使用する用語「プロセッサ」は、マイクロプロセッサ、中央演算処理ユニット（ＣＰＵ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、論理回路、及び本明細書で説明するような検査システムを実行することができる他の何らかの回路又はプロセッサを意味する。

例示的な実施形態においては、信号発生器７０は、フィルタ５０を介してノード４４で抵抗器４０に作動的に結合されると共に、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１１０に作動的に結合されて、フィルタ５０及び直列接続の抵抗器４０／トランスデューサ１２結合体を通る１つ又はそれ以上の周波数のプログラム可能動的信号を駆動する。具体的には、信号発生器７０は、直接デジタル合成（ＤＤＳ）装置７２を含み、このＤＤＳ装置は、フィルタ５０とバッファ、ゲイン及びオフセット回路６０とを介して抵抗器の第１の端子４１に作動的に結合されて、抵抗器４０とトランスデューサ１２とを通る動的信号又は波形を駆動する。

この動的信号は、第１の電圧Ｖ_１を直列接続の抵抗器４０及びトランスデューサ１２の両端に印加して、第２の電圧Ｖ_２をトランスデューサ１２の両端にのみ印加する。例示的な実施形態においては、トランスデューサ感知素子１４は近接ターゲット３０に結合されて、この動的信号により金属ターゲット３０内に渦電流を誘導する交番磁界を感知素子１４が発生するようにする。次いで、ターゲット３０内の渦電流が感知素子１４内に電圧を誘導し、従って、例えばトランスデューサ１２とターゲット３０との間のギャップ距離２９の変化の関数として変化するトランスデューサ１２のインピーダンス変化を生じさせる。

例示的な実施形態において、信号発生器７０は、フィルタ５０とバッファ、ゲイン及びオフセット回路６０とを介して抵抗器の第１の端子４１に結合された複数のＤＤＳ装置７２を含み、抵抗器４０及びトランスデューサ１２を通る異なる周波数の複数の動的信号を駆動し、次いで、畳み込みを含む処理を行って、トランスデューサ１２とターゲット３０との間のギャップ距離２９に相関付けることができる異なる周波数におけるトランスデューサ１２のインピーダンス測定値が同時に得られる。

各ＤＤＳ装置７２は、インターフェース１１４を介してＤＳＰ１１０に結合され、正弦波のような純粋な周波数／位相プログラム可能動的信号を発生することができる。ＤＳＰ１１０は、出力信号の周波数と位相の両方をプログラムするアルゴリズムを含むことができ、該出力信号を用いて、次に、全デジタル制御下で正確に処理可能な出力周波数／位相を有する周波数／位相プログラム可能動的アナログ信号によりトランスデューサ１２を駆動することができる。従って、各ＤＤＳ装置７２は、駆動信号又は基準信号として使用するために、複数の周波数／位相の正弦波を正確に出力するようにデジタル的にプログラム可能である。１つの実施形態においては、ＤＤＳ装置７２は、ＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅｓ（マサチュセッツ州ノーウッド）から商業的に入手可能な製品番号ＡＤ９８５０のような装置である。

フィルタ５０は、ＤＤＳ装置７２と抵抗器４０との間に電気的に結合されて、ＤＤＳ装置７２からのアナログ動的信号出力を濾波する。例示的な実施形態においては、フィルタ５０は、各ＤＤＳ装置７２と抵抗器４０の第１の端子４１との間に電気的に結合された少なくとも１つの低域フィルタ５２を含み、例えばＤＤＳ装置７２内で生じる高調波を取り除くように各ＤＤＳ装置７２の出力動的信号又は波形を純化する。例えば、１０ビット＋デジタル／アナログコンバータであるＤＤＳ装置７２の出力の結果として、量子化ノイズは低域フィルタを用いてフィルタ除去される。従って、フィルタ５２は、階段状部分を除去して、ＤＤＳ装置７２からのアナログ動的信号出力の平滑化を促進する。更にフィルタ５２は、システム１０のノイズ帯域幅を減少させて信号／ノイズ比の改善を促進する。１つの実施形態においては、低域フィルタ５２は５極楕円フィルタ装置である。

例示的な実施形態において、バッファ、ゲイン及びオフセット回路６０は、フィルタ５０と抵抗器４０との間に電気的に結合され、アナログ動的信号をバッファ及び増幅してアナログ動的信号の任意の所望のオフセットを提供する。サンプリング回路９０は第１のノード４４に結合され、直列接続された抵抗器４０／トランスデューサ１２結合体の両端に印加された電圧Ｖ_１をサンプリングしてデジタル化する。更に、サンプリング回路９０は第２のノード４６に結合され、トランスデューサ１２の両端にのみ印加される電圧Ｖ_２をサンプリングしてデジタル化する。例示的な実施形態においては、サンプリング回路９０は、第１の動的電圧Ｖ_１と第２の動的電圧Ｖ_２をサンプリングしてデジタル化するために、それぞれ第１のノード４４と第２のノード４６に結合された１対のアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）９２及び９４を含む。１つの実施形態においては、ＡＤＣ９２及び９４は、ＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅ（マサチュセッツ州ノーウッド）から商業的に入手可能な製品番号ＡＤ６６４４のような１４ビット広帯域コンバータである。

タイミング制御回路８０は、信号発生器７０の出力信号とサンプリング回路９０のサンプリングレートとを同期させて、該出力信号とサンプルとの間の位相関係が維持されるようにする。タイミング制御回路８０は、ＡＤＣ９２及び９４の各ＤＤＳ装置７２とＤＳＰ１１０とに作動的に結合される。従って、ＤＤＳ装置７２は、この出力の周波数が正確に設定されるように、タイミング制御回路８０によってクロック制御される。更に、タイミング制御回路８０は、動的駆動信号とサンプリングされた信号との間の位相関係が維持されるようにＤＤＳ装置７２の出力とＡＤＣ９２及び９４のサンプリングレートとを同期させる。従って、動的駆動信号と同期させてサンプリングを実行することができる。

タイミング制御回路は、各ＤＤＳ装置７２に作動的に結合されて該装置７２にクロック信号を供給する水晶発振器８４を含む。

ＤＤＳ装置７２とＡＤＣ９２及び９４もまた、信号発生器７０とサンプリング回路９０との間に一定の位相を確保するように発振器８４によってクロック制御される。

畳み込み回路１００は、例えばデジタルダウンカウンタ（ＤＤＣ）の形態の独立形装置とすることができる。例示的な実施形態においては、畳み込み回路１００はサンプリング回路９０とＤＳＰ１１０との間に結合されて畳み込み演算を行う。アナログデジタル変換電圧Ｖ_１Ｄ及びＶ_２Ｄは、畳み込み回路１００によって受信されて畳み込みされ、次いで、複素電圧数Ｖ_１Ｃ及びＶ_２ＣとしてＤＳＰ１１０へ伝送される。畳み込み回路１００は、所定の周波数を処理するようにプログラムすることができる。１つの実施形態においては、畳み込み回路１００は、ＩｎｔｅｒｓｉｌＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ（カルフォルニア州ミルピタス）から商業的に入手可能な製品番号ＨＳＰ５０２１６のようなデジタルダウンカウンタ（ＤＤＣ）である。

別の実施形態においては、デジタル畳み込み回路１００は、デジタル信号プロセッサ１１０と一体的に形成され、この場合、ＤＳＰ１１０は、ＡＤＣ９２及び９４に作動的に結合され、ＡＤＣ９２及び９４から第１及び第２のデジタル化電圧信号Ｖ_１Ｄ及びＶ_２Ｄを受け取り、一体型畳み込み回路１００によりこれらのデジタル化電圧をそれぞれの複素電圧数Ｖ_１Ｃ及びＶ_２Ｃに畳み込む。２１０ＸＸシリーズ装置などの一体型畳み込み回路１００を有するＤＳＰ１１０は、ＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅ（マサチュセッツ州ノーウッド）から商業的に入手可能である。デジタル化電圧を畳み込み回路１００によりそれぞれの複素電圧数Ｖ_１Ｃ及びＶ_２Ｃに畳み込む処理は、同相直交検波又は直交合成として定義される。プロセッサ１１０は、算出されたインピーダンスを、例えばプロセッサ１１０と結合されるメモリ１２０内に記憶されている方程式、アルゴリズム、数値的方法、又は参照用テーブルを使用することによって、監視されているターゲット３０とトランスデューサ１２との間のギャップ距離２９に相関付けられる電圧又はギャップ値に変換することができる。インピーダンス又はギャップ値は、デジタル／アナログコンバータ１４０を介してアナログ出力装置１４２に出力することができる。アナログ出力装置１４２は、アナログ出力が所定の公称作動範囲外である時に作動するよう設定可能な、例えばアラーム、リレー、及び回路遮断器を含むことができる。

インピーダンス又はギャップ値は、通信リンク１４４を介してホストコンピュータ１４６に出力し、回転又は往復動機械の監視に使用するために更に処理することができる。限定ではないが、キーボード、ポインティングデバイス、ボイスコマンド回路、及び／又はタッチスクリーンなどの入力装置１４８を使用して、ディスプレイ１５０上で見ることのできるメニュー方式インターフェースを介してデータを入力し、或いはシステム１０の設定を変えることができる。この入力データは、計算にそのまま使用することができ、或いは後の使用のためにメモリ１２０内に記憶することができる。ディスプレイ１５０は、例えば、ＣＲＴ又はＬＣＤ、及び／又はハードコピー装置を含むことができる。

作動時には、トランスデューサ先端部の周りにＲＦ磁界が生成されるように、ＲＦ信号がトランスデューサコイル１４から送信される。例示的な実施形態においては、ＲＦ磁界は、約０．１インチ（１００ｍｉｌ）より大きなギャップ距離２９まで広がる。ターゲット３０がＲＦ磁界内に存在する時には、ターゲット３０の表面に渦電流が流れる。渦電流の侵入深さは、ターゲット３０の導電率と透磁率とによって決まる。例えば、Ｅ４１４０鋼の侵入深さは、約０．００３インチ（３ｍｉｌ）である。ターゲット３０内で渦電流の流れを生じさせるのに十分な程トランスデューサ１２がターゲット３０に近接している時には、ＲＦ信号は、トランスデューサ１２とターゲット３０との間のギャップ距離２９が最小であり、その結果ターゲット３０内を流れる渦電流が最大になる時にＲＦ信号の振幅が最小であるように影響を受ける。同様に、トランスデューサ１２とターゲット３０との間のギャップ距離２９が最大であり、その結果ターゲット３０内を流れる渦電流が最小になる時にＲＦ信号の振幅は最大である。更に、ターゲット３０がＲＦ磁界内でゆるやかに移動している時、ＲＦ信号の振幅はゆるやかに増減する。ターゲットがＲＦ磁界内で急速に移動している場合には、ＲＦ信号の振幅は急速に増減する。ターゲット３０がトランスデューサ１２に対して振動している場合などのターゲット３０の振動運動は、ＲＦ信号を変調させる。

図２は、トランスデューサ１２及びターゲット３０に対する正規化インピーダンスグラフ図１６０を示し、複数の正規化インピーダンス曲線１６２を含む。例示的な実施形態において、グラフ図１６０は、異なる励起周波数とターゲット３０からの異なるギャップ距離値とにおけるトランスデューサ１２のインピーダンスを測定することによって生成される。１つの実施形態において、ターゲット３０はＥ４１４０鋼で作られている。図１６０上の０．０、１．０に位置する起点１６４から外向きに放射する複数の線１８２乃至１９７は、ギャップ線である。これらは、これらの線の最右端で表される近位ギャップ位置から起点１６４で表される遠位ギャップ位置まで変化する種々のギャップ距離値及び一定周波数におけるターゲット３０による正規化インピーダンスを表している。これらの線は、周波数が増大するにつれて矢印Ｆに沿って時計方向に回転する。複数の弧２００乃至２０８は、トランスデューサ１２がターゲット３０から一定のギャップ距離値に置かれ、且つ励起周波数が変化する場合のトランスデューサ１２のインピーダンスを表している。

作動時には、グラフ図１６０は、次のようにして求められる。
１．トランスデューサ１２の遠位ギャップインピーダンスを測定する。この場合、遠位ギャップインピーダンス＝Ｒ_０＋ｊωＬ_０
２．ターゲット３０に近いトランスデューサ１２のインピーダンスを測定する。この場合、近位ギャップインピーダンス＝Ｒ＋ｊωＬ
３．正規化インピーダンスを求める。この正規化インピーダンスは、次のような正規化抵抗項と正規化リアクタンス項とを含む、
正規化抵抗＝（Ｒ−Ｒ_０）／ωＬ_０
正規化リアクタンス＝ωＬ／ωＬ_０
４．グラフ図１６０上に各々の点をプロットして、同一周波数で収集された点を結ぶ。
５．同一ギャップ距離値にて収集された点を結び、図２に示すようなグラフを得る。

各ターゲット材料は、固有の特性正規化インピーダンスグラフを有する。各グラフの曲線は、ターゲットの特性の影響を受け、曲線は、ターゲットの導電率及び透磁率が増大するにつれて時計方向に回転することが観察された。同様に、ターゲットの導電率及び透磁率が増大するにつれて、ギャップ距離に応じて抵抗変化よりも大きなリアクタンス変化が存在することも観察された。

正規化インピーダンスグラフを求める上記の方法を用いて、延長ケーブルと結合した状態でトランスデューサの遠位ギャップインピーダンスと近位ギャップインピーダンスとを求めて、トランスデューサ／延長ケーブル結合体の正規化インピーダンスグラフを得ることができる。

更に、１つ又はそれ以上の正規化インピーダンス曲線は、１つのトランスデューサを選び、異なるターゲット材質に関して異なる周波数及び異なるギャップ距離値においてそのインピーダンスを測定し、この情報を、例えばメモリ１２０内に記憶させることにより生成することができる。

図３は、トランスデューサ１２及び磁化されたターゲット３０（図１に示す）に対する例示的な正規化インピーダンス曲線３０２のグラフ図３００である。例示的な実施形態において、ターゲット３０はＥ４１４０鋼で作られている。グラフ図３００は、トランスデューサ１２の正規化抵抗を表すｘ軸３０４を含む。ｙ軸３０６は、トランスデューサ１２の正規化リアクタンスを表す。グラフ図３００は、全体的に正規化インピーダンス曲線３０２を定義し、各々が所定の周波数及びトランスデューサ１２とターゲット３０間の複数のギャップ距離２９におけるトランスデューサ１２のインピーダンスを表す複数のプロット点を含む。曲線３０２の近位ギャップ端部３０８は、ターゲット３０がトランスデューサ１２に近接して位置する時のトランスデューサ１２のインピーダンスを表す点を含む。曲線３０２の遠位ギャップ端部３１０は、ターゲット３０がトランスデューサ１２から比較的遠位ギャップ距離２９にある時のトランスデューサ１２のインピーダンスを表す点を含む。曲線３０２は、トランスデューサ１２とターゲット３０とが外部磁界によって影響を受けていない状態での正規化インピーダンス点を表している。ターゲット３０が磁化されていない場合には、ターゲット３０の結晶構造の磁界はランダムに並び、正味磁界を全く発生しない。ターゲット３０が外部磁界内に置かれている場合には、個々の結晶磁界は、外部磁界の磁束線と整列する。外部磁界が取り除かれると、個々の結晶の磁気モーメントが整列した状態を維持してターゲット３０内に正味磁界を生じることにより、ターゲット３０は磁化された状態を維持することができる。ターゲット３０の磁化は、必ずしもギャップ距離２９に関係せず、ギャップ距離２９に加えてターゲット３０の磁化の強さと向きに関係してトランスデューサ１２のインピーダンスに影響を及ぼす可能性がある。このような関係は、曲線３０２の移動又は変位によって立証することができる。

ターゲット３０の磁化は、磁化曲線すなわちＢＨ曲線を辿る。例えば、ターゲット３０が６０ヘルツの交番磁界によって磁化されている時には、ターゲット３０の磁化は、毎秒６０回ＢＨ曲線の周りを辿ることができる。ターゲット３０の透磁率は、ＢＨ曲線の正接を辿る。従って、ターゲット３０がより強く磁化されるにつれて、ターゲット３０の透磁率は低下する。ターゲット３０の透磁率におけるこの低下は、正規化インピーダンス曲線３００における移動として現れる。例えば、一定ギャップの第１の線３１２は、グラフ図３００上に重ねることができる。トランスデューサ１２がターゲット３０から一定のギャップで保持され、ターゲット３０の磁界が変化する時、トランスデューサ１２の正規化インピーダンスは、線３１２に沿ったリフトオフ線３１４を形成する点としてプロットすることができる。更に、線３１２に沿った点の位置の時間変化率は、ターゲット磁界の強さ及び時間変化率と相関付けることができる。

一定ギャップの第２の線３１６は、トランスデューサ１２がターゲット３０から第２の一定ギャップにて保持され、ターゲット３０の磁界が変化する時のインピーダンス値を表しており、トランスデューサ１２の正規化インピーダンスは、線３１６に沿ったリフトオフ線３１８を形成する点としてプロットすることができる。ターゲット３０に対するリフトオフ線３１４及び３１８は、多くの要因と関係付けることができる。トランスデューサ１２のギャップ、励起周波数、及びトランスデューサ１２の平均又は有効半径は、トランスデューサ１２に対して制御可能な公知の要因である。トランスデューサ１２と関係のない要因としては、正規化周波数に影響を及ぼすターゲットの導電率及び透磁率が含まれる。従って、トランスデューサ１２の作動周波数におけるシフトが正規化インピーダンスグラフ図３００に影響を及ぼすのと同様に、ターゲットの導電率及び／又は透磁率の変化は、正規化インピーダンスグラフ図３００に影響を及ぼす可能性がある。ターゲット３０とトランスデューサ１２との間の相対的な向きも、リフトオフ線３１４又は３１８の表示に影響を及ぼす可能性がある。

図４は、渦電流トランスデューサ１２とターゲット３０とを隔てるギャップを測定するための例示的な方法４００のフロー図である。方法４００は、トランスデューサの正規化インピーダンス曲線を求める段階４０２を含む。例示的な実施形態においては、正規化インピーダンス曲線は、リアルタイムに求められる。本明細書で使用されるリアルタイムとは、結果に影響を与える入力が変化した後、実質的に短期間で結果が生じることを言う。この期間は、規則的に繰り返される作業の各反復の間の時間量とすることができる。このような繰り返される作業は、周期的作業と呼ばれる。この時間期間は、結果の重要度及び／又は入力の処理を実行して結果を発生するシステムの能力に基づいて選択することができ、或いはシステムを構成する構成要素に固有の遅延とすることができるリアルタイムシステムの設計パラメータである。別の実施形態においては、正規化インピーダンス曲線は、較正処理などにより予め定められ、システム１０のメモリ内に記憶される。一定ギャップの線に沿ったトランスデューサ正規化インピーダンスの時間変化率は、４０４で求められる。

電動機又は発電機の回転するシャフトに誘導される磁界などによる外部磁界によってターゲットが影響を受ける時には、トランスデューサのインピーダンスは、磁界の強さ及び／又は磁界の時間変化率の関数として変化することができる。インピーダンスの変化は、実際にトランスデューサとターゲットとを隔てるギャップに何の変化も起こっていなくとも、このギャップにおける変化として現れることができる。作動時におけるシステム１０の不正確さを低減するために、正規化インピーダンス曲線上の一定ギャップの線に沿ったトランスデューサインピーダンスの求められた時間変化率を使用して、見かけ上のギャップを補正することができる（段階４０６）。同様に、トランスデューサインピーダンスが、一定ギャップの線に沿って正規化インピーダンス曲線から移動する距離を用いて、見かけ上のギャップを補正することができる（段階４０６）。

上述の方法及び装置は、外部磁界の存在下でギャップを正確に測定するコスト効果と信頼性のある手段を提供する。より具体的には、この方法及び装置は、ターゲットが磁界によって影響を受ける際に渦電流トランスデューサを利用したトランスデューサに関するターゲットの近接度及び／又は振動の測定を容易にする。その結果、本明細書に説明した方法及び装置は、コスト効果及び信頼性のある方法で装置の監視を促進する。

渦電流トランスデューサとターゲットとの間のギャップ及び／又は振動の測定に関連して本発明を説明したが、多くの他の用途が企図される。例えば、本発明は、限定ではないが、処理システム、測定及び計測システムなどの交番磁界及び／又は静止磁界によって装置が影響を受ける可能性のある任意のシステムに適用することができる。

以上において、渦電流インピーダンス測定システムの例示的な実施形態が詳細に説明された。これらのシステムは、本明細書に説明された特定の実施形態に限定されるものではなく、各システムの構成要素は、本明細書に説明された他の構成要素とは独立して個別に利用することができる。また、各システム構成要素は、他のシステム構成要素と組み合せて使用することもできる。

様々な特定の実施形態に関して本発明を説明してきたが、本発明が添付の請求項の精神及び範囲内で変更を実施可能であることは当業者であれば理解されるであろう。なお、特許請求の範囲に記載された符号は、理解容易のためであってなんら発明の技術的範囲を実施例に限縮するものではない。

例示的なデジタル渦電流システムの概略ブロック図。図１に示すトランスデューサ及びターゲットの正規化インピーダンスのグラフ図。磁化されたターゲットに関する図２に示す例示的な正規化インピーダンス曲線のグラフ。渦電流トランスデューサとターゲットとを隔てるギャップを測定するための例示的な方法のフロー図。

符号の説明

４０２トランスデューサの正規化インピーダンス曲線を求める
４０４一定ギャップの線に沿ったトランスデューサ正規化インピーダンスの時間変化率を求める
４０６求められた時間変化率を用いて見かけ上のギャップの大きさを補正する

Claims

渦電流トランスデューサとターゲットとを隔てるギャップの距離を測定するための方法（４００）であって、
トランスデューサの正規化インピーダンス曲線を求める段階（４０２）と、
一定ギャップの線に沿った前記トランスデューサの正規化インピーダンスの時間変化率を求める段階（４０４）と、
前記求められた時間変化率を用いて見かけ上のギャップの大きさを補正する段階（４０６）と、
を含む方法（４００）。
前記正規化インピーダンス曲線を求める段階が、
複数のギャップ距離値における前記渦電流トランスデューサの複素電気インピーダンス値を計算する段階と、
前記複素電気インピーダンス値を正規化する段階と、
を含む請求項１に記載の方法（４００）。
前記正規化インピーダンス曲線を求める段階が、前記正規化インピーダンス曲線をリアルタイムに求める段階を含む請求項１に記載の方法（４００）。
前記時間変化率を求める段階が、前記ターゲットの磁界による時間変化率を求める段階を含む請求項１に記載の方法（４００）。
前記見かけ上のギャップを補正する段階が、前記ターゲットの磁界による見かけ上のギャップへの寄与を低減するように前記見かけ上のギャップを補正する段階を含む請求項１に記載の方法（４００）。
渦電流トランスデューサと導電性ターゲット材質（３０）との間のギャップ（２９）の距離を求めるための装置（１０）であって、
渦電流トランスデューサ（１２）と、
前記トランスデューサに作動的に結合されたプロセッサ（１１０）と、
を備え、
前記プロセッサが、前記トランスデューサ及び前記ターゲットに対する正規化イ
ンピーダンス曲線を発生し、一定ギャップの線に沿ったトランスデューサ正規化
インピーダンスの時間変化率を求め、前記求められた時間変化率を用いて見かけ上のギャップの大きさを補正するように構成されていることを特徴とする装置（１０）
前記渦電流トランスデューサに作動的に結合される、前記渦電流トランスデューサに電流を流すように構成された信号発生器（７０）と、
前記渦電流トランスデューサの両端に印加されるアナログ電圧をサンプリングしてデジタル化するように構成されたサンプリング回路（９０）と、
デジタル化された電圧をデジタル波形で畳み込み、前記渦電流トランスデューサの両端に印加されたアナログ電圧と相関した複素数を形成する畳み込み回路（１００）とを更に含み、
前記プロセッサが、前記複素数を前記渦電流トランスデューサと導電性ターゲットとの間のギャップ距離に相関したギャップ距離値に処理するように構成されたことを特徴とする請求項６に記載の装置（１０）。
前記プロセッサ（１１０）が、前記渦電流トランスデューサインピーダンスと前記渦電流トランスデューサを駆動する電流の測定周波数とを処理して正規化インピーダンス曲線を発生させるように構成されたことを特徴とする請求項７に記載の装置（１０）。
前記信号発生器（７０）が、前記渦電流トランスデューサを駆動する電流の周波数を調節するように構成されたことを特徴とする請求項７に記載の装置（１０）。
前記渦電流トランスデューサと前記導電性ターゲット材質との間の前記ギャップ距離と相関したギャップ距離値の関数として信号を出力するように構成された出力回路を更に含むことを特徴とする請求項７に記載の装置（１０）。