JP2005130591A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高速運転性能を向上したモータ制御装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子により直流電圧を交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、モータ誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、その磁極位置に基づいて電圧波形１を出力する電圧制御第１手段３と、電圧波形１をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ）個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段２と、磁極位置選択に基づいて電圧波形２をＰＷＭ制御手段５に出力する電圧制御第２手段４とを有し、電圧制御第２手段４は選択されない各々ｎ個の時間領域では所定の電圧波形２を出力し、磁極位置と磁極位置選択とに基づいて交流電圧の位相角を制御し、所定電気角区間において位相角をさらに進角させる位相角設定手段１４とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。

ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来、１２０゜通電制御の方式と、正弦波１８０゜通電制御がある。１２０゜通電方式は、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する（例えば、特許文献１参照）。

１８０゜通電方式は、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。この位置検出信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である（例えば、特許文献２及び３参照）。
特許第２６４２３５７号公報 特開平７−２４５９８２号公報 特開平７−３３７０７９号公報

従来の構成における課題を説明する。

図５は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。この１２０゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。また、１２０゜通電では、１相当たり誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を１５０゜程度に設定して運転させようとすると、１相当たり誘起電圧が電気角３０゜分しか連続確認できず、通常運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。また、本構成では、１８０゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。図６（ａ）は１２０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２０の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２１の位置まで進角させる。しかし、相電流２１の位置より進角させることは困難であるため、最高回転数も低くなり、限定された速度範囲しか運転できない課題がある。

図６（ｂ）は１８０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。１８０゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の３次高
調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。

また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波１８０゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。１８０゜通電制御の場合にも、通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２２の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２３の方向へ進角させる。

本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。

本発明に係るモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧検出手段から電気角１周期に６個出力される磁極位置に基づいて電圧波形１を出力する電圧制御第１手段と、該電圧波形１を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、所定周波数領域内で動作し前記磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ（＝ｍ≧０と定義））個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段と、該磁極位置選択に基づいて電圧波形２を前記ＰＷＭ制御手段に出力する電圧制御第２手段とを有し、該電圧制御第２手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では所定の電圧波形２を出力し、前記所定周波数領域内の真偽判定により前記電圧制御第１手段もしくは前記電圧制御第２手段のどちらか一方を動作させ、前記磁極位置と前記磁極位置選択とに基づいて前記交流電圧の位相角を制御し、所定電気角区間において該位相角をさらに進角させる位相角設定手段とを有するものである。

また、上記所定電気角区間は、磁極位置選択区間直後の磁極位置選択区間を含まない電気角１２０゜区間であるものである。

また、上記位相角設定手段は、電気角６０゜毎に同値もしくは異なった値に設定するものである。

また、上記位相角設定手段は、電気角の増加に対する進角値を単調減少関数となるように設定するものである。

また、上記位相角設定手段は、位相角について電気角６０゜毎にそれぞれ個別に進角最大値を設定するものである。

また、上記位相角設定手段は、上記磁極位置選択を含む時間領域においては、位相角を０゜に設定するものである。

本発明に係るモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧検出手段から電気角１周期に６個出力される磁極位置に基づいて
電圧波形１を出力する電圧制御第１手段と、該電圧波形１を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、所定周波数領域内で動作し前記磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ（＝ｍ≧０と定義））個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段と、該磁極位置選択に基づいて電圧波形２を前記ＰＷＭ制御手段に出力する電圧制御第２手段とを有し、該電圧制御第２手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では所定の電圧波形２を出力し、前記所定周波数領域内の真偽判定により前記電圧制御第１手段もしくは前記電圧制御第２手段のどちらか一方を動作させ、前記磁極位置と前記磁極位置選択とに基づいて前記交流電圧の位相角を制御し、所定電気角区間において該位相角をさらに進角させる位相角設定手段とを有するものである。これにより、ブラシレスＤＣモータに流れる電機子電流の位相角を自由自在に制御できるので、運転用途に応じた運転性能・運転特性を引き出すことができる。

また、上記所定電気角区間は、磁極位置選択区間直後の磁極位置選択区間を含まない電気角１２０゜区間であるものである。これにより、モータ電流波形が滑らかになり、モータ制御装置の運転音・共振音を極力小さく抑えることができる。

また、上記位相角設定手段は、電気角６０゜毎に同値もしくは異なった値に設定するものである。これにより、位相角をきめ細かく制御できるので、運転負荷に応じた位相角を最適設計でき、高効率・高速性能・低騒音などの運転性能が向上する。

また、上記位相角設定手段は、電気角の増加に対する進角値を単調減少関数となるように設定するものである。これにより、位相角変化を緩和した電流波形を供給できるので、低振動・低騒音・低発熱・低入力を高次元でバランスさせたモータ制御装置を構築できる。

また、上記位相角設定手段は、位相角について電気角６０゜毎にそれぞれ個別に進角最大値を設定するものである。これにより、位相角制御範囲を限定したので、ブラシレスＤＣモータにとって負担となるような過度な位相角での過酷運転を極力排除でき、モータ制御装置の信頼性・寿命が向上する。

また、上記位相角設定手段は、上記磁極位置選択を含む時間領域においては、位相角を０゜に設定する。これにより、誘起電圧のゼロクロス信号を的確・確実に検出できるようになるので、極めて高い制御安定性を確保でき、脱調・乱調・異常振動・異常音のない動作信頼性に極めて優れたモータ制御装置を提供できる。

（実施の形態１）
以下、添付の図面を用いて、本発明に係るモータ制御装置の実施の形態を説明する。図１に本実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図を示す。本実施の形態のモータ制御装置は、３相ブラシレスＤＣモータ７を回転数制御するモータ制御装置を示している。この図において、モータ制御装置は、直流電圧８を交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータ（以下、ＢＬＭと略）７に出力する直流交流変換手段６と、ＢＬＭ７の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、誘起電圧検出手段１から出力される磁極位置に基づいて電圧波形１を出力する電圧制御第１手段３と、電圧波形１をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ（＝ｍと定義））個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段２と、磁極位置選択に基づいて電圧波形２をＰＷＭ制御手段５に出力する電圧制御第２手段４とを有し、電圧制御第２手段４は磁極位置選択の各々ｍ個の時間領域における電圧位相よりも選択されない各々ｎ個の時間領域の電圧位相を所定値進角させた電圧波形２を出力する。

ＰＷＭ制御手段５は、ＢＬＭ７を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭ信号を出力する。直流交流変換手段６は、高速に開閉する６つのスイッチング素子から成り立っている。

まず、図１において誘起電圧検出手段１と電圧制御第１手段３、ＰＷＭ制御手段５の役割について順次説明する。この部分は、図５の従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。

図１において、誘起電圧検出手段１は、ＢＬＭ７の誘起電圧を降下させ、そのゼロクロス信号を検出し、そのゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御第１手段３に出力する。電圧制御第１手段３はその磁極位置に基づいて、ＢＬＭ７を駆動させるための電圧波形を演算しそれを電圧波形１としてＰＷＭ制御手段５に出力する。電圧波形１に基づきＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を直流交流変換手段６に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、ＢＬＭ７の回転数は、直流交流変換手段６から出力される交流電圧の周波数と位相（以下、『インバータ周波数』と称す）を変化させることにより制御される。

１２０゜通電制御の場合、ＰＷＭ制御手段５は、直流交流変換手段６のスイッチング素子を開閉する６通りのＰＷＭ信号を出力し、その６通りのＰＷＭ信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段６から出力されるインバータ周波数が制御される。

６通りのＰＷＭ信号について説明する。６通りのＰＷＭ信号とは、直流交流変換手段６のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ＰＷＭ信号は、インバータ電気角１周期において６つの基本的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ＰＷＭ信号１周期の逆数がインバータ周波数となる。

実際、ＢＬＭ７の回転数を変更させるべき手法は、ＰＷＭ制御手段５が直流交流変換手段６のインバータ周波数を変化させながら、ＢＬＭ７を回転数制御する。

直流交流変換手段６は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子１個、下アームにスイッチング素子１個具備している。

ＰＴＮ１では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。

ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子が通電される。

ＰＴＮ３では、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子が通電される。

ＰＴＮ４では、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。

ＰＴＮ５では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。

ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。

ＰＷＭ信号の転流切換は、電圧制御第１手段３の電圧波形１出力に基づいて行われる。

誘起電圧検出手段１の詳細動作を図３の誘起電圧検出手段の動作説明図を用いて説明する。ＢＬＭ７の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角１周期中に６回発生する。図３は１相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図３（ａ）は相電流波形と誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧１０と相電流９とその正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２を示している。正ゼロクロス信号１１は電気角０゜、逆ゼロクロス信号１２は電気角１８０゜で発生するものとする。誘起電圧検出手段１が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧８の負側をＧＮＤ電位Ｎとするならば、図３の誘起電圧１０ａ・１０ｂのようになっており、これはＢＬＭ７の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧１０の電圧波形にＰＷＭ電圧成分が重畳された波形となる。基本的には、直流電圧８ＶＤＣの半分である（＝ＶＤＣ／２）と誘起電圧１０ａ（１０ｂ）の交点、さらには直流交流変換手段６の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ１つずつ導通点弧している期間（図３中のＴＯＮ部分）であれば正ゼロクロス信号１１（逆ゼロクロス信号１２）を検出できる。

誘起電圧検出手段１は、図中の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を検出して、それを磁極位置として電圧制御第１手段３に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御第１手段３は相電流９とほぼ相似形の電圧波形１を演算し、ＰＷＭ制御手段５ではその電圧波形１の情報に基づいて、各電気角に対応したＰＷＭ信号のベースＰＴＮを創出する。電気角Ｘ１〜Ｘ２、Ｘ３〜Ｘ４は電流カット区間である。また、電圧制御第１手段３は１２０゜〜１８０゜通電波形の電圧波形１を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を１８０゜未満にする必要がある。

通電角＞１２０゜とする場合には、１２０゜通電制御で説明した６通りのＰＷＭ信号に加えて、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を追加する。基本的には、３相のうちどれか１相でも電流ＯＦＦとなる区間では、１２０゜通電制御用のＰＷＭ信号を使用する。３相すべてに相電流が流れている区間では、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を使用する。このＰＷＭ信号については、３相正弦波ＰＷＭ制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。

なお、電圧波形１は相電流９とほぼ相似系であるが、実際その位相差は相電流９に対して多少進んでいる。本文の説明では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち、相電流９＝電圧波形１と定義する。

図７は、ＢＬＭ７の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌｕ・Ｌｖ・Ｌｗは各相のインダクタンス、Ｅｕ・Ｅｖ・Ｅｗは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、ＢＬＭ７が無通電状態で回転したときに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。図４は３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のＵ１はＥｕの正ゼロクロス位置を、Ｕ２は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には６０゜毎、電気角１周期につき６回発生することになる。これらゼロクロス位置を、ＢＬＭ７の真の磁極位置と命名する。

ＢＬＭ７の真の磁極位置は、誘起電圧１０のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりＢＬＭ７を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好
ましい場合もある。本実施の形態では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。すなわち、
真の磁極位置＝誘起電圧ゼロクロス位置
である。すなわち、図３（ａ）の誘起電圧１０がＵ相に対応したものであるならば
ゼロクロスＵ１＝正ゼロクロス信号１１
ゼロクロスＵ２＝逆ゼロクロス信号１２
である。なお、
Ｅｕ≠誘起電圧１０
である。上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。

次に、誘起電圧選択手段２と電圧制御第２手段４の動作を説明する。この部分は本発明による新しい制御機構である。誘起電圧選択手段２は、誘起電圧検出手段１の出力である磁極位置を選択するものである。その選択動作としては、
電気角１周期中に、ｎ個間引く（（６−ｎ）（＝ｍ）個選択する）
である。ここでｎ，ｍは、
ｎ≧０ かつ ｍ≧０ ；ｎ＋ｍ＝６
を満たす自然数である。なお、上記変数は一定値である必要はなく、１周期毎もしくは、それ以上の周期で変化させてもよい。もしくは、１周期未満の周期でも変化させてもよい。この選択した磁極位置を磁極位置選択として電圧制御第２手段４に出力する。

電圧制御第２手段４では、磁極位置選択にもとづいて電圧波形２を創出する。その電圧波形２にもとづいてＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を演算するのは電圧波形１からＰＷＭ信号を創出する方式と同等である。なお、モータ制御装置の運転状態に応じて、ＰＷＭ制御手段５は電圧波形１もしくは電圧波形２を選択するようになっている。電圧波形２を図２の本実施の形態の相電流波形と誘起電圧波形との関係図を参照して説明する。

図２（ａ）（ｂ）は、ｎ＝４（ｍ＝２）と設定し、かつゼロクロスＵ１とゼロクロスＵ２を選択した場合である。なお、ゼロクロスＶ１とゼロクロスＶ２、ゼロクロスＷ１とゼロクロスＷ２の組合せでもよい。正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２は１８０゜毎に磁極位置選択として入力されるので、これに基づいて電圧波形２を相電流９ａのようにつくることができる。正ゼロクロス信号１１・逆ゼロクロス信号１２の検出のために、Ｘ１〜Ｘ２、Ｘ３〜Ｘ４の区間は電流をゼロにしている。ここで、
−３０゜≦Ｘ１≦０゜
０゜≦Ｘ２≦３０゜
１５０゜≦Ｘ３≦１８０゜
１８０゜≦Ｘ４≦２１０゜
３３０゜≦Ｘ５≦３６０゜
を満たす実数である。

図２（ｂ）は図２（ａ）に対して、Ｘ３およびＸ５を小さく設定（進角設定）した場合の電流波形である。相電流９ｂは見かけ上、誘起電圧１０に対して進角することになり、ＢＬＭ７の回転数を向上できる。なお、上記ｎおよびｍの設定は一例であり、モータ制御装置の運転状態により電気角２周期以上にわたり、
ｎ＝６（ｍ＝０）
でもよい。また、突発的偶発的外乱もしくは必然的外乱作用によりＢＬＭ７の回転速度が急変した場合でも、ｎ（もしくはｍ）をリアルタイムに制御（電気角１周期以内にｎを数回変化）すれば、モータ制御装置の制御安定性・応答性を十分に確保しつつｎを大きくとることができるため、電圧制御第２手段４出力である電圧波形２の波形自由度を向上できるため、任意の相電流波形をＢＬＭ７に供給できる。

次に、位相角設定手段１４の動作を図８を使用して説明する。位相角設定手段１４は、電気角６０゜×整数倍毎に同等もしくは異なる位相角を個別に持ち、その位相角を各電気角毎に電圧制御第２手段４に出力する。また、位相角設定手段１４は、それら位相角の最大値および最小値を規定し、さらには電気角６０゜×整数倍毎に、各々異なる最大値および最小値を設定することもできる。位相角設定手段１４は、誘起電圧検出手段１の誘起電圧ゼロクロス信号に基づいて、誘起電圧ゼロクロス信号に対応する各電気毎の位相角を電圧制御第２手段４に出力する。また、誘起電圧選択手段２の磁極位置選択出力に基づいて、その磁極位置選択に対応した電気角領域・時間領域の場合には、位相角設定手段１４は位相角を０゜にし、その位相角値を電圧制御第２手段４に出力する。これらのイメージ図を図８に示す。図８は、位相角設定手段１４の動作を示したものであり、誘起電圧検出手段１から出力されるゼロクロス信号に対応した各電気角毎に、位相角設定手段１４において設定される位相角を表す。位相角値を増やせばブラシレスＤＣモータ７の電機子電流は誘起電圧に対して進み位相となり、この状態を電流進角と定義する（単に進角ともいう）。各電気角に対応した位相角１５は、誘起電圧選択手段２において、
ｎ＝５，ｍ＝１
とし、位相角設定手段１４における位相角設定個数をｎ０とすれば、
ｎ０＝６
としたものである。各ゼロクロス信号に対応した電気角毎に区間分割し、その回転分割区間ｉ（本図では０≦ｉ≦５を満たす自然数）毎の位相角１５φｉを定義する。図に示すように、φｉはＵ相電流１６、Ｖ相電流１７、Ｗ相電流１８の位相角を決定するものである。ここでいう位相角は、誘起電圧ゼロクロス信号に対しての位相角を表すことになる。本図では、誘起電圧選択手段２の設定を
電気角３６０゜＊自然数
毎に、誘起電圧ゼロクロス信号を選択する設定である。この設定の場合には、
電気角３６０゜＊自然数
に相当する電気角の場合には、位相角を０゜にする。すなわち、
φ０＝φ６＝０゜
である。

位相角１５は、その位相角を電気角に対してステップ状に配置したものである。とくに、電気角６０゜〜１８０゜区間（１２０゜分）の位相角を他の電気角区間に比べ、より進角側に設定している。電気角０゜〜６０゜区間の位置検出と進角不足とにより、電気角０゜〜１８０゜区間のＢＬＭ７の電機子電流が他の区間より小さくなる。この電流値をできるかぎり大きくするためには、電気角６０゜〜１８０゜区間の電流進角値を増加させることが効果的である。これにより、ＢＬＭ７の電機子電流を最適に補償することができるので、電流波形歪みやアンバランス成分を極力小さく抑えることができ、低振動化・低騒音化を達成できることとなる。

また、位相角１５ａは、その位相角を電気角に対して単調減少関数状に配置したものである。このようにすれば、位相角変化を応用することによりトルク脈動成分が分散され、低振動化・低騒音化・低入力化を達成できることとなる。

なお、位相角１５ｂのように設定してもよく、モータ制御装置の適用用途に応じて位相角１５〜１５ｂを実機評価し、最適な位相角を選択すれば良い。

上記説明では、誘起電圧選択手段２の磁極位置選択として１相分のゼロクロス信号（Ｕ１）に基づく記述であるが、もちろん２相〜３相にわたりどのゼロクロス信号を選択してもよく、全相においてそのゼロクロス信号を適宜選択・非選択可能である。

ＰＷＭ制御手段５をＢＬＭ７の低速〜中速回転時には電圧波形１を選択し、高速回転時には電圧波形２を選択するようにすれば、低中速時には磁極位置をすべて利用するので安定性が向上し、また駆動効率のよい１２０゜通電制御〜１５０゜通電制御を活用できる。高速域では、正弦波電流や台形波・円弧状電流による進角制御を利用できるので高速性能が向上する。

誘起電圧選択手段２において、ＢＬＭ７の電気角周期に換算して電気角（磁石極数／２）周期毎に磁極位置を１回選択した磁極位置選択を出力するようにしても良い。これにより、モータ１回転当たりにつき１回誘起電圧ゼロクロス信号を検出することになるので、１回転毎に周期的・規則的な速度変動のある負荷（たとえばロータリコンプレッサ）を駆動した場合でも、定速・定常運転領域においては誘起電圧ゼロクロス信号を検出する瞬間のモータ回転速度はほぼ一定値をとるようになる。この場合、モータ制御装置は速度変動影響をほとんど受けず非常に安定した速度制御系を構築できるようになる。

以上、本実施の形態は３相ブラシレスＤＣモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスＤＣモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施の形態の変更・追加・削除はもちろん可能である。

本発明にかかるモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータにおいて音・振動発生の少ない高速運転が可能となるので、インバータエアコン・汎用インバータ装置等の用途に適用できる。

本発明の実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図 本発明の実施の形態の相電流波形と誘起電圧波形との関係図 誘起電圧検出手段の動作説明図 ３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図 従来のモータ制御装置の制御ブロック図 従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図 ３相ブラシレスＤＣモータの等価回路図 位相角設定手段の動作説明図

符号の説明

１ 誘起電圧検出手段
２ 誘起電圧選択手段
３ 電圧制御第１手段
４ 電圧制御第２手段
５ ＰＷＭ制御手段
６ 直流交流変換手段
７ ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＭ）
８ 直流電圧
９ 相電流
１０ 誘起電圧
１１ 正ゼロクロス信号
１２ 逆ゼロクロス信号
１４ 位相角設定手段
１５ 位相角
１６ Ｕ相電流
１７ Ｖ相電流
１８ Ｗ相電流
２０ 相電流
２１ 相電流
２２ 相電流
２３ 相電流

Claims (6)

1. スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧検出手段から電気角１周期に６個出力される磁極位置に基づいて電圧波形１を出力する電圧制御第１手段と、該電圧波形１を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、所定周波数領域内で動作し前記磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ（＝ｍ≧０と定義））個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段と、該磁極位置選択に基づいて電圧波形２を前記ＰＷＭ制御手段に出力する電圧制御第２手段とを有し、該電圧制御第２手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では所定の電圧波形２を出力し、前記所定周波数領域内の真偽判定により前記電圧制御第１手段もしくは前記電圧制御第２手段のどちらか一方を動作させ、前記磁極位置と前記磁極位置選択とに基づいて前記交流電圧の位相角を制御し、所定電気角区間において該位相角をさらに進角させる位相角設定手段とを有することを特徴とするモータ制御装置。
2. 所定電気角区間は、磁極位置選択区間直後の磁極位置選択区間を含まない電気角１２０゜区間であることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 位相角設定手段は、電気角６０゜毎に同値もしくは異なった値に設定することを特徴とする請求項１〜２記載のモータ制御装置。
4. 位相角設定手段は、電気角の増加に対する進角値を単調減少関数となるように設定することを特徴とする請求項１〜３記載のモータ制御装置。
5. 位相角設定手段は、位相角について電気角６０゜毎にそれぞれ個別に進角最大値を設定することを特徴とする請求項１〜４記載のモータ制御装置。
6. 位相角設定手段は、磁極位置選択を含む時間領域においては、位相角を０゜に設定することを特徴とする請求項１〜５記載のモータ制御装置。

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