JP2005114361A - 容量検出回路及び検出方法並びにそれを用いた指紋センサ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 本発明の容量検出回路は、複数の列配線に対して行配線が交差され構成されるマトリクス状の容量センサにおける、この容量センサの容量変化を検出し、生成したPN符号の位相を時系列に変化させ、列駆動信号を出力するPN符号発生手段と、列駆動信号に対応させ、複数の列配線を選択して駆動させる列配線駆動手段と、行配線に接続され、選択した列配線に対応する交差部の容量変化の総和を電圧に変換した検出電圧を出力する容量検出手段と、容量検出手段から、時系列に出力される検出電圧のデータ列を、PN符号に基づき所定の演算により復号し、交差部各々の容量変化に対応した電圧を分離する復号演算回路とを有する。
【選択図】 図1
Description
また、容量変化を検出するため、列配線間や行配線間などにおいて、隣接する線などからのクロストークノイズの影響が無いことなどの要求がある。
すなわち、この容量検出回路は、充電電圧から放電電圧を、差し引いた差電圧を求めて、この差電圧を容量変化に対応した電圧とすることで、同一極性で生じる、増幅回路のフィードスルーの影響による電圧オフセットやその他の回路で生じるオフセット成分を除去し、サンプリング周波数に比較して十分に低い周波数のノイズを除去することが可能である。
しかしながら、すでに述べたように、センサ素子一つ(1つの交差部)当たりの容量変化は、数百fF程度のごく僅かな値である。
すなわち、上記容量検出回路は、電源ノイズや人体を介して容量センサに伝達される伝導ノイズが、列配線及び行配線の信号に重畳されることにより、このような外乱ノイズの影響により正確な容量変化の検出が行えなくなる欠点を有している。
しかしながら、上記容量検出回路においては、充電電圧及び放電電圧の差分を求めるときの、容量変化のサンプリング周波数と、上記ノイズ源の基本周波数とが近い周期となる。
したがって、利用者が指紋センサなどを用いようとするとき、この利用者の人体の近傍に容量検出回路のサンプリング周波数に近い周波数のノイズ源を有する機器、例えば、上述したインバータ蛍光灯の近傍で用いられる場合や、液晶表示素子のバックライトに用いられるインバータ回路を有する機器などにセンサを接続して利用する場合に、上記うなりに起因する外乱ノイズを完全に除去することができず、容量変化を検出する信号のS/N比が低下して、正確に利用者の指紋を読みとることができない。
また、本発明の容量検出回路は、復号演算部が時系列に検出される多重化された検出信号を、多重化に用いたPN符号と同一のPN符号により、積和演算(所定の演算)を用いて、多重化された検出値を、行配線に対応するセンサ素子各々の容量値Cs及び容量変化値ΔCsとして復号するため、1本の列配線を駆動した場合と同様の分解能で検出結果を得ることができる。
また、本発明の容量検出回路は、復号処理を例えば外部のパーソナルコンピュータで行うような構成とすれば、復号した状態の指紋データを直接送る必要がなくなり、PN符号により多重化されているためデータの秘匿性が向上する。
この構成により、本発明の容量検出方法は、前記交差部の容量への充放電電流に対して常に一定方向に重畳するフィードスルーによる放電電流の影響を、前記充電時の出力電圧と前記放電時の出力電圧の差を取る構成としたため、チャージアンプ回路6における増幅回路のフィードスルーによる放電電流の影響を相殺することができ、高い精度により交差部の容量変化値を検出することができる。
PN符号発生部1は、センサ部4の列配線群2の各列配線を駆動する列駆動信号の生成に用いるPN符号を生成する。このPN符号は、自己相関性の高いM系列のPN符号が用いられる。センサ部4は、列配線群2の列配線と行配線群3の行配線とがマトリクス状に交差し、各々の交差部がセンサ素子(図4のセンサ素子55)を形成している。
図2(a)は、センサ部4の平面図、図2(b)は断面図である。図2(a)に示すように、例えば、50μmピッチで配列された列配線群2の各列配線と、行配線群3の各行配線とが、交差している。図2(b)に示すように、基板50の上に複数の行配線よりなる行配線群3が配置され、その表面上に絶縁膜51が積層され、絶縁膜51の表面上に空隙52だけ間隔がおかれてフィルム54が配置され、フィルム54の下面に複数の列配線からなる列配線群2が取付けられている。この行配線群3の行配線と列配線群2の列配線との交差部において、空隙52と絶縁膜51を介在して所定の容量を有する容量素子としてセンサ素子が形成される。
また、図4は、センサ部4の列配線および行配線間の容量素子(センサ素子)のマトリクスを示す概念図である。センサ部4は、マトリクス状のセンサ素子55,55・・・から構成され、列配線駆動部5と容量検出回路100とが接続される。列配線駆動部5は、上記PN符号のビット配列に対応して、列配線群2に対して駆動パルス列を出力し、すなわちセンサ部4の列配線群2の列配線に対して並列に、各々に所定の駆動パルス(駆動信号)を出力する。この駆動パルス列における駆動パルスのパターン(駆動するしないのパターン)は、上記PN符号に基づいて生成され、PN符号のビット列のデータに対応して、列配線群2の複数の列配線を駆動し(活性化し)、駆動された列配線各々の行配線で形成される(各行配線に対応する)各交差部(センサ素子)の容量変化値を多重化する。容量検出回路100は、チャージアンプ回路6,サンプルホールド回路17,セレクタ回路8,A/D変換器9,復号演算回路10及びタイミング制御回路11を有している。
A/D変換器9は、時系列に入力される、アナログの電圧情報である測定電圧を、復号演算回路10から入力されるA/Dクロックのタイミングにより、デジタル値の測定データに変換して復号演算回路10へ出力する。
また、高速に処理する場合などに、サンプルホールド回路7を設けずに、各々のチャージアンプ回路6にA/D変換器9をそれぞれ設けて、アナログの測定電圧をデジタル値の測定データに変換する様にしてもよい。
タイミング制御回路11は、復号演算回路10から、容量検出を開始することを示す開始信号が入力されると、PN符号発生部,列配線駆動部5,チャージアンプ回路6,サンプルホールド回路7及びセレクタ回路8等へ、クロック及び制御信号を出力し、容量検出回路100全体の動作タイミングの制御を行う。
復号演算回路10が外部から容量検出の開始、すなわち指紋センサ(センサ部4)での指紋の採取を行う信号が入力されたとする。
これにより、復号演算回路10は、タイミング制御回路11に対して、検出開始を指示する開始信号を出力する。次に、タイミング制御回路11は、PN符号発生部1へクロック信号及びリセット信号を出力する。
そして、PN符号発生部1は、上記リセット信号により、内部の4段のLFSR(線形帰還シフトレジスタ)を初期化して、上記クロック信号に同期させて、M系列のPN符号を生成し、順次出力する。
そして、図7(b)に示すように、PN符号の性質としては、PN符号のビット列と、このPN符号と同一のビット列を有するPN符号のビット列を巡回させた結果のビット列と、を比較したとき、位相が同期した場合、符号が一致するため、積和演算の結果は最大(+15)となるが、位相が異なる場合、符号が一致するビット数が一致しないビット数より1ビット少なくなり、積和演算の結果においてほぼ平均化され最小(−1)となるため、復号時に多重化された情報を、積和演算を用いることにより分離することができる(携帯電話のCDMA(Code Division Multiple Access)方式における多重化及び分離の原理に近い)。
また、このタイミング制御回路11は、サンプルホールド信号が、順次、入力される間隔において、N個(Nはサンプルホールド回路7の数)の切り換え信号をセレクタ回路8へ出力する。これにより、図11(c)に示すように、1つのサンプルホールド信号によってサンプルホールド回路7、7・・・にホールドされた各信号は、次のサンプルホールド信号までの間、順次、セレクタ回路8を介してA/Dコンバータ9へ供給される。これにより、A/Dコンバータ9は、復号演算回路10から入力されるA/Dクロックのタイミングにより、順次各行配線毎の検出信号における測定電圧を、ディジタルデータに変換し、測定データd1として、各行線毎に復号演算回路10に出力する。そして、復号演算回路10は、順次入力される測定データにおけるデータ列のデータを、各行配線毎に内部のメモリに書き込む。
次に、このリセット信号がオフになると、アナログスイッチ124のゲート寄生容量によるフィードスルーにより、オペアンプ121の出力電圧がわずかに上昇する(図10(a)における時刻td1後の符号Fd参照)。
次に、時刻td3において、タイミング制御回路11は、再びリセット信号をチャージアンプ回路6へ出力する。これにより、オペアンプ121の出力OUTと反転入力端子とが短絡状態となり、帰還容量Cfが放電されて、オペアンプ121の出力OUTが基準電位に戻る。そして、リセット信号がオフになると、前述した場合と同様にアナログスイッチ124のゲート寄生容量によるフィードスルーにより、オペアンプ121の出力電圧がわずかに上昇する(図10(a)における時刻td3後の符号Fd参照)。
次に、時刻td5において、タイミング制御回路11は、サンプルホールド回路7に対してサンプルホールド信号を出力する。これにより、サンプルホールド回路7は、サンプルホールド信号が入力さた時点において、オペアンプ121の出力OUTの測定電圧Vbをホールドする(保持する)。
次に、時刻td6において、タイミング制御回路11は、チャージアンプ回路6に対してリセット信号を出力する。これにより、チャージポンプ回路6におけるオペアンプ121の出力OUTと反転入力端子とが短絡状態となり、帰還容量Cfが放電され、オペアンプ121の出力OUTが基準電位に戻る。以下、上記の動作が繰り返される。
−Va0=−Va+Vk
が検出対象容量Csに比例する電圧となるが、測定される電圧はVaであり、この電圧Vaにはオフセットによる誤差Vkが含まれてしまう。
Va=Va0+Vk
Vb0=Vb−Vk
が容量Csに比例する電圧であり、測定される電圧は
Vb=Vb0+Vk
となる。これらの測定電圧Va、Vbをサンプルホールド回路7によって、順次ホールドし、次いでホールドした電圧を、A/D変換器9により各々測定電圧Va及びVb毎にA/D変換し、復号演算回路10内のメモリに記憶させる。そして、復号演算回路10において、
d=Vb−Va=(Vb0+Vk)−(Vk+Va0)=Vb0−Va0
なる演算を行い、これにより、オフセット誤差を含まない測定値、すなわち多重化された容量値に対応する測定データdを得る。
そして、時刻t2において(すなわち、時刻t2近傍において)、すでに図10において述べた、時刻td1から時刻td5の動作を繰り返し、PN符号のビット列を1ビットシフトさせた状態において、複数の列配線を駆動して、複数のセンサ素子の容量値を多重化して、この多重化された容量を電圧値に変換した測定電圧が得られる。
上述した時刻t1及びt2で説明した処理を、時刻t3〜時刻t15に対応する各タイミングにおいて、図10に示す時刻td1から時刻td5までの処理を繰り返して(図23に、各時刻における格納用レジスタ23のPN符号のビット配列が示されている)、一周期に渡って、PN符号のビットシフト、列配線の駆動、測定電圧の取得を繰り返して、指紋の取得処理が行われる。
各行配線毎に、PN符号の位相が1ビットずつ異なる測定データとして、以下に示すデータとして、復号演算回路10内部のメモリに記憶されている。
d1 =Vs1+Vs5+Vs8+Vs9+Vs11+Vs13+Vs14+Vs15
d2 =Vs1+Vs2+Vs6+Vs9+Vs10+Vs12+Vs14+Vs15
d3 =Vs1+Vs2+Vs3+Vs7+Vs10+Vs11+Vs13+Vs15
d4 =Vs1+Vs2+Vs3+Vs4+Vs8+Vs11+Vs12+Vs14
・
・
・
d15 =Vs4+Vs7+Vs8+Vs10+Vs12+Vs13+Vs14+Vs15
一般式として考えると、以下の(1)式となる。
そして、復号演算回路10は、上記多重化されている測定データと、多重化に用いたPN符号とにより、各センサ素子の電圧データVsを以下の(2)式により求める。
ここで、この(2)式において、PN符号のビットのデータがPNi=1のとき、係数PNs(i)=+1であり、PNi=0のとき、係数PNs(i)=−1とする。
復号演算回路10は、この(2)式を用いて測定データdから電圧データdsへの分離(すなわち復号)の演算を行う。
すなわち、復号時の積和演算においては、各時刻に測定された測定データ毎に、求める交差部の列配線の番号と、この番号に対応する、上記時刻に用いられたPN符号のビット配列における番号(順番)のビットのデータとを各々乗じて、積算していくこととなる(つまり、測定時に各時刻において、対応する列配線を駆動するときに用いられたPN符号のビットのデータと、同様の値のデータに対応する係数が乗じられる)。
ds1 =+d1+d2+d3+d4−d5+d6−d7+d8+d9−d10−d11+d12−d13−d14−d15
ds2 =−d1+d2+d3+d4+d5−d6+d7−d8+d9+d10−d11−d12+d13−d14−d15
ds3 =−d1−d2+d3+d4+d5+d6−d7+d8−d9+d10+d11−d12−d13+d14−d15
ds4 =−d1−d2−d3+d4+d5+d6+d7−d8+d9−d10+d11+d12−d13−d14+d15
・
・
・
ds15 =+d1+d2+d3−d4+d5−d6+d7+d8−d9−d10+d11−d12−d13−d14+d15
の演算を行い、測定データdiのデータ列から各センサ素子の容量値に対応する電圧データdsiに分離する。
また、第1の実施形態においては、PN符号として、M系列の他にもいくつか種類があるが、自己相関に優れるM系列が検出側での復号時に、隣接する列配線に対する影響が一様となるため(−1)、列配線間のクロストークの影響を小さくさせる効果がある。
さらに、図13は、本実施形態をラインセンサに用いた場合の構成例を示すブロック図を示している。
このラインセンサのセンサ部4Bにおいては、検出する行配線を1列にすることで、ライン型センサを構成している。
このライン型センサは、エリア型センサに比較し、回路規模が小さく、低消費電力化とコストダウンを計ることができる。
このライン型センサを指紋センサとして用いるときは、指を行配線に概略垂直な角度でスイープし、タイミング制御回路11が所定の周期にて測定処理のための各信号を出力し、復号演算回路10が上記所定の周期毎に入力される行配線単位の測定データを繋ぎ合わせることで2次元の指紋データを検出する。
これにより、図14(a)に示すように、拡散利得を得ることができる。すなわち、スペクトラム拡散通信においては、情報の帯域幅Biに対して送信する帯域幅BTが大きい場合に、
GP = BT/Bi = Ti/TC
と表される拡散利得GPを得ることができる。
したがって、第2の実施形態による容量検出回路は、PN符号のビット列をシフトさせ、測定する容量の多重化を行う処理を、複数周期繰り返して行うことにより、1つの交差部のセンサ素子の測定回数を増加させるため、図14(b)に示されているように、PN拡散時にノイズ成分が重畳したとしても、復号することにより、ノイズ成分が逆に拡散されて、S/N比を一実施形態に対してさらに向上させることが可能である。また、第1の実施形態と同様な構成については、同一の符号を付す。
しかしながら、第1の実施形態のように、1巡目のみで、得られた測定データに対して、PN符号に対応した積和演算を行い、各センサ素子の容量に対応した電圧データを演算せずに、第2の実施形態の容量検出装置においては、例えば複数回として4巡目までの測定を行うとすると、2巡目において測定データのデータ列{d16,d17,…,d30}を順次求め、3巡目において測定データのデータ列{d31,d32,…,d45}を順次求め、4巡目において測定データのデータ列{d46,d47,…,d60}を順次求め、行配線群3における行配線毎に内部のメモリに記憶する。ここで、各順目における時系列な測定データdiは、すでに説明した(1)式を用いて表すことができる。
そして、復号演算回路10は、以下の(3)式を用いて、各順目(周期)毎に時系列な測定データdiに対して、PN符号に対応した積和演算を行い、すべての順目の結果を加算することで、各センサ素子の容量に対応した電圧データdsi、すなわち電圧データVsに分離することができる。
上述したように、復号演算回路10は、上記(3)式に基づき、複数周期における時系列な測定データdiのデータ列から、各センサ素子の電圧データdsへの分離の演算を、各行配線毎に行う(図16)。
第3の実施形態においては、第2の実施形態と同様に、PN符号のビット列をシフトし、行配線毎のセンサ素子の容量の多重化を行う測定を複数の周期にわたって行う。第2の実施形態と異なる点は、周期毎に異なるPN符号を用いて多重化を行う点、すなわち、発生するPN符号の種類を2種類以上用意し、PN符号が1周期巡回するごとに、多重化に用いるPN符号を、他のPN符号に切り替える点である。
このとき、符号セレクタ44には、周期毎に切り替え信号が入力され、1周期目及び3周期目に格納用シフトレジスタ23に格納されたPN符号Aのビット列が出力として選択し、2周期目及び4周期目に格納用シフトレジスタ43に格納されたPN符号Bのビット列が出力として選択する。
これら測定された測定データは、行配線毎に1周期目から4周期目まで、復号演算回路10内部のメモリに記憶される。
以下、第4の実施形態の説明を行うが、第1,第2及び第3の実施形態と同様な構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
上述した概念に基づき、PN符号のビット列の位相を、ホッピングによりスクランブルさせ、列配線駆動部5へ供給するPN符号発生部を以下に説明する。
図22は、上記ホッピング処理によりPN符号の位相をスクランブルさせて、このPN符号のビット列を列配線駆動部5へ供給するPN符号発生部60の構成を示すブロック図である。
ラッチレジスタ61には位相を変化する前のPN符号、すなわち初期値のビット列として、例えば、第1の実施形態と同様にビット列{1(MSB),1,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,0,0,1(LSB)}が設定され、このビット列は、以降の処理において変化しない。排他的論理和レジスタ62には、シフトレジスタ23とラッチレジスタ61とのビット列のデータが入力され、ビット列の並び順ごとに排他的論理和が演算され、演算結果が内部のシフトレジスタに格納される。
符号セレクタ63は、ラッチレジスタ61に格納されたビット列のデータと、排他的論理和レジスタ62に格納されたビット列のデータとのいずれを、列配線駆動部5に出力させるかの選択を行う。
説明を判りやすくするため、PN符号発生部60の動作部分のみの説明を行う、多重化の動作については、符号セレクタ63から出力されるPN符号のビット列に対応して行うため、すでに説明した処理と変わらない。
図23において、時刻t1に対応したビット列はすでに述べたように、1ビットシフトした後の、一番最初に列配線に印加するPN符号のビット列を示しており、以降、時刻順に時刻t2,…,t13,t14,t15と、順次、1ビット分ずつシフトさせた状態を示しており、ビット配列におけるビットのデータの並びが一周期する14シフト分の格納用シフトレジスタ23の出力が対応して記載されている。右端のシフト量は時刻t1を初期値として、シフト順に対応して、1ビット分ずつシフトしていることを示している。図24及び図23ともに、テーブルの最上段には、ビット列の各ビットの番号が記載されており、「15」がMSBであり、「1」がLSBである。
このとき、復号演算回路10は、すでに述べた実施形態と同様に、多重化された測定データd毎に、順次、測定時に多重化に用いたPN符号のビット列のビットデータを乗算して、列配線毎に対応するビット列のビット番号が乗算された測定データを積算して、各センサ素子の電圧データdsを、行配線単位で演算して求める。
PN符号発生部1(または60)から、所定のPN符号のビット列が列配線駆動回路5に入力され、列配線群2の複数の列配線を駆動し、行配線単位に単位容量セル70(センサ素子)の容量を多重化する点において、第5の実施形態も第1〜第4の実施形態と同様である。また、容量検出回路200にも、構成及び動作がおいて、第1〜第4の実施形態と同様であるが、チャージアンプ回路6が、図26に示すチャージアンプ回路72に置き換えられている。容量検出回路200は、チャージアンプ回路が置き換わっている以外は全て同一の構成である。
指紋データの測定前において、スイッチ73をオフ状態とし、スイッチ74,スイッチ124及びビット1に対応する複数の列配線に接続されたセル選択スイッチ71をオン状態として、単位容量セル70(容量Cs)及び寄生容量CDを電圧Vcとなるまで電荷の蓄積を行い、一旦全てのスイッチをオフ状態とする。
2…列配線群
3…行配線群
4,4B…センサ部
5…列配線駆動部
6,72…チャージアンプ回路
7…サンプルホールド回路
8…セレクタ回路
9…A/D変換器
10…復号演算回路
11…タイミング制御回路
20,40…符号発生回路
21,41…シフトレジスタ
22,42…EXOR(イクスクルーシブオア)
23,43…格納用レジスタ
44…符号セレクタ
50…基板
51…絶縁膜
52…空隙
54…フィルム
61…ラッチレジスタ
62…排他的論理和レジスタ
63…符号セレクタ
100…容量検出回路
Claims (11)
- 複数の列配線に対して行配線が交差され構成される容量センサにおける、列配線と行配線との交差部の容量変化を検出する容量検出回路であり、
PN符号を生成し、該PN符号の位相を時系列に変化させて、列駆動信号として出力するPN符号発生手段と、
該列駆動信号に対応させて、前記列配線における複数の列配線を選択して駆動させる列配線駆動手段と、
前記行配線に接続され、選択された列配線に対応する前記交差部各々の容量変化の総和を電圧信号に変換して、検出電圧として出力する容量検出手段と、
前記容量検出手段から、時系列に出力される検出電圧のデータ列を、該PN符号に基づいて所定の演算により復号し、前記交差部各々の容量変化に対応した電圧を分離する復号演算部と
を有することを特徴とする容量検出回路。 - 前記複数の列配線に対して、複数の前記行配線をマトリクス状に配設したエリア型の容量センサの前記交差部の容量を検出することを特徴とする請求項1記載の容量検出回路。
- 前記複数の列配線に対して、1本の前記行配線が対応して形成されたライン型の容量センサの前記交差部の容量を検出することを特徴とする請求項1記載の容量検出回路。
- 前記PN符号発生手段が、前記PN符号を、時系列に1ビットずつ位相をシフトさせて、前記列駆動信号として出力することを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載の容量検出回路。
- 前記PN符号発生手段が、前記PN符号を、時系列にランダムなビット数で位相をシフトさせて、前記列駆動信号として出力することを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載の容量検出回路。
- 前記演算部が、前記PN符号に基づき、時系列に出力される検出電圧のデータ列を積和演算することにより、復号処理を行うことを特徴とする請求項1から請求項5のいずれかに記載の容量検出回路。
- 前記PN符号発生手段がPN符号の位相を、該PN符号のビット数分変化させる前記周期を複数回繰り返し、前記復号演算部が該周期ごとに交差部の容量変化に対応した電圧を求め、これを複数回分積算して、積算結果を検出した電圧として出力することを特徴する請求項1から請求項6のいずれかに記載の容量検出回路。
- 前記PN符号発生手段が複数のPN符号を生成し、前記一周期の間隔毎に異なるPN符号に切り換えることを特徴とする請求項7に記載の容量検出回路。
- 前記PN符号発生手段が自己相関性の良い符号をPN符号として発生することを特徴とする請求項1から請求項8のいずれかに記載の容量検出回路。
- 請求項1から請求項9のいずれかに記載の容量検出回路を有することを特徴とする指紋センサ。
- 複数の列配線及び複数の行配線で構成される容量センサにおける、列配線と行配線との交差部の容量変化を検出する容量検出方法であり、
PN符号発生手段により、PN符号を生成し、該PN符号の位相を時系列に変化させて、列駆動信号として出力する過程と、
列配線駆動手段により、該列駆動信号に対応させて、前記列配線における複数の列配線を選択して駆動させる過程と、
容量検出手段により、前記行配線に接続され、選択された列配線に対応する前記交差部各々の容量変化の総和を電圧信号に変換して、検出電圧として出力する過程と、
復号演算部により、前記容量検出手段から、時系列に出力される検出電圧のデータ列を、該PN符号に基づいて所定の演算により復号し、前記交差部各々の容量変化に対応した電圧を分離する過程と
を有することを特徴とする容量検出方法。
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