JP2005102200A - コプレーナ線路型共振器 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 誘電体基板11上に中心導体12とその両側に間隔をおいて地導体13が形成され、中心導体12と両側の地導体13とが短絡端部14でコプレーナ状態で連結され、中心導体12の長さL1は電気長で4分の1波長とされ、コプレーナ線路型共振器が得られる。特に短絡端部14が円弧状曲線で凹まされ、中心導体12及び地導体13と短絡端部14との各角部21が、90度よりも大きい角度を持つことで、この角部の角点での電流集中が抑止される。
【選択図】 図1
Description
誘電体基板11上に中心導体12aが形成され、その中心導体12の両側にそれぞれ間隔sをあけて地導体13aと13a’が形成され、中心導体12aの一端において中心導体12aの1方の側212aと地導体13aとが短絡端部14aで、及び他の側212a’と地導体13a’とが短絡端部14a’でそれぞれ短絡連結されている。地導体13aと13a’の他端は地導体連結部13conにより連結され、中心導体12aの他端は間隔gを隔ててこの地導体連結部13conに対向しており、中心導体12a、地導体13a,13a’、及び短絡端部14a、14a’によりコプレーナ型線路が構成される。なお、短絡端部14a、14a’、地導体連結部13conは、図では点線でその区別をつけて示してあるが、地導体や中心導体と外見上は一体に形成されている。コプレーナ型線路は中心導体12aの幅wと、地導体13a及び13a’間の距離w+2sとの比によって特性インピーダンスが決定され、中心導体12a及び地導体13a,13a’、13conは同一平面上に形成されているため、短絡端部14a,14a’を簡単に形成することができる。つまり、ビアホールを必要とするマイクロストリップ型線路を用いたマイクロ波回路より、コプレーナ型線路を用いたマイクロ波回路の方が設計の自由度が大きく、製造し易い。
なお、このコプレーナ型線路の一例として、誘電体基板11はdielectric constant=9.68を持ち、導体材料は超伝導材からなる。誘電体基板11の厚さLc=0.5mm、導体の厚さLd=0.5μm、w=218μm、s=91μmとする。
図11に示したコプレーナ線路型共振器から構成したコプレーナフィルタの例を図12のAに示す。この例は4個のコプレーナ線路型共振器15a,15b,15c及び15dを共通の誘電体基板11上で縦続接続した場合であり、共振器15aと15bはその短絡端部14を共通として、詳しくは、共振器15aの2つの短絡端部14a、14a’が、共振器15bの2つの短絡端部14b、14b’とそれぞれ共通になり、いわゆるfoot−to−foot arrangement (誘導性結合部)16abを構成して結合され、共振器15bと15cは中心導体12b、12cの開放側(短絡端部14と反対側)端縁を互いに対向接近させたtop−to−top arrangement (容量性結合部)17bcを構成して結合され、共振器15cと15dは短絡端部14c、14c’と14d、14d’とがそれぞれ共通になりFoot−to−foot arrangement (誘導性結合部)16cdを構成して結合されている。つまり容量性結合と誘導性結合とが交互に用いられ、4段の共振器による帯域通過特性のフィルタとされている。これら共振器の直列接続の一端の共振器15aの開放端と容量性結合部17iaで結合したコプレーナ線路型入力部18が、また他端の共振器15dの開放端と容量性結合部17doで結合したコプレーナ線路型出力部19が、誘電体基板11上に地導体13を共通にして形成されている。入力部18及び出力部19と共振器15a及び15dとを結合する各容量性結合部17ia、17doは、共振器15b及び15c間の容量性結合部17bcよりも結合度が大とされている。
各共振器15a〜15dのいずれにおいても電流密度分布は開放端部が節、短絡端部14が腹となるほぼ正弦波状である。共振器15aと15bの結合部16ab、また共振器15cと15dの結合部16cd、つまり正弦波状電流密度分布の最大となる部分においてそれぞれ電流密度分布にピークが生じている。これはいわゆるエッジ効果によりエッジ部(中心導体12、地導体13、短絡端部14の各側面と表面との交差エッジ)に電流が集中し、かつ、中心導体12を地導体13へと短絡する各短絡端部14の誘電体側の縁線20が図12のAの平面図で直線形状を有しているために、各短絡端部14と中心導体12及び地導体13との連結部の各角部21(図12のAにおいて点線丸で示すもの)の角度は90度であって、特にこの角部の角点に電流が集中するためである。
なお、各短絡端部の誘電体側の縁線20とは、例えば短絡端部14aについて図11に基づき説明すると、この短絡端部14aは、長さsで、導体厚み分の高さを持った側面を14a0を備えている。そして、この側面は、露出されている誘電体11に面している。この短絡端部の側面14a0と表面とのエッジ部が、図12のAの如く平面図でみると、直線20となるので、これを短絡端部の誘電体側の縁線と称する。
他の、例えば地導体13aの露出した誘電体11に面している側面13a0と表面とのエッジ部も、平面図で直線となるので、これを地導体の誘電体側の縁線113aと称する。他の縁線も同様である。
この図14においては、図12のBに図示した構成から、1個の短絡端部をとりだし、x−y軸からなる座標軸の範囲で計算を行った。このため、y軸上の位置yAが地導体13aの誘電体11側の縁線である直線113aの位置に相当し、位置yBが共振器15aの中心導体12aの誘電体側の縁線である直線112aの位置に相当する。また、x軸上の位置xAが短絡端部14aの誘電体側の縁線である直線20aの位置に相当する。
短絡端部14aと地導体13aとの連結部である角部21a1の角点(屈折点)121a1(座標はxA,yA)と、短絡端部14aと中心導体12aとの連結部である角部21a2の角点121a2(座標はxA,yB)において、図14から明らかなように、電流密度分布に鋭い大きなピークが生じている。 特に角点121a2で最大電流密度値=1365.5A/mという値が生じている。
なお、これまでは図12のAにおいて、たとえば角部は総称して21として示してきたが、図12のBではより詳細に特定の角部を示すために添字を付した。以下においても、すべて総称で示したもののうち、特定の1つを指定して示す場合には添字を付す。
この角部21a1は、短絡端部14aの誘電体側の縁線である直線20aと、共振器15aにおける地導体13aの誘電体側の縁線である直線113aとが角点121a1で交わって形成され、両直線のなす角度θ1を持ち、この角部21a1の持つ斯かる角度θ1は誘電体側で90度である。また、角部21a2は、短絡端部14aの誘電体側の縁線20aと、中心導体12aの誘電体側の縁線である直線112aとが角点121a2で交わって形成され、両直線のなす角度θ2を持ち、この角部21a2の持つ斯かる角度θ2も誘電体側で90度である。また、同様にこの共振器15aの中心導体12aと地導体13a’とを短絡する他の短絡端部14a’の縁線が、中心導体12a及び地導体13a’の誘電体側の縁線とでなす角部21a2’、21a1’の持つ角度θ2’、θ1’も誘電体側で90度である。
なお、今後かかる角部の角度というのはすべて誘電体側の角度を指すものとする。
さらにまた、導体が超伝導材料で構成されるコプレーナ線路型共振器においては、超伝導材料固有の臨界電流が存在し、たとえ共振器が臨界温度以下に冷却されていたとしても、ある部分で臨界電流密度を超える電流が流れることによって超伝導状態が破壊されるといった問題があった。
T. TSUJIGUCHI et al. "A Miniaturized End-Coupled Band pass Filter Using λ/4 Hair-pin Coplanar Resonators," p.829, 1998 IEEE MTT-S Digest. I. AWAI et al. "Coplanar Stepped-Impedance-Resonator Bandpass Filter" pp.1-4, 2000 China Japan Joint Meeting On Microwaves. H. SUZUKI et al. "A Low-Loss 5 GHz Bandpass Filter Using HTS Quarter-Wavelength Coplanar Waveguide Resonators" pp. 714-719, IEICE TRANS. ELECTRON., VOL.E85, NO. 3, MARCH 2002.
この発明によれば、さらに、各短絡端部の誘電体側の縁線形状を、短絡端部の内側へ凹んだ形状とする。
そこでこの欠点を解消するために、本発明は、これら2つの角部の角度を90度よりも大きくする。
そして、実施例1としては、これら2つの角部の角点間を結ぶ短絡端部の誘電体側の縁線の形状を、短絡端部の内側へと凹む非直線(曲線)形状に形成する。
曲線は多数の微小長の直線を連続させたものと等価であると云えるから、短絡端部の誘電体側の縁線を曲線形状とした場合、角部を形成する2つの縁線がなす誘電体側の角度が90度を超え〜180度未満になる。
この実施例1が従来例と異なる点は、共振器15aの地導体13a及び中心導体12aと、短絡端部14aとの連結部の角部21a1及び21a2の角点121a1と121a2の間を結ぶ短絡端部14aの縁線23aを半円弧状に形成したことである。
つまり図12のBに示した従来のコプレーナ線路型共振器の2つの角点121a1と121a2との間を結ぶ短絡端部14aの縁線20aは、直線であったが、この図1のAに示す実施例1のコプレーナ線路型共振器の短絡端部14aの縁線23aは、2つの角点121a1と121a2との間の長さsを直径とする円の半円弧を縁線にしたと云える。そして、本発明では、この短絡端部の誘電体側の縁線23aは、短絡端部の内部側に凹む形状とする。この凹部を24a’とする。
共振器15aの短絡端部14aの縁線23aがなす曲線(円弧)は次式となる。
x0 2 +(y0−s/2)2 =(s/2)2 , 0≦x0,0≦y0
共振器15bの短絡端部14bの縁線23bがなす曲線は次式となる。
(x0−L)2 +(y0−s/2)2 =(s/2)2 ,L−s/2≦x0≦L,0≦y0
図14に示した図12のBの従来例の電流密度分布と見比べて本発明による電流密度分布が可成り改善されていることが直ちに理解される。具体的には電流密度の最大値が図14の場合よりも約17%小さくなっている。従って電力にすると最大値が約31%小さくなったことになる。
短絡端部14a、14bの縁線23a,23bの形状は円弧より曲率が強くても弱くてもよく、曲率を強くした例を図3に図1のAと対応する部分に同一参照番号を付けて示し説明は省略する。このような曲線形状の縁線23a,23bの一般的なものとしては円錐の周面を任意の平面で切断した次式で示す円錐曲線の一部を用いてもよい。
ax0 2 +2bx0y0+cy0 2 +2dx0+2ey0+f=0
a,b,c,d,e,f:任意定数
実施例1では共通の誘電体基板11上に2つのコプレーナ線路型共振器を設けたが、1個のコプレーナ共振器のみでもよく、3個以上のコプレーナ共振器を設けてもよい。このことは以下の実施例においても同様である。
この実施例2においても、結合部16abを構成している4つの短絡端部の内の1つの短絡端部14aに着目して説明すると、この短絡端部14aと地導体13aとが連結する角点121a1とこの短絡端部14aと中心導体12aとが連結する角点121a2とを結ぶ直線を縁線20aとしたものが、図12のBの従来例の構成であり、長さsを直径とする円の半円弧を縁線23aとしたものが実施例1である図1のAの構成であったが、本実施例2では角点121a2の位置を、元の位置からx0軸に沿って短絡端部の内部側に長さaだけ切り込んだ位置に設け、これにより上記長さaを持った直線状の縁線29が形成され、これに連続して長さsの半径の円の1/4の円弧からなる縁線30が形成され、これに連続して地導体13aの誘電体側の縁線である直線113aから地導体13a内部側に垂直に切り込む長さaを持った直線状の縁線31が形成され、これに連続して長さ2b=sの直径の円の1/4円弧からなる2つの縁線32と27が形成され、これに連続して長さaの半径の円の1/4の円弧からなる縁線28が形成されこの端が角点121a1に連結し、総合して短絡端部14aの縁線が形成される。
斯く得られた、実施例2の角点121a2と角点121a1とを結ぶ短絡端部14aの縁線の長さは、縁線29、30、31、32、27及び28を加えた長さとなり、実施例1では、長さsの直径の円の半円弧からなる縁線23aであったので、それに比べてより長いことが分かる。
ここにおいて、直線29と縁線30は短絡端部内へ切り込んだ凹部24a’の縁線とみなされ、縁線31、32、27、及び28は地導体13a内へ切り込んだ凹部24aの縁線とみなされる。
上記凹部24a、24a’、24b、24b’の形成によって、共振器15a、15bでは、共通となった短絡端部14a、14bが、中心導体12と直角方向に地導体の誘電体側縁線113a、113bから、2つの共振器の縁線27と32の連結点33a、33b同士を結んだ線133まで、地導体の内部に延伸して形成されたものとみなされる。それとともに、2つの共振器の誘導性結合部16abのx0軸方向の長さが短かくなる。この結果、2つの共振器間の結合度が上がる。
この実施例2における各縁線29、30、32、27、28は円弧状の形状を持ち、図4のA中の1部分を拡大した図4のBにより以下説明する。
中心導体12aの一方の地導体13a側の縁線112aの延長である直線29は
y0=0, 0≦x0≦a,aは短絡端部14の縁線とx0軸との交点からx0−y0座標系の座標原点までの距離、
で表わされる直線であり、
縁線29と連続する縁線30は、
(x0−a)2 +(y0−s)2 =s2 , a≦x0≦a+s, 0≦y0≦s
で表わされる半径がsの円の4分の1円弧であり、
縁線30と連続し、中心導体12と直角方向に地導体13aの内部側に切り込む縁線31は
x0=a+s, s≦y0≦s+a
で表わされる直線であり、
縁線31と連続する縁線32、27はそれぞれ
(x0−(a+b))2 +(y0−(s+a))2 =b2 , a+b≦x0≦a+2b, s+a≦y0≦s+a+b, b=s/2、
(x0−(a+b))2 +(y0−(s+a))2 =b2 , a≦x0≦a+b, s+a≦y0≦s+a+b, b=s/2、
で表わされる半径がbの円の1/4円弧であり、
縁線27と連続する縁線28は
x0 2 +(y0−(s+a))2 =a2 , 0≦x0≦a, s≦y0≦s+a
で表わされる半径がaの円の1/4円弧である。
このようにコプレーナ線路型共振器15aと15b間の結合度を大きくしかつ、各角部の縁線を曲線状とする場合は、前述したように円弧形状とする場合に限らず、その曲率を強くも、弱くもすることができる。その一例を図5に図4と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。図4に示した例では凹部24aの形成による縁線32と27の連なりを半円弧形状としたが、図5では凹部24aの形成による短絡端部14aの誘電体側の縁線を図4の円弧よりも曲率を強くした場合である。詳細な説明は省略する。
この発明の実施例3は、中心導体12aと短絡端部14aとの角部21a2から、地導体13aと短絡端部14aとの角部21a1までの短絡端部14aの縁線として、少なくとも3本の直線が順次に互いに連結されたもので構成し、それらの直線のうちの隣接する2本同士が連結して作る角部を少なくとも2個有し、これらの角部を短絡端部の内側に凹んだ位置に設け、その各角部において隣接する2直線がなす誘電体側の角度はいずれも90度より大となるように構成し、かつ、角部21a2及び21a1における角度も90度より大となるように構成した場合である。
つまり角部21a2の角点121a2において、直線22a1の一端が、中心導体12aの誘電体側の縁線を構成する直線112aと、90度より大きい誘電体側の角度θ2で連結され、直線22a1の他端は、角部21a3の角点121a3において90度より大きい誘電体側の角度θ3で、中心導体12に対し直角な直線22a2の一端と連結されている。
図6のAにおいて短絡端部14aの縁線を構成する3本の直線22a1、22a2、22a3を同一の長さとした場合、従ってθ1=θ2、θ3=θ4で、他の条件は図14の場合と同一として短絡端部14の電流密度分布を計算した結果を図15に示す。得られた最大電流密度値は1194.7A/mである。 なお、この図15において、y軸上の位置yAが直線113aの位置に相当し、yBが角点121a4の位置に相当し、yCが角点121a3の位置に相当し、yDが直線112aの位置に相当し、x軸上の位置xAが角点121a1と121a2の位置に相当し、xBが角点121a3と121a4を結ぶ直線22a2の位置に相当する。
この図15と図14とを見ると、本発明によれば最大電流密度が小となっていることが直ちにわかる。
この実施例3から理解されるように、要は短絡端部の縁線中の4つの角部における角度中の最小のもの、すなわち図6では直線22a1と22a2のなす角度θ3又は直線22a2と22a3のなす角度θ4のいずれかが、90度より大であればよい。つまりそのことに基づき、各角部21での電流密度の集中が従来のもの(短絡端部14の縁線20aが直線のもの)よりも1%程度、好ましくは5%程度以上、電力にして2%程度、好ましくは10%程度抑圧される程度改善されればよい。これは要求される機器により異なる。
また、さらに切込み24a’の形成により角点121a2は、直線29の一端に位置し、角点121a3も得られる。
この角点121a2において直線29と22a1とが角度q2で連結し、角点121a3において直線22a1と22a2とが角度q3で連結し、角点121a4において直線22a2と22a3とが角度q4で連結し、角点121a5において直線22a3と22a4とが角度q5で連結し、角点121a6において直線22a4と22a5とが角度q6で連結し、角点121a7において直線22a5と22a6とが角度q7で連結し、角点121a8において直線22a6と22a7とが角度q8で連結し、角点121a1において直線22a7と地導体13aの縁線113aとが角度q1で連結して、短絡端部の縁線が形成される。
つまり短絡端部14aの縁線は台形状をなしている。なお、すべての角点において、隣接する2直線のなす角度の誘電体側の角度が90度より大とする。
この実施例4も、角点の数、隣接直線のなす角度の関係は、実施例3と同様に変形可能である。
図21に示した例では、角点121a1において、地導体13aの誘電体側の縁線である直線113aと直線22a2とが角度θ1で連結し、角点121a2において、中心導体12aの誘電体側の縁線である直線112aと、直線22a1とが角度θ2で連結し、またこれら2つの直線22a1と22a2とが中央角点121a3において、角度θ3で連結し、中央角部21a3を構成する。
この実施例5の上記中央角部21a3の角度θ3が90度を越える鈍角が望ましく、例えば角度は120度とする場合における電流密度分布の計算例を図22に示す。計算条件は短絡端部14aの縁線を三角形状に形成した以外は図14の従来例の場合と同一である。また、x、y軸も従来例の図12のBと同じ位置に設定する。
この図22から明らかなように、最大電流密度値は1236.6A/mという計算結果が得られ、短絡端部14の電流密度分布において図12のBに示した従来例のものよりもピークを小さく出来ることを確認した。なお、すべての角部の角度は90度を越える鈍角であることが望ましい。
この図22において、y軸上の位置yAが直線113aの位置に相当し、yBが直線112aの位置に相当し、x軸上の位置xAが角点121a1と121a2を結ぶ直線20aの位置に相当し、xBが中央角点121a3の位置に相当する。
上記実施例では、2つの共振器15aと15bの短絡端部14aと14bの縁線は、対称の形状を持つものとして説明してきたが、これに限らない。
例えば、図1のA、3、4のA、5、6のA、7、21の形状からなる縁線を持った共振器2つを組み合わせて用いるということも可能である。その一例を図16に示す。
さらに、実施例1においては、コプレーナ線路型共振器15aと15bとの間を誘導性結合部16abにて結合する場合で説明したが、コプレーナ共振器15とコプレーナ入力部18又は/及び出力部19との間を誘導性結合部16にて結合する場合にも本発明が適用できる。図17はその構成を示す。
また、この結合部16の一方の短絡端部の縁線の形状を、他方の短絡端部の縁線の形状と異ならせることも出来る。図18はその構成を示す。これらの説明は省略する。
図4Aと7に示した実施例2及び4においては、コプレーナ線路型共振器15aと15bとの間の誘導性結合部16の結合度を大とするために凹部24aを形成した場合に、この発明を適用したが、コプレーナ線路型共振器とコプレーナ入力部又は/及び出力部との誘導性結合部16の結合度を大とするためにその結合部の両側に凹部24aを形成した場合にもこの発明を適用することができる。
そのコプレーナ線路型共振器15とコプレーナ入力部18又は出力部19あるいは入出力部との間の誘導性結合部16にこの発明を適用した例を図19に、フィルタを構成するコプレーナ線路型共振器と、その入力部又は/及び出力部との各誘導性結合部16にこの発明を適用した例を図20に、それぞれ、図4、図7、図8と対応する部分に同一の参照番号を付けて示し、説明は省略する。これらの場合はいずれも本発明の一つのコプレーナ線路型共振器(図19においては、共振器15を指し、図20においては、共振器15a又は15bを指す)の短絡端部を中心にその反対側に、中心導体、地導体をそれぞれ延長してもう一つのコプレーナ入力部18又はコプレーナ出力部19が設けられている。
また一般に一つのコプレーナ線路型共振器においても、短絡端部14の地導体13側に凹部24aを形成する場合にも、図4、5、及び7に示したように構成できる。
実施例1〜6の各コプレーナ線路型共振器において、中心導体12と地導体13,短絡端部14,結合部16を、臨界温度以下で超伝導状態となる超伝導材料を用いて構成して、電流損失を著しく小さくすることができる。その場合、超伝導材料として、臨界温度が液体窒素の沸点77.4K以上の高温超伝導体を用いることもできる。この種の高温超伝導体としては、例えばBi,Tl系,Pb系,Y系等の銅酸化物超伝導体があり、これらはいずれも使用可能である。このような超伝導体では、例えば液体窒素の沸点77.4K程度に冷却するだけで超伝導状態が得られるため、超伝導状態を得るための冷却手段の冷却能力を緩和できる。このように超伝導材料で構成しても、この発明を適用すれば、電流密度の集中を低減できるため、大信号電力入力時に、臨界電流超える電流が流れて超伝導状態が破壊されるといった問題を阻止することができ、超伝導体の低損失性が十分に発揮できる。
フィルタの従来例である図12の構成に再度着目すると、誘導性結合部16を構成している2組のコプレーナ線路型共振器(15aと15b、並びに15cと15d)の短絡端部の縁線23aと23bにおいて、必ずしも電流密度が等しくならない。
実際入力側又は出力側の共振器15aと15dの短絡端部の縁線の電流密度よりも、他方の共振器15b、15cの短絡端部の縁線の電流密度のほうが高いという現象がある。
したがって、電流密度が高くなる一方の共振器(15bと15c)の短絡端部の縁線形状を、電流密度低減効果の大きい円弧形状(図23参照)、或いは多角点形状(図24、25参照)に形成し、他方の共振器(15aと15d)の短絡端部の縁線形状を、90度の角部を2個持った形状(図23、24参照)または角部を3個持った形状(図25参照)とすると、フィルタ全体として電流密度低減効果が生じて、従来例よりも超伝導状態が破壊される惧れを低減できる。この場合、両方の共振器の短絡端部の縁線形状を円弧形状あるいは多角点形状に設計するための計算機シミュレーションの時間を短縮する効果がある。
図9に示すようにアンテナ端子41に受信周波数帯域を通過させ、送信周波数帯域を阻止する受信フィルタ42と、送信周波数帯域を通過させ、受信周波数帯域を阻止する送信フィルタ43とを接続して1個のアンテナを送信と受信に共用する送受共用器40を構成する場合がある。この受信フィルタ42及び送信フィルタ43は、この発明のフィルタを構成するコプレーナ線路型共振器を適用することができる。更に、この送受共用器40の受信端子Rに受信回路44が接続され、送信端子Tに送信回路45が接続され、かつアンテナ端子41にアンテナ46が接続され、通信装置とすることもできる。この場合、この発明のフィルタを構成するコプレーナ線路型共振器を用いることにより、フィルタ挿入損失が低減し、通信装置の高周波送受信部において低挿入損失化、低雑音化が可能となる。
纏めとして、従来例と本発明による最大電流密度の比較を示す。
Claims (10)
- 中心導体と、
1組の地導体と、
1組の短絡端部と、
誘電体基板と、からなり
誘電体基板の同一平面上に、中心導体の両側に間隙部を介して地導体が配置され、この間隙部に誘電体が露出され、各短絡端部の一端部が中心導体の一端部と接続され、他端部が地導体の一方と接続されて、複数の角部が形成されるように、コプレーナ状態で配置されているコプレーナ線路型共振器において、
各角部は、その角点で接続され、90度より大きい誘電体側の角度を持つ2本の縁線から構成されていることを特徴とするコプレーナ線路型共振器。 - 各短絡端部が中心導体との接続部と地導体との接続部とに角部を持ち、これらの角部の間に形成される縁線が、間隙部に露出された誘電体側にあり、短絡端部の内側へ凹んで形成されていることを特徴とする請求項1記載のコプレーナ線路型共振器。
- 短絡端部の誘電体側の縁線が、さらに、地導体に切込んで形成されていることを特徴とする請求項1または2記載のコプレーナ線路型共振器。
- 各短絡端部の誘電体側の縁線が、少なくとも2本の直線の連結からなり、この2本の直線の交点が短絡端部の内側へ凹んだ位置にあり、この交点の誘電体側の角度は90度より大であることを特徴とする請求項1乃至3記載のコプレーナ線路型共振器。
- 短絡端部の誘電体側の縁線が連続した微分係数を有する曲線形状に形成されていることを特徴とする請求項1乃至3記載のコプレーナ線路型共振器。
- 請求項1〜5のいずれかに記載のコプレーナ線路型共振器の複数が誘導性又は容量性結合部を介して順次結合されて上記誘電体基板に形成されたフィルタ構成をもつことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
- 請求項1〜5のいずれかに記載の2つのコプレーナ線路型共振器が一つの誘電体基板上に誘導性結合部を介して結合され、両方の共振器が同じ短絡端部の縁線形状を持つことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
- 請求項1〜5のいずれかに記載の2つのコプレーナ線路型共振器が一つの誘電体基板上に誘導性結合部を介して結合され、両方の共振器が異なる短絡端部の縁線形状を持つことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
- 請求項1〜5のいずれかに記載の一つのコプレーナ線路型共振器とコプレーナ入力部又は出力部が一つの誘電体基板上に誘導性結合部を介して結合され、両者が同じ短絡端部の縁線形状を持つことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
- 請求項1〜5のいずれかに記載の一つのコプレーナ線路型共振器とコプレーナ入力部又は出力部が一つの誘電体基板上に誘導性結合部を介して結合され、両者が異なる短絡端部の縁線形状を持つことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
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JP2008035088A (ja) * | 2006-07-27 | 2008-02-14 | Fujitsu Ltd | 分割型マイクロストリップライン共振器およびこれを用いたフィルタ |
JP2018531560A (ja) * | 2016-05-12 | 2018-10-25 | 華為技術有限公司Huawei Technologies Co.,Ltd. | フィルタリング装置およびフィルタ |
-
2004
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008035088A (ja) * | 2006-07-27 | 2008-02-14 | Fujitsu Ltd | 分割型マイクロストリップライン共振器およびこれを用いたフィルタ |
JP2018531560A (ja) * | 2016-05-12 | 2018-10-25 | 華為技術有限公司Huawei Technologies Co.,Ltd. | フィルタリング装置およびフィルタ |
EP3346543A4 (en) * | 2016-05-12 | 2018-12-12 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Filtering unit and filter |
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