JP2005101944A

JP2005101944A - 逆相電力分配器および逆相電力合成器および高周波通信装置

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Publication number: JP2005101944A
Application number: JP2003333560A
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Inventors: Yoshihisa Amano; 義久天野
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Priority date: 2003-09-25
Filing date: 2003-09-25
Publication date: 2005-04-14
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Abstract

【課題】使用帯域外の抑圧特性を向上できる小規模でＲＦＩＣ上に一体集積化が容易な逆相電力分配器および逆相電力合成器およびそれを用いた高周波通信装置を提供する。
【解決手段】入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴ１との間にインダクタンス成分Ｌ１aを接続し、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴ２との間にキャパシタンス成分Ｃ１aを接続する。出力ポートＯＵＴ１,ＯＵＴ２の間にＴ型回路(Ｃ２a,Ｃ３a,Ｒ１a)を接続する。入力ポートＩＮとグランドとの間に並列共振回路(Ｃ４a,Ｌ４a)を接続し、出力ポートＯＵＴ１,ＯＵＴ２をインダクタンス成分Ｌ２a,Ｌ３aを介してグランドに夫々接続する。入力された高周波信号が、位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号に分配されて出力されるように、インダクタンス成分Ｌ１a〜Ｌ４aとキャパシタンス成分ＣＬ１a〜Ｃ４aおよび抵抗成分Ｒ１を設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、逆相電力分配器および逆相電力合成器および高周波通信装置に関し、特に、マイクロ波帯やミリ波帯のような高周波電気回路で用いられる逆相電力分配器および逆相電力合成器および高周波通信装置に関する。

電力分配器とは、一つの入力ポートに入力された高周波信号を、複数の出力ポートに分配して出力する回路である。このような電力分配器は、受動回路のみで構成する場合が多く、その場合は入力と出力の向きを逆方向にして電力合成器として用いることができる。

電力分配器の種類は多いが、本明細書で対象とする電力分配器は、中でも次の２つの特徴を有する回路である。

第１の特徴として、安全性向上のために２つある出力ポートの間でアイサレーション特性が確保されていること。

第２の特徴として、２つある出力ポートから出力される高周波信号の位相が１８０度ずれていること。

以下、本明細書においては、このような回路を逆相電力分配器と呼ぶ。

このような逆相電力分配器としては、いわゆるラットレース回路が代表的である。ラットレース回路は、例えば電子情報通信学会「モノリシックマイクロ波集積回路(ＭＭＩＣ)」(非特許文献１)等の多数の文献に記載されている公知の回路である。前記非特許文献１には、分布定数線路主体で実現された形態のラットレース回路が記載されている。しかし、分布定数回路はサイズが大きくなる傾向があるため、小型化のために、集中定数のＬ,Ｃ,Ｒ素子だけで実現したラットレース回路が考案されている。

従来の第１の逆相電力分配器としては、図１０に示すように、特開昭６３−４３４１２号公報(特許文献１)で開示されている集中定数ラットレース回路がある。また、従来の第２の逆相電力分配器としては、図１１に示すように、特開２００１−１６８６０９号公報(特許文献２)で開示されている集中定数ラットレース回路がある。図１０の回路と図１１の回路は、ポート間を結ぶ直列素子がインダクタンス成分かキャパシタンス成分か、即ち＋９０度位相器か−９０度位相器かという符号が異なるだけであり、基本的な動作原理は同じである。ポート間を結ぶ直列素子が入れ替わったことに合せて、ところどころに挿入されているインピーダンス整合用の並列素子も、その種類(インダクタンス成分かキャパシタンス成分か)と位置が若干変化している。

図１０の回路では、入力ポートＩＮと第１の出力ポートＯＵＴ１との間にインダクタンス成分Ｌ１eを挿入し、入力ポートＩＮから第２の出力ポートＯＵＴ２への間にキャパシタンス成分Ｃ１eを挿入している。第１の出力ポートＯＵＴ１と第２の出力ポートＯＵＴ２の間に、２個のインダクタンス成分Ｌ２e,Ｌ３eと１個の抵抗成分Ｒ１eから成るＴ型回路を接続している。また、第１の出力ポートＯＵＴ１とグランドとの間にキャパシタンス成分Ｃ２eを接続し、抵抗成分Ｒ１eにキャパシタンス成分Ｃ３eを並列に接続している。

一方、図１１の回路では、入力ポートＩＮと第１の出力ポートＯＵＴ１との間にインダクタンス成分Ｌ１fを挿入し、入力ポートＩＮと第２の出力ポートＯＵＴ２との間にキャパシタンス成分Ｃ１fを挿入している。第１の出力ポートＯＵＴ１と第２の出力ポートＯＵＴ２の間に、２個のキャパシタンス成分Ｃ２f,Ｃ３fと１個の抵抗成分Ｒ１fから成るＴ型回路を接続している。また、第２の出力ポートＯＵＴ２とグランドとの間にインダクタンス成分Ｌ２fを接続し、抵抗成分Ｒ１fにキャパシタンス成分Ｌ３fを並列に接続している。

図１２〜図１４は、図１１の回路の典型的な特性の例である。表１の設計仕様を目標に、一般的な市販の回路シミュレータによって計算した。これらグラフで得た時の回路定数は、Ｃ１f＝０.４ｐＦ、Ｃ２f＝０.４４７ｐＦ、Ｃ３f＝０.４７２ｐＦ、Ｌ１f＝２.１８７ｎＨ、Ｌ２f＝０.９０２ｎＨ、Ｌ３f＝０.７６ｎＨ、Ｒ１f＝６２.８４Ωであった。Ｓパラメータの表記は、図１１のポート番号(かっこ書き)に従っている。

図１２は、反射,透過係数のグラフである。目標帯域(５〜６ＧＨz)において、反射係数(Ｓ１１,Ｓ２２,Ｓ３３)は低く、透過係数(Ｓ２１,Ｓ３１)は高く、しかも同じ大きさに揃っており、即ち電力分配器として良好な性能であることが分かる。しかし、帯域外においては、反射係数も透過係数も中途半端なランダムな値しか取っておらず、この帯域外特性が、後に示す本発明との大きな違いとなる。図１３は、２つの出力ポートＯＵＴ１,ＯＵＴ２間のアイサレーション特性のグラフである。目標帯域(５〜６ＧＨz)において、１５ｄＢ程度の良好な値が得られている。図１４は、透過係数の位相特性のグラフである。目標帯域(５〜６ＧＨz)において、入力ポートＩＮから第１の出力ポートＯＵＴ１への透過係数であるＳ２１と、入力ポートＩＮから第２の出力ポートＯＵＴ２への透過係数であるＳ３１との間で、１８０度の位相差が実現されている。

次に、このような逆相電力分配器の、高周波通信装置の中での位置付けを説明する。代表的な使用法としては、バランス型イメージ除去ミキサ等多数あるのだが、その中で、特に本発明がターゲットとしている、バラン回路(差動非差動変換回路)について説明する。

図１８は、近年進歩が著しいＲＦＩＣ(Ｒadio Frequency Integrated Ｃircuit)技術を用いて高周波通信装置を構成する場合の、送信部の模式的ブロック図の一例である。ＲＦＩＣ技術とは、例えば従来はディジタル回路向けに使用されてきたようなＳiウェハ上のＣＭＯＳプロセス等を改良して、ＧＨz帯の高周波アナログ回路までもIＣ上に一体集積化するような技術である。ＲＦＩＣ技術は、無線通信装置の小型化,軽量化および低コスト化を実現するメリットがあるが、その反面、ＲＦＩＣ上の回路が好んで差動回路によって設計されるために、ＧＨz帯のバラン回路(差動非差動変換回路)が必要になるという不便さも生じている。図１８において、ＲＦＩＣ１３上の差動回路１４の出力は、バラン回路１５によって非差動出力に変換された後、バンドパスフィルタ回路１６を通り、パワーアンプ１２で増幅されて、アンテナ１１から送信される。ＧＨz帯におけるバンドパスフィルタ回路１６は、例えば図１８に示したように、キャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃ３と高周波線路共振器Ｔ１〜Ｔ２を交互に多段接続した構成等が多用されている。バンドパスフィルタ回路１６は、その線路共振器Ｔ１〜Ｔ２が４分の１波長程度の寸法であることから、高周波通信装置の中では最も大きな寸法の部品の一つである場合が多い。

高周波通信装置の中では、従来技術による逆相電力合成器は、図１９に示すように、バラン回路１５の一形態として使われている。図１９において、ＲＦＩＣ２３上の差動回路２４の出力は、バラン回路２５によって非差動出力に変換された後、バンドパスフィルタ回路２６を通り、パワーアンプ２２で増幅されて、アンテナ２１から送信される。バラン回路２５は、従来技術の逆相電力合成器によって実現されており、例えば図１１の回路を図１９中に記したポート配置に従って結線することで実現される。図１１の逆相電力分配器を逆相電力合成器として用いた場合は、図１９に示したように、バラン回路までもＲＦＩＣ上に一体集積化することが可能になるメリットがある。

このように、逆相電力分配器および逆相電力合成器は、現在のディジタル無線通信回路においては、必須部品の一つとなりつつある。
特開昭６３−４３４１２号公報特開２００１−１６８６０９号公報、第１５図相川正義他著、「モノリシックマイクロ波集積回路(ＭＭＩＣ)」、初版、電子情報通信学会、平成９年１月２５日、ｐ．５４、(２.５.２節、「１８０°ハイブリッド回路」)

本発明が解決しようとする課題は、以上のような特性を有する従来技術の逆相電力分配器および逆相電力合成器に対して、回路を大規模化させることなく、バンドパスフィルタ特性を新たに追加することにある。即ち、図１３,図１４の特性を損なうことなく、図１２の使用帯域外の抑圧特性のみを改善することにある。また、図１８,図１９のブロック図に示したような近年の高周波通信装置において、部品数を更に削減し、これによって装置全体の小型化,軽量化および低コスト化を実現することである。

より具体的には、性能を落とすこと無く部品数を削減するための方策として、既にある部品(バラン回路２５)を高機能化して、その周辺の部品(バンドパスフィルタ回路２６)の機能までも取り込んでしまうことを目的としている。またその際、できるだけ小規模な回路で前記機能取り込みを実現することで、全体が１チップのＲＦＩＣ化された高周波通信装置を実現することにある。

前記目的を達成するため、この発明の逆相電力分配器は、１つの入力ポートから入力された高周波信号を位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号に分配して第１の出力ポートと第２の出力ポートに夫々出力する逆相電力分配器であって、前記入力ポートと前記第１の出力ポートとの間に接続された第１回路要素と、前記入力ポートと前記第２の出力ポートとの間に接続された第２回路要素と、前記第１の出力ポートと前記第２の出力ポートとの間に直列に接続された第３回路要素および第４回路要素と、前記第３回路要素と前記第４回路要素との接続点からグランドとの間に接続された抵抗成分と、前記入力ポートとグランドとの間に接続された共振回路要素と、前記第１の出力ポートとグランドとの間に接続された第５回路要素と、前記第２の出力ポートとグランドとの間に接続された第６回路要素とを備え、前記第１回路要素がインダクタンス成分であり、前記第２回路要素がキャパシタンス成分であり、前記第３,第４回路要素のどちらもがキャパシタンス成分またはインダクタンス成分のいずれか一方であり、前記第５,第６回路要素が、前記第３,第４回路要素がキャパシタンス成分であるときはインダクタンス成分である一方、前記第３,第４回路要素がインダクタンス成分であるときはキャパシタンス成分であり、前記入力ポートに入力された高周波信号が、位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号に分配されて前記第１,第２の出力ポートから夫々出力されるように、前記第１乃至第４回路要素と前記抵抗成分および前記共振回路要素が設定されていることを特徴とする。

ここで、回路要素とは、インダクタンス,キャパシタンスおよび抵抗などのうちの少なくとも１つの集中定数素子または分布定数線路により構成されたものである。

上記構成の逆相電力分配器によれば、回路を大規模化させることなくかつ電力分配器としての特性を損なうことなく、使用帯域外の抑圧特性を改善でき、小型でＲＦＩＣ上に一体集積化が容易な回路構成の逆相電力分配器を実現できる。また、入力された高周波信号を位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号に分配することができる回路構成を集中定数素子のみによって実現できる。

また、一実施形態の逆相電力分配器は、前記共振回路要素が、キャパシタンス成分とインダクタンス成分とからなる並列共振回路または短絡線路共振器である回路構成であっても良い。

前記実施形態の逆相電力分配器によれば、キャパシタンス成分とインダクタンス成分とからなる並列共振回路を共振回路要素に用いることによって、キャパシタンス成分とインダクタンス成分の組み合わせによって使用周波数帯を自由に設定でき、設計の自由度を向上できる。また、共振回路要素に短絡線路共振器を用いることによって、マイクロ波帯(ミリ波帯を含む)に対応するフィルタ回路を低コストで実現でき、さらに、集中定数ＬＣ共振器よりも短絡線路共振器の方が、Ｑ値や加工精度の点で優れているため、性能を向上でき、製造バラツキを低減できる。

また、一実施形態の逆相電力分配器は、前記第１乃至第４回路要素のうちのキャパシタンス成分を有する回路要素は、直列接続された複数のキャパシタンス成分とそのキャパシタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のインダクタンス成分とを有する回路構成であっても良いし、或いは、前記第１乃至第４回路要素のうちのインダクタンス成分を有する回路要素は、直列接続された複数のインダクタンス成分とそのインダクタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のキャパシタンス成分とを有する回路構成であっても良い。

上記実施形態の逆相電力分配器によれば、回路要素の入出力端に両端が接続された直列素子がキャパシタンス成分である場合は、直列接続された複数のキャパシタンス成分とそのキャパシタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のインダクタンス成分に置き換える。また、回路要素の入出力端に両端が接続された直列素子がインダクタンス成分である場合は、直列接続された複数のインダクタンス成分とそのインダクタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のキャパシタンス成分に置き換える。そうすることで、広帯域化が容易にできる。

また、この発明の逆相電力合成器は、第１の入力ポートと第２の入力ポートから入力された位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号を合成して１つの出力ポートに出力する逆相電力合成器であって、前記出力ポートと前記第１の入力ポートとの間に接続された第１回路要素と、前記出力ポートと前記第２の入力ポートとの間に接続された第２回路要素と、前記第１の入力ポートと前記第２の入力ポートとの間に直列に接続された第３回路要素および第４回路要素と、前記第３回路要素と前記第４回路要素との接続点からグランドとの間に接続された抵抗成分と、前記出力ポートとグランドとの間に接続された共振回路要素と、前記第１の入力ポートとグランドとの間に接続された第５回路要素と、前記第２の入力ポートとグランドとの間に接続された第６回路要素とを備え、前記第１回路要素がインダクタンス成分であり、前記第２回路要素がキャパシタンス成分であり、前記第３,第４回路要素のどちらもがキャパシタンス成分またはインダクタンス成分のいずれか一方であり、前記第５,第６回路要素が、前記第３,第４回路要素がキャパシタンス成分であるときはインダクタンス成分である一方、前記第３,第４回路要素がインダクタンス成分であるときはキャパシタンス成分であり、前記第１,第２の入力ポートに入力された位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号が１つの高周波信号に合成されて前記出力ポートから出力されるように、前記第１乃至第４回路要素と前記抵抗成分および前記共振回路要素が設定されていることを特徴とする。

上記構成の逆相電力合成器によれば、回路を大規模化させることなくかつ電力合成器としての特性を損なうことなく、使用帯域外の抑圧特性を改善でき、小型でＲＦＩＣ上に一体集積化が容易な回路構成の逆相電力合成器を実現できる。また、入力された位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号を１つの高周波信号に合成することができる回路構成を集中定数素子のみによって実現できる。

また、一実施形態の逆相電力合成器は、前記共振回路要素が、キャパシタンス成分とインダクタンス成分とからなる並列共振回路または短絡線路共振器である回路構成であっても良い。

前記実施形態の逆相電力合成器によれば、キャパシタンス成分とインダクタンス成分とからなる並列共振回路を共振回路要素に用いることによって、キャパシタンス成分とインダクタンス成分の組み合わせによって使用周波数帯を自由に設定でき、設計の自由度を向上できる。また、共振回路要素に短絡線路共振器を用いることによって、マイクロ波帯(ミリ波帯を含む)に対応するフィルタ回路を低コストで実現でき、さらに、集中定数ＬＣ共振器よりも短絡線路共振器の方が、Ｑ値や加工精度の点で優れているため、性能を向上でき、製造バラツキを低減できる。

また、一実施形態の逆相電力合成器は、前記第１乃至第４回路要素のうちのキャパシタンス成分を有する回路要素は、直列接続された複数のキャパシタンス成分とそのキャパシタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のインダクタンス成分とを有する回路構成であっても良いし、或いは、前記第１乃至第４回路要素のうちのインダクタンス成分を有する回路要素は、直列接続された複数のインダクタンス成分とそのインダクタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のキャパシタンス成分とを有する回路構成であっても良い。

上記実施形態の逆相電力合成器によれば、回路要素の入出力端に両端が接続された直列素子がキャパシタンス成分である場合は、直列接続された複数のキャパシタンス成分とそのキャパシタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のインダクタンス成分に置き換える。また、回路要素の入出力端に両端が接続された直列素子がインダクタンス成分である場合は、直列接続された複数のインダクタンス成分とそのインダクタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のキャパシタンス成分に置き換える。そうすることで、広帯域化が容易にできる。

また、本発明による高周波通信装置は、前記逆相電力分配器を、半導体チップ上に集積化された差動型の高周波アナログ回路に非差動信号を差動信号に変換して入力する変換回路として用いたことを特徴とする。

上記構成の高周波通信装置によれば、使用帯域外の抑圧特性が改善された小型でＲＦＩＣ上に一体集積化が容易な回路構成の逆相電力分配器を用いることによって、高周波通信装置の小型化,軽量化および低コスト化が可能となる。

また、本発明による高周波通信装置は、前記逆相電力合成器を、半導体チップ上に集積化された差動型の高周波アナログ回路から出力される差動信号を非差動信号に変換する変換回路として用いたことを特徴とする。

上記構成の高周波通信装置によれば、使用帯域外の抑圧特性が改善された小型でＲＦＩＣ上に一体集積化が容易な回路構成の逆相電力合成器を用いることによって、高周波通信装置の小型化,軽量化および低コスト化が可能となる。

以上より明らかなように、本発明の逆相電力分配器および逆相電力合成器によれば、逆相電力分配器を高機能化し、バンドパスフィルタ機能を付加することができる。その際、フィルタ機能まで含めた全回路は、極めて小規模,小型で、なおかつＲＦＩＣ上に一体集積化が容易な回路構成によって実現することができる。

また、本発明の高周波通信装置によれば、本発明の逆相電力分配器や逆相電力合成器をＲＦＩＣのバラン回路(差動非差動変換回路)として用いることによって、部品点数を最小化し、装置全体の小型化,軽量化および低コスト化を実現することができる。

以下、本発明の逆相電力分配器および逆相電力合成器および高周波通信装置の実施の形態を、図面を用いてさらに具体的に詳細に説明する。

(第１実施形態)
図１は、本発明による第１実施形態の逆相電力分配器の回路図である。図１において、入力ポートＩＮと第１の出力ポートＯＵＴ１との間にインダクタンス成分Ｌ１aを接続し、入力ポートＩＮと第２の出力ポートＯＵＴ２との間にキャパシタンス成分Ｃ１aを接続している。第１の出力ポートＯＵＴ１と第２の出力ポートＯＵＴ２の間に、直列に接続された２個のキャパシタンス成分Ｃ２a,Ｃ３aおよびそのキャパシタンス成分Ｃ２a,Ｃ３a間の接続点とグランドとの間に接続された１個の抵抗成分Ｒ１aから成るＴ型回路を接続している。また、前記入力ポートＩＮとグランドとの間に、共振回路要素の一例としてのキャパシタンス成分Ｃ４aとインダクタンス成分Ｌ４aとから成る並列共振回路を接続している。また、第１の出力ポートＯＵＴ１とグランドとの間にインダクタンス成分Ｌ２aを接続し、第２の出力ポートＯＵＴ２とグランドとの間にインダクタンス成分Ｌ３aを接続している。

図７〜図９は、図１の回路を、表２の目標仕様に沿って設計した結果のグラフである。Ｓパラメータ表記におけるポート番号は、図１に従った。なお、後に示す比較例１において公平を期すために、設計作業は、市販のごく一般的な回路シミュレータの最適設計機能を用いて、人手に頼らずにコンピュータで自動的に行った。この結果を得た時の回路定数は、Ｃ１a＝０.５３８ｐＦ、Ｃ２a＝２.６５７ｐＦ、Ｃ３a＝２.７２ｐＦ、Ｃ４a＝２.６６３ｐＦ、Ｌ１a＝１.８６２ｎＨ、Ｌ２a＝０.３９ｎＨ、Ｌ３a＝０.２７ｎＨ、Ｌ４a＝０.３１５ｎＨ、Ｒ１a＝１.４５９Ωであった。

図７は、反射,透過係数のグラフである。図７において、Ｓ１１,Ｓ２２,Ｓ３３は反射係数、Ｓ２１,Ｓ３１は透過係数である。本発明による逆相電力分配器(図１)は極めて小規模な回路であるが、このグラフから明らかな通り、非常に良好なバンドパスフィルタ特性が実現できることが分かる。図８は、アイサレーション特性のグラフである。目標の帯域(５〜６ＧＨz)において、ほぼ１５ｄＢのアイサレーションが実現できている。図９は、入力ポートから第１の出力ポートへの透過波(Ｓ２１)と、入力ポートから第２の出力ポートへの透過波(Ｓ３１)の、位相特性のグラフである。目標の帯域(５〜６ＧＨz)において、１８０度の位相差が実現できている。

以上より、図１の回路は、極めて小規模な回路ながら、逆相電力分配器とバンドパスフィルタの２つの機能を兼ね備えていることが分かる。したがって、回路を大規模化させることなく、さらに電力分配器としての特性を損なうことなく、使用帯域外の抑圧特性を向上することができ、小型でＲＦＩＣ上に一体集積化が容易な回路構成の逆相電力分配器を実現できる。

(第２実施形態)
前記第１実施形態の図１に示す逆相電力分配器は、その構造の一部を分布定数素子に置き換えることが可能である。図２は、本発明の第２実施形態の逆相電力分配器の回路図を示しており、図１の回路における共振器、即ちキャパシタンス成分Ｃ４aとインダクタンス成分Ｌ４aが形成するＬＣ並列共振回路を、高周波線路共振器Ｔ１bで置き換えた例である。一般的にマイクロ波帯では、集中定数ＬＣ共振器よりも分布定数線路共振器の方が、Ｑ値や加工精度の点で優れている。そのため、図２のような分布定数素子による置き換えは、性能向上,製造バラツキ低減の観点から大変有効な手段である。

図２のような分布定数素子による置き換えを行っても、ほぼ同等の回路特性が実現できる。例えば、Ｃ１b＝０.５３８ｐＦ、Ｃ２b＝２.７３４ｐＦ、Ｃ３b＝２.７４８ｐＦ、Ｌ１b＝１.８６９ｎＨ、Ｌ２b＝０.２６８ｎＨ、Ｌ３b＝０.３７４ｎＨ、Ｒ１b＝１.４１７Ωとし、Ｔ１bは特性インピーダンスが８.２９５Ωで周波数５５２９.１８５ＭＨzにおいて１／４波長となる寸法の高周波線路とすれば、図１の回路の特性(図７〜図９)とほぼ同じ回路特性が得られる。

(第３実施形態)
本発明の電力分配器(図１)は、その反射,透過特性(図７)を見れば、このままでも、中心周波数５.５ＧＨzに対して約１ＧＨzもの帯域幅が確保できている。この帯域幅は、以下の方法で容易に、更なる拡大を図ることができる。

図５に模式的に示したように、回路中におけるキャパシタンス素子Ｃs０は、直列に接続された複数のキャパシタンス素子Ｃs１〜Ｃs６およびそのキャパシタンス素子間の接続点とグランドとの間に接続された複数のインダクタンス素子Ｌp１〜Ｌp４を交互に配置したＴ型多段回路で置き換える。また、図６に模式的に示したように、回路中におけるインダクタンス素子Ｌs０は、直列に接続された複数のインダクタンス素子Ｌs１〜Ｌs６およびそのインダクタンス素子間の接続点とグランドとの間に接続された複数のキャパシタンス素子Ｃp１〜Ｃp４を交互に配置したＴ型多段回路で置き換える。このような多段化ＬＣ回路による広帯域化は、回路理論においては一般的に知られた手法であるが、本発明の逆相電力分配器においてもそのまま適用が可能である。

図３は、図１の逆相電力分配器に前記手法を適用して広帯域化を図った場合の第３実施形態の逆相電力分配器の回路図である。より詳細には、以下のような置き換えを行っている。図１の回路におけるインダクタンス成分Ｌ１aは、図３の回路において、直列に接続された２個のインダクタンス成分Ｌ１c,Ｌ２cおよびそのインダクタンス素子Ｌ１c,Ｌ２c間の接続点とグランドとの間に接続された１個のキャパシタンス成分Ｃ３cから成るＴ型回路に置き換えられている。図１の回路におけるキャパシタンス成分Ｃ１aは、図３の回路において、直列に接続された２個のキャパシタンス成分Ｃ１c,Ｃ２cおよびそのキャパシタンス成分Ｃ１c,Ｃ２c間の接続点とグランドとの間に接続された１個のインダクタンス成分Ｌ３cから成るＴ型回路に置き換えられている。図１の回路におけるキャパシタンス成分Ｃ２aは、図３の回路において、直列に接続された２個のキャパシタンス成分Ｃ４c,Ｃ５cおよびそのキャパシタンス成分Ｃ４c,Ｃ５c間の接続点とグランドとの間に接続された１個のインダクタンス成分Ｌ５cから成るＴ型回路に置き換えられている。図１の回路におけるキャパシタンス成分Ｃ３aは、図３の回路において、直列に接続された２個のキャパシタンス成分Ｃ６c,Ｃ７cおよびそのキャパシタンス成分Ｃ６c,Ｃ７c間の接続点とグランドとの間に接続された１個のインダクタンス成分Ｌ７cから成るＴ型回路に置き換えられている。

(第４実施形態)
図４は、本発明の第４実施形態の逆相電力分配器の回路図である。前記第４実施形態の図１の逆相電力分配器と回路構成はほぼ同じであり、一部のインダクタンス成分Ｌとキャパシタンス成分Ｃの位置を入れ換えたような構造になっている。

図４において、入力ポートＩＮと第１の出力ポートＯＵＴ１との間にインダクタンス成分Ｌ１dを接続し、入力ポートＩＮと第２の出力ポートＯＵＴ２との間にはキャパシタンス成分Ｃ１dを接続している。第１の出力ポートＯＵＴ１と第２の出力ポートＯＵＴ２の間に、直列に接続された２個のインダクタンス成分Ｌ２d,Ｌ３dおよびそのインダクタンス成分Ｌ２d,Ｌ３d間の接続点とグランドとの間に接続された１個の抵抗成分Ｒ１dから成るＴ型回路を接続している。前記入力ポートＩＮとグランドとの間に、共振回路要素の一例としてのキャパシタンス成分Ｃ４dとインダクタンス成分Ｌ４dとから成る並列共振回路を接続している。また、第１の出力ポートＯＵＴ１とグランドとの間にキャパシタンス成分Ｃ２dを接続し、第２の出力ポートＯＵＴ２とグランドとの間にキャパシタンス成分Ｃ３dを接続している。

図４の回路は、その動作原理が図１と同じであり、その特性も図１とほぼ同じになる。例えば、Ｃ１d＝０.４４８ｐＦ、Ｃ２d＝３.１２３ｐＦ、Ｃ３d＝２.１７ｐＦ、Ｃ４d＝２.７２８ｐＦ、Ｌ１d＝１.５６９ｎＨ、Ｌ２d＝０.３１１ｎＨ、Ｌ３d＝０.３１８ｎＨ、Ｌ４d＝０.３１３ｎＨ、Ｒ１d＝１.４５５Ωとすれば、図１の回路の特性(図７〜図９)とほぼ同じ回路特性が得られる。

なお、この図４に示した第４実施形態の逆相電力分配器に対しても、第２実施形態(あるいは図２)で説明したような分布定数素子による置き換えや、第３実施形態(あるいは図３)で説明したような広帯域化の手法が、そのまま適用可能である。

(第５実施形態)
図２０は、図１８,図１９に対比させて構成した本発明の第５実施形態の高周波通信装置の送信部の模式図である。

既に説明した従来技術(図１９)方法では、確かにバラン回路２５をＲＦＩＣ２３上に一体集積化するのは成功しているが、まだまだ一体集積化が十分に進んでいるとは言い難い。即ち、バンドパスフィルタ回路２６は、ＲＦＩＣ２３の外に放置されている。しかしながら、図２０に示す本発明の高周波通信回路によれば、このバンドパスフィルタ回路までをもＲＦＩＣ上に一体集積化することができる。

図２０において、ＲＦＩＣ３３上の差動回路３４の出力は、同じＲＦＩＣ上に一体集積化されたバラン回路３５によって非差動出力に変換された後、パワーアンプ３２で増幅されて、アンテナ３１から送信される。バラン回路３５は、本発明の逆相電力合成器によって実現されており、例えば図１の逆相電力分配器の入力と出力の向きを逆方向にして電力合成器として用いて、図２０中に記したポート配置に従って結線することで実現される。本発明の逆相電力合成器を用いたバラン回路３５は、極めて小規模な回路であるため、このようにＲＦＩＣ上に一体集積化することが容易である。また、本発明の逆相電力合成器を用いたバラン回路３５は、これ自体がバンドパスフィルタ機能も備えているため、外付けのバンドパスフィルタ回路を削除することができる。

以上のように、本発明の高周波通信装置によれば、従来の限界を超えて高集積化,高機能化されたＲＦＩＣが実現可能であり、装置全体の小型化,軽量化および低コスト化を図ることが可能になる。

(比較例１)
本発明の逆相電力分配器(図１)に対して、従来技術(図１１)に共振器を追加しただけではないか、共振器を追加すればフィルタ特性が強まって当然ではないか、との疑問が生じる可能性がある。そこで、以下に、本発明(図１)と従来技術(図１１)には、単なる共振器の有無以上に大きな構造上の違いがあることの詳細を示す。具体的には、図１におけるインダクタンス成分Ｌ２aと、図８におけるインダクタンス成分Ｌ３fという、整合用インダクタンスの位置が異なっており、この位置の違いが、フィルタ機能を付加しようとした際に、性能上の大きな差となって現れる。

図１５は、試みに、従来技術回路(図１１)に対して、本発明(図１)と同じ位置に同じ構造の共振器を追加した回路である。即ち、入力ポートとグランドとの間に、キャパシタンス成分Ｃ４gとインダクタンス成分Ｌ４gの並列共振器が挿入されている。即ち、図１５の回路は、整合用インダクタンス(図１におけるインダクタンス成分Ｌ２a、図１５におけるインダクタンス成分Ｌ３gの位置以外は、本発明(図１)と全く同一構造の回路である。

この図１５の回路を、本発明の第１実施形態の逆相電力分配器(図１)と全く同一の条件(表１)で、市販の一般的な回路シミュレータを用いて、自動最適設計させてみる。この計算結果を図１６,図１７のグラフに示している。図１６は反射,透過特性のグラフであるが、フィルタとしての帯域幅が確保できず、帯域外減衰量も取れず、２つの透過波(Ｓ２１,Ｓ３１)の大きさも非常にアンバランスである。図１７は、アイサレーション特性のグラフであるが、目標値の１５ｄＢを満たす帯域幅がほとんど確保できていないことが分かる。なお、この結果を得た時の回路定数は、Ｃ１g＝０.６０４ｐＦ、Ｃ２g＝０.６７２ｐＦ、Ｃ３g＝０.４９９ｐＦ、Ｃ４g＝４.３１７ｐＦ、Ｌ１g＝３.１７５ｎＨ、Ｌ２g＝０.８９１ｎＨ、Ｌ３g＝１.２５ｎＨ、Ｌ４g＝０.１８９ｎＨ、Ｒ１g＝３９.２０３Ωであった。

以上の比較実験より、図１５の回路、即ち従来技術回路(図１１)に単純に並列共振器を１個追加しただけの回路では、本発明の趣旨である「逆相電力分配器の機能とフィルタ機能の両立」を実現できないことが分かる。即ち、本発明(図１)と従来技術(図１１)の回路構成には、単なる共振器１個の有無以上の相違があることが分かる。

また、前記第１〜第４実施形態では、逆相電力分配器について説明したが、各実施形態と同一の構成で入出力の向きを逆方向にした逆相電力合成器についても同様に、簡単な構成で回路規模を最小にでき、ＲＦＩＣ化に適した回路構成が実現できる。

また、本発明の逆相電力分配器および逆相電力合成器において、集中定数のキャパシタンス素子やインダクタンス素子の代わりに、分布定数線路を用いることでも実現できる。本発明の回路構成において、直列のインダクタンス素子は９０度の位相回転量を有する高周波線路でも代用でき、直列のキャパシタンス素子は−９０度、即ち２７０度の位相回転量を有する高周波線路でも代用できる。

図１は本発明の第１実施形態の逆相電力分配器の回路図である。図２は本発明の第２実施形態の逆相電力分配器の回路図である。図３は本発明の第３実施形態の逆相電力分配器の回路図である。図４は本発明の第４実施形態の逆相電力分配器の回路図である。図５は本発明の逆相電力分配器を広帯域化するための素子置き換え方法である。図６は本発明の逆相電力分配器を広帯域化するための素子置き換え方法である。図７は図１の回路の反射,透過特性である。図８は図１の回路のアイサレーション特性である。図９は図１の回路の透過位相特性である。図１０は従来の第１の逆相電力分配器である。図１１は従来の第２の逆相電力分配器である。図１２は図１１の回路の反射,透過特性である。図１３は図１１の回路のアイサレーション特性である。図１４は図１１の回路の透過位相特性である。図１５は図１１の回路に共振器を付加した、比較用の回路である。図１６は図１５の回路の反射,透過特性である。図１７は図１５の回路のアイサレーション特性である。図１８は従来の高周波通信装置の送信部の模式図である。図１９は従来の高周波通信装置の送信部の模式図である。図２０は本発明の第５実施形態の高周波通信装置の送信部の模式図である。

符号の説明

Ｃ１a〜Ｃ４a,Ｃ１b〜Ｃ３b,Ｃ１c〜Ｃ８c,Ｃ１d〜Ｃ４d,Ｃ１e〜Ｃ３e,Ｃ１f〜Ｃ３f,Ｃ１g〜Ｃ４g,Ｃs０〜Ｃs６,Ｃp１〜Ｃp４,Ｃ１〜Ｃ３…キャパシタンス成分
Ｌ１a〜Ｌ４a,Ｌ１b〜Ｌ３b,Ｌ１c〜Ｌ８c,Ｌ１d〜Ｌ４d,Ｌ１e〜Ｌ３e,Ｌ１f〜Ｌ３f,Ｌ１g〜Ｌ４g,Ｌs０〜Ｌs６,Ｌp１〜Ｌp４…インダクタンス成分
Ｒ１a,Ｒ１b,Ｒ１c,Ｒ１d,Ｒ１e,Ｒ１f,Ｒ１g…抵抗成分
Ｔ１b,Ｔ１,Ｔ２…高周波線路共振器
１１,２１,３１…アンテナ
１２,２２,３２…送信パワーアンプ
１３,２３,３３…ＲＦＩＣ
１４,２４,３４…差動回路
１５,２５,３５…バラン回路
１６,２６…バンドパスフィルタ回路

Claims

１つの入力ポートから入力された高周波信号を位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号に分配して第１の出力ポートと第２の出力ポートに夫々出力する逆相電力分配器であって、
前記入力ポートと前記第１の出力ポートとの間に接続された第１回路要素と、
前記入力ポートと前記第２の出力ポートとの間に接続された第２回路要素と、
前記第１の出力ポートと前記第２の出力ポートとの間に直列に接続された第３回路要素および第４回路要素と、
前記第３回路要素と前記第４回路要素との接続点からグランドとの間に接続された抵抗成分と、
前記入力ポートとグランドとの間に接続された共振回路要素と、
前記第１の出力ポートとグランドとの間に接続された第５回路要素と、
前記第２の出力ポートとグランドとの間に接続された第６回路要素とを備え、
前記第１回路要素がインダクタンス成分であり、
前記第２回路要素がキャパシタンス成分であり、
前記第３,第４回路要素のどちらもがキャパシタンス成分またはインダクタンス成分のいずれか一方であり、
前記第５,第６回路要素が、前記第３,第４回路要素がキャパシタンス成分であるときはインダクタンス成分である一方、前記第３,第４回路要素がインダクタンス成分であるときはキャパシタンス成分であり、
前記入力ポートに入力された高周波信号が、位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号に分配されて前記第１,第２の出力ポートから夫々出力されるように、前記第１乃至第４回路要素と前記抵抗成分および前記共振回路要素が設定されていることを特徴とする逆相電力分配器。
請求項１に記載の逆相電力分配器において、
前記共振回路要素が、キャパシタンス成分とインダクタンス成分とからなる並列共振回路または短絡線路共振器であることを特徴とする逆相電力分配器。
請求項１に記載の逆相電力分配器において、
前記第１乃至第４回路要素のうちのキャパシタンス成分を有する回路要素は、直列接続された複数のキャパシタンス成分とそのキャパシタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のインダクタンス成分とを有することを特徴とする逆相電力分配器。
請求項１に記載の逆相電力分配器において、
前記第１乃至第４回路要素のうちのインダクタンス成分を有する回路要素は、直列接続された複数のインダクタンス成分とそのインダクタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のキャパシタンス成分とを有することを特徴とする逆相電力分配器。
第１の入力ポートと第２の入力ポートから入力された位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号を合成して１つの出力ポートに出力する逆相電力合成器であって、
前記出力ポートと前記第１の入力ポートとの間に接続された第１回路要素と、
前記出力ポートと前記第２の入力ポートとの間に接続された第２回路要素と、
前記第１の入力ポートと前記第２の入力ポートとの間に直列に接続された第３回路要素および第４回路要素と、
前記第３回路要素と前記第４回路要素との接続点からグランドとの間に接続された抵抗成分と、
前記出力ポートとグランドとの間に接続された共振回路要素と、
前記第１の入力ポートとグランドとの間に接続された第５回路要素と、
前記第２の入力ポートとグランドとの間に接続された第６回路要素とを備え、
前記第１回路要素がインダクタンス成分であり、
前記第２回路要素がキャパシタンス成分であり、
前記第３,第４回路要素のどちらもがキャパシタンス成分またはインダクタンス成分のいずれか一方であり、
前記第５,第６回路要素が、前記第３,第４回路要素がキャパシタンス成分であるときはインダクタンス成分である一方、前記第３,第４回路要素がインダクタンス成分であるときはキャパシタンス成分であり、
前記第１,第２の入力ポートに入力された位相が略１８０度ずれた２つの高周波信号が１つの高周波信号に合成されて前記出力ポートから出力されるように、前記第１乃至第４回路要素と前記抵抗成分および前記共振回路要素が設定されていることを特徴とする逆相電力合成器。
請求項５に記載の逆相電力合成器において、
前記共振回路要素が、キャパシタンス成分とインダクタンス成分とからなる並列共振回路または短絡線路共振器であることを特徴とする逆相電力合成器。
請求項５に記載の逆相電力合成器において、
前記第１乃至第４回路要素のうちのキャパシタンス成分を有する回路要素は、直列接続された複数のキャパシタンス成分とそのキャパシタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のインダクタンス成分とを有することを特徴とする逆相電力合成器。
請求項５に記載の逆相電力合成器において、
前記第１乃至第４回路要素のうちのインダクタンス成分を有する回路要素は、直列接続された複数のインダクタンス成分とそのインダクタンス成分間の接続点とグランドとの間に接続された１以上のキャパシタンス成分とを有することを特徴とする逆相電力合成器。
請求項１乃至４のいずれか１つに記載の逆相電力分配器を、半導体チップ上に集積化された差動型の高周波アナログ回路に非差動信号を差動信号に変換して入力する変換回路として用いたことを特徴とする高周波通信装置。
請求項５乃至８のいずれか１つに記載の逆相電力合成器を、半導体チップ上に集積化された差動型の高周波アナログ回路から出力される差動信号を非差動信号に変換する変換回路として用いたことを特徴とする高周波通信装置。