JP2005072819A - 信号処理装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スペクトラム拡散した制御信号と、所定の変調方式で変調された送信データとを有する信号を、復調できる信号処理装置及び方法を提供する。
【解決手段】入力信号を、Ｉ−Ｑベースバンド信号に変換する直交復調器１０６と、ベースバンド信号を拡散符号を用いて逆拡散する第１の相関器と、第１の相関器出力のピークを検出するピーク検出回路とを有するマルチパス検出回路と、前記ピーク検出回路で検出した相関出力の最大ピーク位置を復調タイミングとして前記拡散符号を用いて逆拡散する第２の相関器と、前記マルチパス検出回路１１０で得られたシンボル周期の最大ピーク位置で第２の相関器の出力位相を検出する位相判定回路と、位相判定回路の出力に基づいて前記ベースバンド信号を復調する拡散符号復調器と、制御信号に対して波形等化を行う第１の等化器と、第１の等化器１２０の出力を入力し、送信データの波形等化を行う第２の等化器１４０とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般には、デジタル情報のスペクトラム拡散の復調に係り、特に、拡散符号でスペクトラム拡散した制御信号と、当該制御信号に続き、所定の変調方式で変調された送信データとを有する信号の復調に関する。本発明は、例えば、拡散符号がバーカー（Ｂａｒｋｅｒ）符号であり、所定の変調方式が補符号変調（「相補コードキー入力」ともいう。ＣｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙＣｏｄｅ Ｋｅｙｉｎｇ：ＣＣＫ）である場合に、無線ＬＡＮのマルチパス遅延特性に対する受信性能向上に好適である。ここで、「ＣＣＫ」とは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ準拠の２．４ＧＨｚ帯利用の無線ＬＡＮで使用され、最大１１Ｍｂｐｓのデータ伝送速度を実現する変調方式をいう。

従来、無線ＬＡＮ装置などにおいてマルチパス遅延特性の性能向上のための技術として等化器（例えば、特許文献１、特許文献２参照）やレイク（ＲＡＫＥ）復調器（例えば、非特許文献１参照）が知られている。

以下、図１０及び図１１を参照して従来の無線ＬＡＮ装置の受信機２００に搭載される等化器２１０について説明する。ここで、図１０は特許文献１に記載される従来の無線ＬＡＮ装置の受信機２００の構成を示すブロック図であり、図１１は受信機２００に搭載される等化器２１０の構成を示すブロック図である。等化器２１０は、送信側において信号多重化のために複数のバーカー（Ｂａｒｋｅｒ）符号で変調された信号の伝送路で発生する遅延歪みを除去するために使用される。また、バーカー符号でスペクトラム拡散された信号に対してマルチパスで発生した遅延波の影響を取り除く方法としてレイク復調器を利用する方法もある。

ここで、「マルチパス」とは送信信号が建物や地形などの障害によって反射・回折し、端末が複数の経路から同じ電波を受信してしまうことをいう。マルチパスが生じると、端末が複数の異なる経路距離の電波を受信するため、波形に位相のずれが生じて、受信した電波にノイズが生じて受信信号に誤りが発生したり、符号の復号化ができなくなったりするなどの問題が発生する。

図１０に示した受信機２００の動作について説明する。送信機からの出力信号が受信機２００の入力端子２０２に入力されると、アナログ演算回路２０４がこれを増幅し、ベースバンド信号に変換する。次に、相関器２０６が変調信号に乗算されたバーカー符号と、受信機２００内にある同じバーカー符号との間で相関を取る。相関器２０６は、相関結果に基づいた復調信号を等化器２１０に出力する。等化器２１０は、相関器２０６による相関結果に基づいて、信号から、伝送路において発生する遅延成分を取り除き、信号位置検出器２２０に出力する。信号位置検出回路２２０は、等化器２１０から出力された信号の信号位置を検出して、信号位置情報を復調器２２２と結合器２２４に出力する。復調器２２２は等化器２１０の出力と信号位置検出器２２０からの信号位置情報を用いて信号を復号する。復調器２２２で復号した信号は結合器２２４に出力される。結合器２２４では復調器２２２で復調された信号を信号位置検出器２２０の信号位置情報を用いて復調信号を結合し、出力端子２２６に出力する。

図１１を参照するに、等化器２１０は、相関器２０６から相関結果に基づいた信号を、遅延歪みの大きさに応じた値のタップ係数（フィルタ係数）を求めるタップ係数演算回路２１１と、入力信号から遅延歪みを取り除く等化演算回路２１７とに入力する。タップ係数演算回路２１１では送信データの前に送られるトレーニング信号（既知信号）を用いてマルチパスを分離し、このマルチパスの時間平均値を求めて図示しないメモリに記憶し、等化演算回路２１７のタップ係数として使用する。等化演算回路２１７は、減算器２１２と、入力信号に遅延の有無を判定する判定回路２１３と、判定回路２１３は遅延歪みがあると判断した信号を遅延させる遅延器２１４ａ〜２１４ｃと、遅延器２１４ａ〜２１４ｃからのそれぞれの出力にタップ係数を乗算する乗算器２１５ａ〜２１５ｃと、乗算器２１５ａ〜２１５ｃの出力を合算する加算器２１６で構成された判定帰還型等化器を構成している。

次に、図１２及び図１３を参照してレイク復調器２５０について説明する。図１２はレイク復調器２５０の構成を示すブロック図である。アンテナ２５２で受信した信号は、ＡＧＣ回路２５４で受信レベルを一定にされた後、直交復調器２５６でＩ−Ｑベースバンド信号に変換される。変換されたＩ−Ｑベースバンド信号から、マルチパス検出回路２５８は、信号を伝送する能力の最小単位であるシンボルの長さを表すシンボル周期の遅延波プロファイルを求め、求めた遅延波プロファイルを元に相関器２６０ａ乃至２６０ｃのそれぞれに、レイク合成のための各遅延波情報Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３を出力する。それぞれの相関器２６０ａ乃至２６０ｃ内で得られた遅延波情報に基づいて遅延時間を補正して得られたＩ−Ｑの相関器出力は、ゲイン及び位相を修正する乗算器２６２ａ乃至２６２ｃによって、位相及びＩ−Ｑの振幅が修正される。加算器２６４は、それぞれの乗算器出力を合成してＩ−Ｑ信号を取得し、差動位相復調器２６６がかかるＩ−Ｑ信号をシンボルデータに復調する。

図１３にマルチパス検出回路２５８で求めた相関器出力のシンボル周期内の遅延波プロファイル例を示す。Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３はマルチパス遅延波の遅延時間を示し、各相関器で与えられた遅延波の遅延時間補正して得たＩ−Ｑ相関信号を乗算器２６２ａ、２６２ｂ、２６２ｃに出力する。
特開平９−１０２７５８号公報（第９頁の図１、及び、第１１頁の図６） 米国特許第６，２３３，２７３号公報に記載される「内蔵判定帰還型等化器を有するレイク受信機（ＲａｋｅＲｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ ｅｍｂｅｄｄｅｄ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ） 科学技術出版、ディジタルコミュニケーション、ジョン・ジー・プロアキス（ＪｏｈｎＧ． Ｐｒｏａｋｉｓ）著、第９２６頁

上述した従来の等化器の構成は、ＩＥＥＥ規格８０２．１１ｂに記述される１１ｂｉｔのバーカー符号を用いた変調信号やバーカー符号を用いた変調信号に続くＣＣＫの復調において、次のような問題を有する。即ち、受信機２００は、マルチパスの遅延波の影響を取り除くために相関器２０６が求めた相関結果を時間平均して等化器２１０のタップ係数を求めているため、マルチパスが時間変化する場合は遅延歪みを除去しきれない。また、等化器２１０はバーカー符号で相関を取った後の信号を用いており、バーカー符号変調信号の後に続くＣＣＫ変調波には使用できない。一方、レイク復調器２５０も、トレーニング信号から遅延プロファイルを求め、求めた遅延プロファイルを用いてレイク合成するため、ＣＣＫ変調波を受信中にマルチパスが変化する場合、良い結果が得られない。また遅延間隔が小さい場合、各遅延波のＩ−Ｑ位相情報が各々の遅延波の影響で不正確になりやすい。この結果、いずれの受信機においても受信信号に誤りが発生したり、復号化ができなくなったりする。

本発明は、上述したような従来技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、拡散符号でスペクトラム拡散した制御信号と、当該制御信号に続き、所定の変調方式で変調された送信データとを有する信号をマルチパス等の遅延波の影響を受ける環境において、安定して復調することができる信号処理装置及び方法を提供することを例示的な目的とする。

本発明の一側面としての信号処理装置は、拡散符号でスペクトラム拡散した制御信号と、当該制御信号に続き、所定の変調方式で変調された送信データとを有する入力信号を復調するための信号処理装置であって、前記入力信号を、Ｉ−Ｑコンステレーション上で表示されたＩ−Ｑベースバンド信号に変換するための直交復調器と、前記Ｉ−Ｑベースバンド信号を前記拡散符号を用いて逆拡散するための第１の相関器と、前記拡散符号長を周期とするシンボル周期内で前記第１の相関器出力のピークを検出するピーク検出回路とを有するマルチパス検出回路と、前記Ｉ−Ｑベースバンド信号を前記ピーク検出回路で検出した相関出力の最大ピーク位置を復調タイミングとして前記拡散符号を用いて逆拡散するための第２の相関器と、前記マルチパス検出回路で得られた前記シンボル周期の最大ピーク位置で当該第２の相関器の出力の位相を検出する位相判定回路と、当該位相判定回路の出力に基づいて前記Ｉ−Ｑベースバンド信号を復調する拡散符号復調器と、前記直交復調器と前記拡散符号復調器の間に配置され、前記制御信号に対して波形等化を行う第１の等化器と、前記第１の等化器の出力が入力され、前記送信データに対して波形等化を行う第２の等化器とを有し、前記第１の等化器は第１のフィルタ係数を有する第１のフィルタから構成され、前記第１のフィルタ係数を更新する第１の更新部を含み、当該第１の更新部は前記第１のフィルタ係数を前記拡散符号の受信時に更新し、前記第２の等化器は第２のフィルタ係数を有する第２のフィルタを使用し、前記第２のフィルタ係数を更新する第２の更新部を含み、当該第２の更新部は前記Ｉ−Ｑベースバンド信号の位相情報に基づいて前記第２のフィルタ係数を前記送信データの受信時に更新することを特徴とする。かかる信号処理装置は、だい２の等化器には拡散符号変調波受信時におけるマルチパスの遅延波の影響や符号間干渉を取り除いたＩ−Ｑベースバンド信号が入力する。第１及び第２の等化器のフィルタ係数（タップ係数）がマルチパス等の影響に応じて更新可能であるので時間変化する遅延歪みを除去して信号認識の誤りなどの問題を除去することができる。

前記拡散符号は、例えば、バーカー符号であり、前記所定の変調方式は、例えば、ＤＢＰＳＫ（ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＢｉｎａｒｙ ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＤＱＰＳＫ（ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＱｕａｔｅｒｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）又はＣＣＫである。

前記信号処理装置は、前記拡散符号復調器の前記位相判定回路の出力に基づいて基準位相を作成する基準位相生成部と、前記拡散符号ビット毎の前記Ｉ−Ｑベースバンド信号と前記基準位相とを比較する比較部とを更に有し、前記第１の等化器の前記第１の更新部は、前記比較部の比較結果に基づいて前記第１のフィルタ係数の更新を行ってもよい。これにより、基準位相は自己相関性に優れた情報を使用することができる。

前記信号処理装置は、前記拡散符号復調器の前記位相判定回路の出力に基づいて基準位相を作成する基準位相生成部と、前記シンボル周期内の前記最大ピーク位置の信号成分の位相情報を前記基準位相と比較することによって得られた位相誤差情報に基づいて、前記Ｉ−Ｑベースバンド信号の位相角度を調整する位相角度調整部とを更に有してもよい。位相角度調整部がＩ−Ｑベースバンド信号の位相角度を調整するので、第１の等化器による等化動作を高速にすることができる。

前記第１の等化器は、前記マルチパス検出回路で検出した２つの前記ピークのそれぞれに対して設けられ、前記信号処理装置は、前記２つのピークのいずれかを遅延させるための遅延回路と、２つの前記第１の等化器の出力を合算するための加算器とを更に有し、前記加算器の出力は、前記拡散符号復調器及び前記第２の等化器に供給されてもよい。加算器は２つの第１の等化器の出力を加算してレイク合成を実施し、マルチパス遅延波の強度が主信号に対して同等レベルに近い場合、拡散符号復号のための相関値が向上する。

前記第２の等化器は、前記Ｉ−Ｑベースバンド信号の位相情報を格納する後方遅延タップと、前記Ｉ−Ｑベースバンド信号と前記第２のフィルタとを乗算する第１の乗算器と、前記後方遅延タップに格納された値と前記第２のフィルタとを乗算する第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力を積算する積算器と、前記Ｉ−Ｑベースバンド信号の位相情報に基づいて当該Ｉ−Ｑベースバンド信号の振幅誤差を取得して前記第２の更新部に出力する比較部とを更に有し、前記信号処理装置は、前記第２の等化器の前記積算器の出力が入力され、前記送信データを復調する送信データ復調器を更に有してもよい。かかる信号処理装置によれば、第２の等化器は、第１の等化器で低減し切れなかったマルチパス遅延波成分を低減することができる。後方遅延タップに保存される値が一定値に制限されるため、第２の等化器の動作が安定する。

本発明の別の側面としての信号処理方法は、拡散符号でスペクトラム拡散した制御信号と、当該制御信号に続き、所定の変調方式で変調された送信データとを有する入力信号を復調する信号処理方法であって、前記制御信号に対して、第１のフィルタ係数を有する第１のフィルタにより波形等化する第１の等化ステップと、前記送信データに対して、第２のフィルタ係数を有する第２のフィルタにより波形等化する第２の等化ステップと、前記第１及び第２のフィルタ係数を前記拡散符号長を周期とするシンボル周期内で更新するステップとを有することを特徴とする。かかる信号処理方法は、上述の信号処理方法と同様の作用を奏し、ハードウェア又はソフトウェアとして具体化される。上述のように、前記拡散符号は、例えば、バーカー符号であり、前記所定の変調方式は、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ又はＣＣＫであってもよい。

本発明の更なる目的又はその他の特徴は、以下、添付図面を参照して説明される好ましい実施例によって明らかにされるであろう。

本発明によれば、拡散符号でスペクトラム拡散した制御信号と、当該制御信号に続き、所定の変調方式で変調された送信データとを有する信号をマルチパス等の遅延波の影響を受ける環境において安定して復調することができる信号処理装置及び方法を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態の受信機１００を、図面を参照して説明する。ここで、図１は本発明の第１の実施形態の受信機１００を示す概略ブロック図である。本実施形態は、送信機と受信機からなる無線ＬＡＮを想定している。送信機はバーカー符号でスペクトラム拡散した制御信号と、制御信号に続き、ＣＣＫで変調された送信データとを有する信号を無線信号として送信し、受信機は無線信号として当該信号を受信する。送信機は、ＩＥＥＥ規格８０２．１１ｂの方式に基づいて変調するので、ここでは図示及び説明を省略する。

本出願において、受信機（又は信号処理装置）は、ＬＳＩなどの半導体装置及びそれを備えた電子機器（例えば、無線ＬＡＮ装置）をカバーする概念であり、本発明の信号処理方法はハードウェア又はソフトウェアのいずれによって具体化されてもよい。受信機１００は、図１に示すように、アンテナ１０２、自動利得制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）回路１０４、直交復調器１０６、自動周波数制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＣ）回路１０８、マルチパス検出回路１１０、等化器１２０、バーカー符号復調器１３０、等化器１４０、ＣＣＫ復調器１５０、複号器１６０とを有する。

アンテナ１０２は、図示しない送信機から送信された変調信号を受信する。ＡＧＣ回路１０４は、アンテナ１０２から信号を受信するようにアンテナ１０２に接続され、入力信号レベルが変化しても出力信号レベルが一定になるようにする。

直交復調器１０６は、ＡＧＣ回路１０４から信号を受信するようにＡＧＣ回路１０４に接続され、入力信号を、変調前のベースバンド信号であってＩ−Ｑコンステレーション上で表示された複素（Ｉ−Ｑ）ベースバンド信号に変換する。また、直交復調器１０６は、最大ピーク点の相関Ｉ−Ｑ信号より最大ピーク点の位相情報を求める。

ＡＦＣ回路１０８は、直交復調器１０６をフィードバック制御するように直交復調器１０６に接続され、周波数を一定に維持する。即ち、ＡＦＣ回路１０８はＩ−Ｑベースバンド信号より周波数ズレを計算して周波数ズレ成分を直交復調器１０６に出力する。直交復調器１０６は、ＡＦＣ回路１０８からの周波数ズレ成分を用いて図示しない送信機と受信機１００と間の周波数ズレを補正する。

マルチパス検出回路１１０は、直交復調器１０６によって復調されたＩ−Ｑベースバンド信号を受信するように直交復調器１０６に接続され、Ｉ−Ｑベースバンド信号と１１ｂｉｔのバーカー符号との相関演算を実施し、得られた相関値より最大ピークを検出し、シンボル周期内におけるバーカー復号の復号タイミング（又はシンボルタイミング）と等化器１２０へ入力するＩ−Ｑベースバンド信号のサンプルタイミング（又はチップタイミング）を求める。チップとは拡散コードの伝送速度の単位であり、例えば、バーカー符号１ビットに対応する。シンボルは、信号伝送能力の最小単位であり、例えば、バーカー符号１１ビットに対応する。

より具体的には、マルチパス検出回路１１０は、Ｉ−Ｑベースバンド信号をバーカー符号を用いて逆拡散するための相関器１１２と、バーカー符号長を周期とするシンボル周期内で相関器１１２の出力のピークを検出するピーク検出回路１１４とを有する。

等化器１２０は、直交復調器１０６によって復調されたＩ−Ｑベースバンド信号を受信するように直交復調器１０６に接続され、制御信号に対して波形整形を行う。等化器１２０は、本実施形態では、有限時間インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ−ｄｕｒａｔｉｏｎ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ）フィルタで構成された複素等化器であり、インパルス応答波形を入力するとある有限時間だけ出力を生成する。

等化器１２０の構造を図２に示す。図２に示すように、遅延タップ（レジスタ）（Ｄ［０−１７］）１２１と、タップ係数格納部（Ｃ［０−８］）１２２と、乗算器１２３ａ及び１２３ｂと、積算器１２４ａ乃至１２４ｃと、タップ修正係数保持レジスタ（Ｃｏｆｆ＿ｃｏｒｒ［０−６］）１２６と、基準位相生成部１２７と、Ｉ−Ｑ出力保持レジスタ１２８ａと、基準位相レジスタ１２８ｂと、比較器１２９とを有する。また、本実施形態では、位相角度調整部１１８を遅延タップ１２１の前段に設けている。位相角度調整部１１８は、等化器１２０とマルチパス検出回路１１０の間に配置されてもよいし、両者のいずれかと一体に構成されてもよい。

位相角度調整部１１８は、マルチパス検出回路１０６で得られたシンボル周期内の最大ピーク位置におけるＩ−Ｑ相関信号の位相情報を後述するシンボル位相判定用の基準位相と比較し、得られた位相誤差情報をＩ−Ｑベースバンド信号の初期位相誤差として等化器動作時に１度設定し、これに基づいて、直交復調器１０６からのＩ−Ｑベースバンド信号の位相角度を一律に調整する。これにより、等化器１２０の位相誤差に対する等化器の修正が迅速に行える。

Ｉ−Ｑベースバンド信号は遅延レジスタ１２１に入力し、Ｉ−Ｑベースバンド信号が周期的に入力される毎に遅延レジスタ１２１のデータは入れ替わる。Ｉ−Ｑベースバンド信号が入力する毎に、遅延タップ１２１の出力とタップ係数格納部１２２に格納されたタップ係数をタップ毎に乗算器１２３ａにおいて乗算する。乗算器１２３ａは、乗算結果を積算器１２４ｃに送る。積算器１２４ｃは乗算結果を積算し、複素計算を行ってＩ−Ｑベースバンド信号をバーカー復調器１３０に出力すると同時に、等化器１２０内の１１ｃｈｉｐ分のＩ−Ｑ出力保持レジスタ１２８ａに保存する。

バーカー符号復調器１３０は、積算器１２４ｃからのＩ−Ｑベースバンド信号をマルチパス検出器１１０から得られた復号タイミング情報に等化器１２０の遅延タップによる時間遅延分を加算したタイミングでバーカー符号の復調を行う。バーカー符号復調器１３０は、図３に示すように、相関器１３２と、位相判定回路１３４と、差動復号器１３６とを有する。ここで、図３は、バーカー符号復調器１３０のブロック図である。

相関器１３２は、積算器１２４ｃからのＩ−Ｑベースバンド信号を受信し、ピーク検出回路１１０で検出した相関出力の最大ピーク位置を復調タイミングとしてバーカー符号を用いて逆拡散する。位相判定回路１３４は、マルチパス検出回路１１０で得られたシンボル周期の最大ピーク位置で、バーカー符号で相関を取ったあとのＩ−Ｑ信号で位相領域判定を行い、基準位相を生成し、得られたシンボル位相判定結果を等化器１２０の基準位相生成部１２７に送信する。図４に、相関出力（Ｉ−Ｑ信号）の位相判定例を示す。差動復号器１３０は、１シンボル前の位相判定結果と今回の位相判定結果の差分位相を求め、差動位相復号を行い、得られたビット情報を復号器１６０に送る。

再び図２に戻って、等化器１２０の基準位相を基準位相生成部１２７は、バーカー復調器１３０の位相判定回路１３４からのシンボル位相判定結果に基づいて１１ｃｈｉｐタイミング分の基準位相を生成し、基準位相レジスタ１２８ｂに格納する。

比較部１２９は、チップタイミング毎にＩ−Ｑ出力保持レジスタ１２８ａと基準位相レジスタ１２８ｂに格納された１１ｃｈｉｐタイミング分の基準位相からの誤差を以下の数式１に基づいて算出し、かかる誤差を乗算器１２３ｂに出力する。

乗算器１２３ｂは、Ｉ−Ｑ出力保持レジスタ１２８ａに保存した出力データを作成したときに使用した遅延タップ１２１のＩ−Ｑベースバンド信号を用いて遅延タップ毎のタップ修正係数を以下の数式２によって算出し、タップ修正係数保持レジスタ１２６に保存する。

加算器１２４ｂは、かかるタップ修正係数を積算し、積算結果をタップ修正係数保持レジスタ１２６に格納する。１１ｃｈｉｐ分の遅延タップ毎の修正係数が求まると、バーカー復調器１３０のシンボル復調タイミング毎に等化器１２０のタップ係数格納部１２２のタップ係数を修正する。タップ係数の修正が完了した時点で、タップ修正係数保持レジスタ１２６はクリアされ、次のシンボルに対するタップ修正係数の保持準備に入る。等化器１２０は上記の動作をバーカー符号変調波を受信している間継続することにより、マルチパス遅延による遅延波の影響を取り除くことができ、良好な受信結果が得られる。

図５に、この時のバーカー符号復調器１３０におけるバーカー相関出力波形（パワー成分）を示す。同図に示すように、等化器１２０はバーカー符号復調器１３０の復号タイミングに合わせてタップ係数更新のための処理を実施し、１１ｃｈｉｐ分の処理が完了し、次のバーカー符号復調器１３０の復号タイミングの前までにタップ係数を更新する動作をバーカー符号毎に実施する。

バーカー変調波の後に続いてＣＣＫ変調波を受信する場合、等化器１２０はタップ係数更新動作を停止し、かつ、タップ係数を保持しＦＩＲフィルタとして動作する。ＣＣＫ変調波は、ＦＩＲフィルタとして動作する等化器１２０においてバーカー変調波受信時における固定的なマルチパス遅延波の影響や符号間干渉を取り除いたＩ−Ｑベースバンド信号をＣＣＫ変調波用の等化器１４０に入力する。

以下、等化器１４０について図６を参照して説明する。等化器１４０は、本実施形態ではＦＩＲフィルタとして具体化され、図６に示すように、遅延タップ（レジスタ）１４１と、乗算器１４２ａ及び１４２ｂと、タップ係数格納部１４３と、積算器１４４ａ及び１４４ｂと、位相領域判定部１４５と、比較部１４６と、後方タップ１４７とを有する。

遅延タップ１４１は、チップタイミング毎に入力したＩ−Ｑベースバンド信号を保存する。乗算器１４２ｂは、Ｉ−Ｑベースバンド信号とタップ係数格納部１４３のタップ係数を乗算する。積算器１４４ｂは、乗算器１４２ｂからのタップ単位の乗算結果を積算し、積算によって得たＩ−Ｑベースバンド信号を位相領域判定部１４５、比較器１４６及びＣＣＫ復調器１５０に出力する。位相領域判定部１４５は、チップタイミング毎に出力されるＩ−Ｑベースバンド信号を位相判定し、得られた位相領域判定値を比較部１４６と後方タップ１４７に出力する。比較部１４６は、位相領域判定値とＩ−Ｑベースバンド信号との差であるＩ−Ｑ振幅誤差を求め、乗算器１４２ａに出力する。これにより、乗算器１４２ａはタップ係数を修正する。後方遅延タップ１４７は、位相領域判定値を格納する。

ＣＣＫ復調器１５０は、例えば、ウァルシュ関数（Ｗａｌｓｈ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を使用してＣＣＫを復調する。復号器１６０は、送信データをシリアルデータとして復号する。

以上の構成により、等化器１２０のタップ係数が停止しても、等化器１４０は、等化器１２０で低減し切れなかったマルチパス遅延波成分を低減することができる。また、後方タップ１４７に保存される値が一定値に制限されるため等化器１４０の動作安定性を向上することができる。以上説明したように、バーカー変調波に続くＣＣＫ変調波を受信した場合においても、この等化器１４０を用いることにより、ＣＣＫ信号受信時のマルチパス遅延成分を削減するように動作することでＣＣＫ変調波に対して良好な受信結果が得られる。

次に、本発明の第２の実施形態の受信機１００Ａを図７を参照して説明する。ここで、図７は、受信機１００Ａの概略ブロック図である。受信機１００Ａは、アンテナ１０２、ＡＧＣ回路１０４、直交復調器１０６、ＡＦＣ回路１０８、マルチパス検出回路１１０Ａ、等化器１２０Ａ及び１２０Ｂ、バーカー符号復調器１３０Ａ、等化器１４０Ａ、ＣＣＫ復調器１５０Ａ、復号器１６０Ａ、遅延回路１７０、加算器１８０とを有する。アンテナ１０２からＡＦＣ回路１０８までの動作は受信機１００と同一であるため説明は省略する。また、等化器１２０Ａなど参照符号にアルファベットを付したものはアルファベットのない参照符号と同様の構成を有する。

直交復調器１０６から出力されたＩ−Ｑベースバンド信号は、マルチパス検出回路１１０Ａ、等化器１２０Ａ及び遅延回路１７０に入力される。マルチパス検出回路１１０Ａでは、復調したＩ−Ｑベースバンド信号とバーカー符号を相関器にて相関を求め、相関器出力のシンボル周期内の最大出力ピーク位置とピークパワー値、及び、第２のピーク位置とピークパワー値を求める。第２のピークパワー値が、第１のピークパワー値の、例えば、１／２以上のパワーがあるとき、第１のピークと第２のピークのマルチパス遅延時間差Ｔｄｍを遅延回路１７０に出力すると共に、第１のピーク位置のＩ−Ｑより求めた位相と、第２のピーク位置のＩ−Ｑより求めた位相の位相差分Δφを遅延回路１７０に出力する。遅延回路１７０はマルチパス検出回路１１０Ａからのマルチパス遅延時間差情報で遅延タップのタップ数を設定し、かつ入力されるＩ−Ｑベースバンド信号に対してマルチパス検出回路１１０Ａからの位相差分Δφを位相回転させ、等化器１２０Ｂに出力する。

図８に、この時のマルチパス検出回路１１０Ａのバーカー符号相関出力波形に示す。同図に示すように、等化器１２０Ａと１２０ＢのＩ−Ｑベースバンド信号は、マルチパス遅延波時間差情報Ｔｄｍと位相情報で、第１のピークに対するバーカー相関出力と第２のピークに対するバーカー相関出力のピーク位置とＩ−Ｑベースバンド信号の位相が合わせられる。例えば、等化器１２０Ａは第２のピーク位置が最大ピークになるように動作し、等化器１２０Ｂは第１のピークが最大になるように等化器のタップ係数が修正される。

図９に、等化器１２０Ａ及び１２０Ｂにてタップ係数の修正を実施した場合の等化器１２０Ａ及び１２０Ｂより出力されたＩ−Ｑベースバンド信号をバーカー符号で相関を求めたときのピークパワーの変化を示す。

図９に示すバーカー相関値を出力する等化器１２０Ａ及び１２０ＢのＩ−Ｑベースバンド信号出力は加算器１８０にて加算され、加算されたＩ−Ｑベースバンド信号をバーカー符号復調器１３０Ａに入力する。バーカー符号復調器１３０Ａは入力されたＩ−Ｑベースバンド信号をバーカー符号との相関器に入力し、相関器出力をマルチパス検出回路１１０Ａからの符号復調位置情報に等化器のタップ遅延時間分遅らせた復号位置で位相判定し復号する。等化器１２０Ａ及び１２０Ｂはバーカー符号復調器１３０Ａのシンボル位相判定情報に基づいてタップ係数を更新するための必要な処理を行う。以後、バーカー符号受信中は継続して等化器１２０Ａ及び１２０Ｂのタップ係数の更新を行う。等化器１２０Ａ及び１２０Ｂはバーカー符号受信中継続してタップ係数を修正するため、マルチパス特性が変化しても等化器のタップ係数を修正することで時間経過とともに変化するマルチパス特性に対応できる。また、タップ係数を修正するための基準位相は自己相関性に優れたバーカー符号の相関器出力のシンボル判定情報に基づいて１１ビットのバーカー符号単位の位相判定値を作成し、バーカー符号のビット単位のＩ−Ｑ信号誤差を求め、タップ係数修正のため処理を１シンボル（１１ビット）継続して実施し、タップ係数修正のためのタップ修正値を積算する。この積算処理によりタップ修正値が平均化され、等化器のタップ係数が安定に更新される。また、等化器１２０Ａ及び１２０Ｂの出力を加算することで、レイク合成を実施しているため、マルチパス遅延波の強度が主信号に対して同等レベルに近い場合、等化器単体の時と比較し、バーカー復号のための相関値が向上するため、良い結果が得られる。次に、バーカー符号変調された信号の後に続く送信データがＣＣＫの場合、ＣＣＫ信号が入力された時点で前記の等化器１２０Ａ及び１２０Ｂはタップ係数の更新を停止し、加算器１８０の出力を等化器１４０に入力する。以降の動作は、受信機１００と同様であるため、説明は省略する。

第１及び第２の実施形態の等化器１２０、１２０Ａ及び１２０Ｂは、サンプルタイミングで等化器１２０にＩ−Ｑベースバンド信号を入力しているが、１／２チップ周期で入力しても問題はない。サンプルを間引いた時間を補正してバーカー復号タイミングを作成することで対処できる。同様に、チップ周期でＩ−Ｑベースバンド信号を入力してもよい。また、等化器１４０及び１４０Ａはチップ周期で動作する等化器である。等化器１２０、１２０Ａ及び１２０Ｂがサンプル周期又は１／２チップ周期でデータを出力する場合、等化器１４０及び１４０Ａの入力端でチップ周期の信号に間引いて等化器１４０及び１４０Ａに入力する。この時、チップ周期のタイミングはマルチパス検出回路１１０Ａで検出したバーカー信号相関値の第１のピークに合わせたチップタイミングで取り込む。

以上説明したように、バーカー変調波用の等化器とＣＣＫ変調波用等化器を具備することにより、まず、マルチパスによって発生する遅延波に対し、バーカー変調波用等化器で遅延波成分を低減し、ＣＣＫ変調波に対しては、チップ動作する等化器を使用することでバーカー等化器で排除できなかった符号干渉波成分を除去できるので従来の復調器と比較してより良い復調器を提供することができる。

本発明で使用されている等化器は複素信号を扱うものであるので等化器のタップ係数更新における演算方法は複素形式である。また、等化器のタップ係数の更新に伴うタップ収束係数の乗算は、一般的なものであるため図示していない。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されないことはいうまでもなく、その要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。例えば、本発明の拡散符号は、擬似雑音符号などバーカー符号に限定されない。

本発明の第１の実施形態の受信機の概略ブロック図である。 図１に示す受信機の等化器の概略ブロック図である。 図１に示すバーカー符号復調器の概略ブロック図である。 図３に示すバーカー符号復調器の位相判定回路が生成する基準位相の例を示す図である。 図３に示すバーカー復調器のバーカー符号相関出力を示す図である。 図１に示す受信機の図２に示す等化器とは別の等化器の概略ブロック図である。 本発明の第２の実施形態の受信機の概略ブロック図である。 図７に示す受信機のマルチパス検出回路におけるバーカー符号相関出力を示す図である。 図７に示す受信機の等化器から出力されるバーカー符号の相関結果を示す図である。 従来の受信機の概略ブロック図である。 図１０の受信機に搭載される等化器の構成を示すブロック図である。 従来の別の受信機の概略ブロック図である。 図１２に示す受信機のマルチパス検出回路で求めた相関器出力のシンボル周期内の遅延波プロファイル例である。

符号の説明

１００、１００Ａ 受信機
１０６ 直交復調器
１１０ マルチパス検出回路
１２０、１２０Ａ、１２０Ｂ 等化器
１３０、１３０Ａ バーカー復調器
１４０、１４０Ａ 等化器
１５０、１５０Ａ ＣＣＫ復調器
１６０、１６０Ａ 復号器
１７０ 遅延回路
１８０ 加算器

Claims (8)

1. 拡散符号でスペクトラム拡散した制御信号と、当該制御信号に続き、所定の変調方式で変調された送信データとを有する入力信号を復調するための信号処理装置であって、
   前記入力信号を、Ｉ−Ｑコンステレーション上で表示されたＩ−Ｑベースバンド信号に変換するための直交復調器と、
   前記Ｉ−Ｑベースバンド信号を前記拡散符号を用いて逆拡散するための第１の相関器と、前記拡散符号長を周期とするシンボル周期内で前記第１の相関器出力のピークを検出するピーク検出回路とを有するマルチパス検出回路と、
   前記Ｉ−Ｑベースバンド信号を前記ピーク検出回路で検出した相関出力の最大ピーク位置を復調タイミングとして前記拡散符号を用いて逆拡散するための第２の相関器と、前記マルチパス検出回路で得られた前記シンボル周期の最大ピーク位置で当該第２の相関器の出力の位相を検出する位相判定回路と、当該位相判定回路の出力に基づいて前記Ｉ−Ｑベースバンド信号を復調する拡散符号復調器と、
   前記直交復調器と前記拡散符号復調器の間に配置され、前記制御信号に対して波形等化を行う第１の等化器と、
   前記第１の等化器の出力が入力され、前記送信データに対して波形等化を行う第２の等化器とを有し、
   前記第１の等化器は第１のフィルタ係数を有する第１のフィルタから構成され、前記第１のフィルタ係数を更新する第１の更新部を含み、当該第１の更新部は前記第１のフィルタ係数を前記拡散符号の受信時に更新し、
   前記第２の等化器は第２のフィルタ係数を有する第２のフィルタを使用し、前記第２のフィルタ係数を更新する第２の更新部を含み、当該第２の更新部は前記Ｉ−Ｑベースバンド信号の位相情報に基づいて前記第２のフィルタ係数を前記送信データの受信時に更新することを特徴とする信号処理装置。
2. 前記拡散符号はバーカー符号であり、前記所定の変調方式は、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ又はＣＣＫであることを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
3. 前記信号処理装置は、
   前記拡散符号復調器の前記位相判定回路の出力に基づいて基準位相を作成する基準位相生成部と、
   前記拡散符号ビット毎の前記Ｉ−Ｑベースバンド信号と前記基準位相とを比較する比較部とを更に有し、
   前記第１の等化器の前記第１の更新部は、前記比較部の比較結果に基づいて前記第１のフィルタ係数の更新を行うことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
4. 前記信号処理装置は、
   前記拡散符号復調器の前記位相判定回路の出力に基づいて基準位相を作成する基準位相生成部と、
   前記シンボル周期内の前記最大ピーク位置の信号成分の位相情報を前記基準位相と比較することによって得られた位相誤差情報に基づいて、前記Ｉ−Ｑベースバンド信号の位相角度を調整する位相角度調整部とを更に有することを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
5. 前記第１の等化器は、前記マルチパス検出回路で検出した２つの前記ピークのそれぞれに対して設けられ、
   前記信号処理装置は、
   前記２つのピークのいずれかを遅延させるための遅延回路と、
   ２つの前記第１の等化器の出力を合算するための加算器とを更に有し、
   前記加算器の出力は、前記拡散符号復調器及び前記第２の等化器に供給されることを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
6. 前記第２の等化器は、
   前記Ｉ−Ｑベースバンド信号の位相情報を格納する後方遅延タップと、
   前記Ｉ−Ｑベースバンド信号と前記第２のフィルタとを乗算する第１の乗算器と、
   前記後方遅延タップに格納された値と前記第２のフィルタとを乗算する第２の乗算器と、
   前記第１及び第２の乗算器の出力を積算する積算器と、
   前記Ｉ−Ｑベースバンド信号の位相情報に基づいて当該Ｉ−Ｑベースバンド信号の振幅誤差を取得して前記第２の更新部に出力する比較部とを更に有し、
   前記信号処理装置は、前記第２の等化器の前記積算器の出力が入力され、前記送信データを復調する送信データ復調器を更に有することを特徴とする信号処理装置。
7. 拡散符号でスペクトラム拡散した制御信号と、当該制御信号に続き、所定の変調方式で変調された送信データとを有する入力信号を復調する信号処理方法であって、
   前記制御信号に対して、第１のフィルタ係数を有する第１のフィルタにより波形等化する第１の等化ステップと、
   前記送信データに対して、第２のフィルタ係数を有する第２のフィルタにより波形等化する第２の等化ステップと、
   前記第１及び第２のフィルタ係数を前記拡散符号が現れる周期としてのシンボル周期内で更新するステップとを有することを特徴とする信号処理方法。
8. 前記拡散符号はバーカー符号であり、前記所定の変調方式は、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ又はＣＣＫであることを特徴とする請求項７記載の信号処理方法。

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