JP2004537244A - 高輝度放電ランプ用の調光可能な電子安定器 - Google Patents
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Abstract
ＨＩＤランプ（５０）用の調光可能な電子安定器は、交流入力（１０）を整流し、整流された直流出力（１４）を供給する整流器ステージと、交流入力の力率を改変し、整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する力率（２０）補正ステージと、ＨＩＤランプを駆動する出力切替ステージ（９４０）のスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路（８０）とを含み、出力切替ステージ（４０）は、ＨＩＤランプにパルス化した電力信号を供給してランプ（５０）を点灯させるように、増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも１つの電子スイッチング素子を有し、電子安定器制御回路（８０）は、ＨＩＤランプが消費する電力に関係する信号を含むフィードバック入力を有し、それによって電子安定器制御回路（８０）への調光制御入力（８２）によって設定される所望のレベルにこの電力を維持する。この回路は、通常５０ｋＨｚよりも高い高周波電力をＨＩＤランプ（５０）に供給する。
Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＨＩＤ（高輝度放電）ランプ、たとえばメタルハライドＨＩＤランプ用の調光可能な安定器に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は、２００１年３月２２日出願の「DIMMABLE HID BALLAST CONTROL CIRCUIT」という名称の米国仮特許出願第６０／２７７，６３６号の特典および優先権を主張する。この開示全体を参照により本明細書に合体する。
【０００３】
ＨＩＤ（high intensity discharge）ランプ用の電子安定器の設計では、ＨＩＤランプが、蛍光ランプなど他のガス放電ランプと異なる特性を有することを考慮する必要がある。具体的には、ＨＩＤランプでは始動電圧がより大きく、一般に、最大振幅で３ｋＶである。一般に、蛍光ランプの始動電圧は、最大振幅で１ｋＶである。ＨＩＤランプにはフィラメントがないので、フィラメントを余熱する必要はない。一般に、電子的に安定化させた蛍光ランプは３０〜５０ｋＨｚで動作する。ＨＩＤランプもこうした周波数で動作させているが、しばしば音響共鳴（acoustic resonance）が生じ、それによってアークのためにランプが損傷する恐れがあり、ランプが爆発することさえある。このため、一般に、ＨＩＤランプは、数百Ｈｚの範囲のより低い周波数で動作させて音響共鳴を回避する。このような低い周波数では、共振出力回路を用いずに、矩形波を用いるより大型のフルブリッジスイッチング回路を使用して、ＨＩＤランプを駆動する。
【０００４】
さらに、従来技術では、一般に、ＨＩＤランプは単一パルス式スタータで点灯させるが、こうした単一パルス式イグナイタではランプが始動しそこなうことがあるので、信頼性の問題が生じる。さらに、ＨＩＤランプが高温状態のときには、始動電圧ははるかに大きいレベル、たとえば、２５キロボルト程度に上がる。
【０００５】
これらの特性から、こうしたＨＩＤランプ用の安定器は、一般の蛍光ランプ用の安定器と異なる特性を有する必要がある。さらに、一般に、ＨＩＤランプには２つの接続部しかないが、蛍光ランプは、通常、４つの接続部を有し、そのうちの２つはランプフィラメント用のものである。蛍光ランプ用の調光安定器の例が、本出願の譲受人に譲渡された特許文献１に示されている。
【０００６】
【特許文献１】
米国特許第６，００８，５９３号明細書
【非特許文献１】
International Rectifier Preliminary Data Sheet No. PD60169D - IR2159(s) Dimming Ballast Control IC
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、ＨＩＤランプ、たとえばメタルハライドＨＩＤランプ用の完全に機能する調光安定器に関する。この設計には、ＥＭＩフィルタ、整流器、能動型力率制御ステージ、安定器出力ステージ、安定器制御ステージおよび複数始動用の追加のタイミング回路が含まれる。安定器制御ステージを使用して、ランプ電力を調節し、最小および最大輝度レベルを設定し、ランプ始動不良、低直流バスレベル、正常動作中の熱過負荷またはランプ不良などの状況に対して安定器を保護する。従来型のＨＩＤ安定器に比べると、本発明は、調光するのでエネルギーを節約でき、単一パルス式イグナイタを使用しないあるいは必要としないのでより高い信頼性が得られ、高効率（ルーメン／ワットの増大）が得られ、様々なタイプのランプに容易に適合でき、重量が少なく、サイズが小さく、コストが低いという点で利点を有する。さらに、ランプは、５０ｋＨｚよりも高い、好ましくは１００ｋＨｚよりも高い高周波数で動作するので、音響共鳴は問題とならず、また、コンポーネントのサイズは小さくなる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
一態様によれば、本発明は、交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、前記交流入力の力率を改変し、前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する力率補正ステージと、ＨＩＤランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備えるＨＩＤランプ用の調光可能な電子安定器を含み、前記出力切替ステージが、ＨＩＤランプにパルス化した電力信号を供給してランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも１つの電子スイッチング素子を備え、前記電子安定器制御回路が、前記ＨＩＤランプで消費される電力に関係する信号を含むフィードバック入力を有し、それによって前記電力を前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルで維持する。
【０００９】
複数パルスの始動タイミング回路を設けて、より信頼性の高いランプ点灯を実現することが好ましい。
【００１０】
別の態様によれば、本発明は、交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する昇圧ステージと、ＨＩＤランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備えるＨＩＤランプ用の調光可能な電子安定器を含み、前記出力切替ステージが、ＨＩＤランプにパルス化した電力信号を供給してランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも１つの電子スイッチング素子を備え、前記電子安定器制御回路が、前記ＨＩＤランプが消費する電力を前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルで維持するように、前記ＨＩＤランプ両端間の電圧の１つの位相角およびＨＩＤランプを流れる電流の位相角に関係する信号を含むフィードバック入力を有する。
【００１１】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明から明らかである。
【００１２】
次に、図面を参照して以下の詳細な記載の中で本発明を説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
ここで図面を参照すると、図１に、本発明による回路の基本ブロック図が示されている。ＨＩＤランプ用の調光可能な安定器は、交流入力、たとえば１２０から２４０ボルトの交流入力への接続部１０を含む。この交流入力は、当業者には周知の適当な容量性および誘導性コンポーネントを含みＥＭＩ（電磁干渉）を最小限に抑えることができるＥＭＩフィルタステージ（stage）１２で濾波(filter)される。ＥＭＩの濾波後、この直流入力は、全波整流器を含み得る整流器ステージ１４に供給される。整流器１４からの整流された直流出力は、フィルタ／力率補正ステージ２０に供給され、そこで、整流器１４からの整流された直流が濾波され、力率が補正され、整流された電圧レベルが約４００ボルト程度の直流バス電圧レベルに昇圧される。力率補正回路２０は、当業者には周知のものである。この回路は、整流器１４からの電圧を波形整形し直流バス電圧に昇圧する、昇圧コンバータ用電子スイッチを備える昇圧コンバータ、インダクタおよび蓄積コンデンサを含む。さらに、このＰＦＣ回路は、電流波形を整形して交流ラインのところで約１の力率を得る。一般に、力率は０．９７から０．９９の範囲の値をとる。ＨＩＤランプ用の電子安定器に関係する本応用例では、ＰＦＣステージは、力率０．９９の電圧の進みが得られるような波形整形を行うことになる。
【００１４】
直流バス電圧は、共振インダクタンス６０、共振容量６２および直列分離容量６４を含む共振ＬＣ回路を介して、ランプ５０両端間の直流バス電圧を切り替える少なくとも１つの電子スイッチを含む出力切替ステージ４０に入力される。このＬＣ回路により、出力ステージからのパルス幅変調出力が整形されてほぼ正弦波信号になり、ランプ５０を駆動する。ランプ両端間の電圧ピークレベルは、約１ｋＶである。動作周波数は高く、５０ｋＨｚ好ましくは１００ｋＨｚよりも高い。この高周波数により、２５から４０ｋＨｚの範囲のより低い周波数で動作する従来技術による回路で生じる音響共鳴が排除されるようである。ランプ５０は、メタルハライドＨＩＤランプ、たとえば、２５０ワットのメタルハライドＨＩＤランプとすることができる。このようなランプに特に合わせて設計した回路図を図２に示すが、基本原理は様々なタイプのＨＩＤランプおよび電力出力にも当てはまる。
【００１５】
出力ステージ４０は、安定器制御回路８０によって制御される。安定器制御回路は、出力ステージ４０にパルス幅変調駆動信号を供給して、出力ステージのスイッチング動作を制御する。安定器制御回路８０は、調光入力８２を含み、また、始動タイミング回路９０から別の入力を受け取る。始動タイミング回路９０の目的は、点灯時にランプに印加されるランプ電力パルスを変調し制御し、また、ランプが点灯しない場合には、再度始動パルスを供給してランプを始動させる前に、待機期間を与えてランプを冷却させることである。論じられたように、高温状態のＨＩＤランプは、冷えた状態のランプの始動電圧レベルでは再始動しない。タイマ回路９０は、待機期間だけ離間した複数の始動パルスを供給する。ランプが冷却するまで待つことによって、極めて高い高温時再始動電圧を生成する必要がなくなる。また、複数の始動パルスが供給されるので、始動する際の信頼性がより高まり、ランプは１ｋＶ程度のより低い電圧でより確実に始動するようになる。
【００１６】
直列インダクタンス６０、並列容量６２およびランプ共振回路６４、５０を含めて、図１に示す設計全体により、良好な効率が得られるように高周波数で動作しながら、始動および調光の動作点を満足することができるトポロジーが得られる。力率補正回路２０は、臨界連続導通モードで作動する昇圧タイプのコンバータであることが好ましいが、たとえば、倍電圧型など他の回路を使用することもできる。図２で説明する回路は、特に交流２２０ボルトで動作するように設計されたものであり、したがって、ピーク力率補正電流は、作動温度があまり高くならないように、ＰＦＣ昇圧コンバータＦＥＴ Ｍ３およびインダクタＬ３で制御可能である。
【００１７】
図２に、本発明の回路の詳細な構成図を示す。この回路は、インダクタンスＬ１およびＬ２とコンデンサＣ１、Ｃ２およびＣＹを備えるＥＭＩフィルタ１２を含む。このＥＭＩフィルタの出力は、全波整流器１４に入力される。整流器１４の出力は、周知の方法でフィルタコンデンサＣ３に供給される。整流器からの濾波された直流電圧は、正負のレール２１および２２を備える第１直流バスに供給される。インダクタンスＬ３および分離ダイオードＤ１は、正レール２１を増大させた電圧の正レール２４に接続し、力率補正ステージ／昇圧コンバータ２０の一部を形成する。力率補正ステージ２０は、ＭＯＳＦＥＴを含み得る昇圧コンバータスイッチＭ３を切り替えるように動作する当業者には周知の力率補正制御用集積回路２６を含む。このＭＯＳＦＥＴは、力率補正用集積回路２６に電流感知信号を供給する電流感知抵抗ＲＣＳ１に直列に設けられる。集積回路２６には、インダクタンスＬ３を備える変圧器の２次側から抵抗Ｒ６を介して制御入力も供給される。インダクタンスＬ３は、トランジスタＭ３がオンに切り替わるとき、電荷を蓄えるように働く。Ｍ３がオフに切り替わるとき、高誘導電圧によって生成されるインダクタＬ３からの電流は、昇圧電圧を供給する蓄積コンデンサＥＬＣＡＰ１に供給される。Ｌ３はＰＦＣ回路で電流変圧器感知器としても働く。ＩＣ２６に電力を供給する低電圧供給電圧が、出力ステージからダイオードＤＣＰ３を含むラインによって供給される。これはチャージポンプによる供給の一部である。ＩＣ２６用のチャージポンプ電源は、ダイオードＤＣＰ３およびＤＣＰ４とコンデンサＣＳＮＵＢ２およびＣＶＩＮを含む。このチャージポンプ電源は、コンデンサＣＳＮＵＢ２両端間に蓄積された電荷をＩＣ２６に供給し、抵抗ＲＢ１およびＲＢ２と直流バスから供給される電圧供給を補う。同様に、安定器制御ＩＣであるＩＣ８４には、抵抗ＲＲＥＣＴおよびダイオードＤＣＰ１およびＤＣＰ２とコンデンサＣＳＮＵＢ１、ＣＶＣＣ１およびＣＶＣＣ２を備えるチャージポンプを介して供給電圧ＶＣＣが供給される。
【００１８】
上記力率補正ステージおよび昇圧コンバータの動作は、このような力率補正ステージおよび昇圧コンバータが当業者には周知なので、ここでは詳細に説明しない。力率補正ステージ２０の目的は、直流バス電圧を昇圧し、適切に波形を整え、それによって、高い交流入力力率、一般には力率０．９９が得られるようにすることであり、この場合には、ＨＩＤランプ用の電子安定器がわずかに誘導性なので、０．９９の電圧の進みが得られる。
【００１９】
レール２４および２２両端間の直流バス電圧（一般に、約４００Ｖ）が、やはり当業者には周知のハーフブリッジ構成に配置した２つの電子スイッチング素子Ｍ１およびＭ２を備える出力切替ステージ４０に供給される。電流感知抵抗ＲＣＳ２が、１対のＭＯＳＦＥＴであり得る電子スイッチング素子Ｍ１およびＭ２に直列に設けられる。出力切替ステージの出力が２つのスイッチングトランジスタＭ１およびＭ２の共通接続点に供給される。この出力は電圧ＶＳであり、後で電圧波形を参照して説明する。電圧ＶＳは、ＬＣ回路を介してランプ５０に入力されるパルス幅変調パルストレインを含む。ＬＣ回路は、共振インダクタンスＬＲＥＳ、２つの並列容量ＣＲＥＳ１およびＣＲＥＳ２として図２に示す共振容量ＣＲＥＳ、ならびに直列結合容量ＣＤＣを含む共振容量を含む。やはり当業者には周知のＬＣ回路は、安定器動作周波数で共振し、電圧ＶＳを整形してほぼ正弦波形にする。通常のピーク電圧は約１ｋＶである。
【００２０】
安定器制御ステージ８０は、ＩＲ２１５９タイプのデバイスであり得る安定器制御用集積回路８４を含む。この制御ＩＣ８４は、ＶＤＣおよびＶＣＯと標示したピン１および２を含めて、やはり当業者には周知の様々な入力が供給されるピンを含む。ピンＶＣＯは、容量性および抵抗性コンポーネントに結合され、出力周波数を制御する集積回路８４中のＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振周波数を制御する。ピンＶＤＣは、ライン入力電圧を検出するように動作し、抵抗ＲＶＤＣ１を介してレール２１で整流された直流に結合される。ピンＶＤＣは、ＩＣ８４内部で不足電圧／不良検出回路に結合される。ピンＤＩＭは、抵抗ＲＤＩＭを介して、ここに説明した実施形態では調光レベルを制御する可変直流供給を含む調光入力８２に結合される。具体的には、この調光供給は、そうした調光範囲をもたらすように直流０．５ボルトから５ボルトの間で変化する。
【００２１】
ピンＭＡＸおよびＭＩＮはそれぞれ、抵抗ＲＭＡＸおよびＲＭＩＮで決まる最大および最小ランプ電力設定を制御する。ピンＦＭＩＮは、抵抗ＲＦＭＩＮで決まる最低周波数設定を制御する。ここで説明した様々な容量性および抵抗性の回路コンポーネントは、直流バスの負レール２２に結合されるシグナルコモンに接続される。ＨＩＤランプにはフィラメントがなく、したがって予熱の必要がないので、ＨＩＤランプ予熱用の入力は必要ない。これらの入力は、適当な抵抗性／容量性コンポーネントによって適切にローに保持される。
【００２２】
制御ＩＣ８４の追加の入力および出力には、電子スイッチング素子Ｍ１およびＭ２をそれぞれ駆動するハイＨＯサイド出力およびローＬＯサイド出力、出力切替ステージ４０の出力に結合された浮動帰線ＶＳ、ハイサイドゲート駆動部用浮動供給ＶＢが含まれる。ＶＣＣは、集積回路８４用の電圧供給を含み、ＣＯＭは集積回路用の電力および信号接地を含む。下記でより詳細に説明する電流感知入力ＣＳと、やはり以下に詳細に説明する遮断入力ＳＤも設けられる。
【００２３】
電子安定器制御回路８０は、周知の方法でピンＨＯおよびＬＯに出力を供給し、電子スイッチＭ１およびＭ２を交互に駆動して、ランプ共振回路に電力信号ＶＳを提供する。
【００２４】
本発明によれば、安定器制御回路８０は、調光入力８２に基づいて位相制御調光を提供する。出力切替ステージ４０の電子スイッチＭ１およびＭ２に直列に接続された電流感知抵抗ＲＣＳ２は、抵抗ＲＬＩＭを介して集積回路８４の電流感知入力ＣＳに電流感知信号を提供する。図５に、１００％輝度レベルにおけるランプ電圧１００、ランプ電流１１０、ランプ共振回路を駆動する出力信号ＶＳおよび集積回路８４への入力ＣＳを示す。
【００２５】
集積回路８４は、信号ＣＳのゼロクロスを感知するように動作する。このゼロクロスは、ランプ電流の位相角に比例する。図５に示すように、電圧ＶＳは出力切替ステージの出力である。ＶＳがハイのとき、ハイサイドデバイスＭ１はオンになり、ローサイドデバイスＭ２はオフになる。ＶＳがローのとき、ハイサイドデバイスＭ１はオフになり、ローサイドデバイスＭ２はオンになる。ＶＳの半サイクルで図５に示すように、ハイサイドデバイスがオフ、ローサイドデバイスがオンのとき（Ａ部）、ＣＳ ＰＩＮへの入力は、ゼロクロスＺCを有する立上がり電圧波形である。感知抵抗ＲＣＳ２を通る電流の位相角とランプ電力の間にはある関係がある。位相角が大きくなるほど、電圧および電流はより位相がずれ、その結果有効電力が減少するので、ランプ電力は小さくなる。位相角が９０°のとき、ランプには電力が供給されない。輝度はゼロになる。出力切替ステージしたがって感知抵抗ＲＣＳ１の電流は、共振インダクタＬＲＥＳを通る電流に等しくなり、これは、ランプ５０および共振コンデンサＣＲＥＳを流れる電流の合計に等しい。ランプ両端間の電圧に対する相対的なランプ電流の位相角はランプ電力に関係しており、この位相角は電圧ＣＳのゼロクロスに直接関係している。この位相角が変化するとき、集積回路８４のＣＳ入力における電圧ＣＳのゼロクロスはシフトすることになる。位相角したがってゼロクロスが０°方向に動くと、輝度は増大する。図５に示すように、ＣＳのゼロクロスがＶＳ半サイクルの左にシフトすると、すなわち、ＶＳサイクルの始まりに近いほど、輝度レベルが高くなる。電流および電圧はより同位相に近くなる。図５に、位相角が約６０°に相当する１００％輝度時の図２の回路の波形を示す。これに対して、５０％調光時の同じ波形を図６に示すが、波形からわかるように、図６のゼロクロスは半サイクルの５０％により近い、すなわち波形ＶＳのサイクルの１／４（すなわち９０°により近く）になっている。これは、より低い輝度レベルに相当し、この例では、５０％調光である。
【００２６】
論じたように、集積回路８４は、ＣＳのゼロクロス位置を感知することによって動作する。これにより、調光入力８２で設定される所望の調光レベルでランプ輝度を維持するための閉ループフィードバック制御が得られる。電圧ＣＳのゼロクロスが変化すると、制御部８０は、ＨＯおよびＬＯ駆動出力の周波数を変化させ、したがって、ランプ５０を駆動するために供給される波形ＥＳの周波数を変化させることになる。具体的には、ＩＣ８４は、調光制御８２が位相基準を設定する直流電圧を与えるように動作する。ＩＣ８４中の位相検出器は、基準位相と電圧ＣＳのゼロクロスで決まる出力ステージ電流の位相とを比較し、その差異に比例するエラー信号を生成する。この差異信号により、ＩＣ８４のＶＣＯを強制的に変え、（暗くするには周波数を上げ、明るくするには周波数を下げるような）適切な方向に出力周波数を誘導する。エラーは強制的にゼロにされ、それによって、制御８２で設定される所望の輝度が得られ、維持される。ＩＣ８４の動作のさらなる詳細は、非特許文献１から得られる。したがって、ＩＣ８４により、ＨＩＤランプの位相制御調光が実現される。位相角が大きいほど、ランプに供給される有効電力が小さくなり、そのため輝度は減少する。逆に、位相角が小さいほど、ランプに供給される有効電力が大きくなり、輝度レベルは増加する。
【００２７】
上記で論じたように、一般に、ＨＩＤランプは、高温状態では再点灯しない。したがって、この問題に対処し、また点灯時の信頼性を増すために、２値カウンタ集積回路９２を備えるタイミング回路９０を設けた。２値カウンタ集積回路９２の選択ビット出力は、ダイオードＤＱ０およびＤＱ５〜ＤＱ１０を介して共通出力９４に結合され、共通出力９４は、抵抗ＲＳＤ１を介して制御ＩＣ８４のＳＤ（遮断）ピンに結合される。回路９０の目的は、制御ＩＣ８４のＳＤピンに、波形９８で図３に示す一連のパルスを供給することである。これらのパルス９８は第１の限られた数のパルス９８Ａを含み、パルス９８ＡはまずＳＤピンに供給される。こうすると、図３の波形１２０で示すランプ電圧を断続してランプ５０に印加されるランプ電圧が制御されることになる。したがって、ランプ電圧は、集積回路８４のＳＤピンに与えられるパルス９８Ａの繰返し速度で決まる周波数で変調される。ダイオードを介してライン９４に接続されるカウンタ集積回路９２のどのビット出力が選択されるかに応じて、カウンタＩＣ９２のより上位の出力ビットがハイになり、それがハイのまま留まって、図３に９８Ｂで示す定常遮断信号が供給される前に、限られた数のパルス９８Ａをライン９４上に供給することができる。これが行われた後、安定器制御集積回路８４は動作を停止し、スイッチングトランジスタＭ１およびＭ２は待機期間１２１（図４）の間スイッチングを停止し、ランプ５０への出力電圧は供給されない。
【００２８】
図４に、定常遮断信号９８Ｂで決まるようにライン９４上の信号がハイになったときの、ランプ電圧パルス１２０間の待機期間１２１を（大きく縮小したタイムスケールで）示す。したがって、ランプが点灯し損なった場合、たとえば、ランプが高温状態のとき、再度バーストパルスがランプに印加される前の待機期間中、たとえば図４に示すように５分間の間、制御ＩＣは遮断されることになる。待機期間終了後、ライン９４に結合されたカウンタＩＣの最上位ビットは再度ローになり、カウンタ集積回路９２は再度バーストパルスをライン９４に印加することができる。ランプが十分に冷却されている場合には、ランプが点灯することになる。そうでない場合には、ランプが始動するまでこのサイクルが繰り返される。上記で論じたように、カウンタ回路９２は２種類の時間間隔、すなわち、限られた数のパルス９８Ａの際の時間間隔と、図４に示すような定常遮断信号９８Ｂの間隔を提供する。待機期間終了後、再度、制限された数のバーストパルス９８Ａがライン９４上で遮断ピンＳＤに与えられ、１２０で図３に示すように、再度、ランプ電圧波形をパルス化することになる。したがって、回路９０は、２種類の時間間隔、すなわち、回路９０が限られた数のバーストパルス中にランプに供給される高周波数出力電圧を変調するように動作するときの第１時間間隔と、再度ランプがパルスを受ける前にランプを冷却することができる待機期間を含む第２時間間隔を提供する。待機期間中、ランプは冷却され、ランプ電圧パルスが印加し直されたときに始動することができるようになる。
【００２９】
好ましい実施形態では、図４の１２１に示す定常遮断モードに移る前に、約１秒間隔でＳＤピンにバーストパルスが加えられる。たとえば、定常遮断モードは、３００秒の時間間隔を含み得る。さらに、正常な安定器動作周波数、すなわちランプに印加される出力電圧周波数は、約１２０キロヘルツとすることができる。波形９８で図３に示す始動パルスを与えている間、ランプ電圧周波数は、約８０キロヘルツに減少する。さらに、波形１２０で図３に示すように、期間Ｘ中、始動電圧は、約１キロボルトの電圧レベルにクランプされる前に１０ミリ秒の期間にわたって一連のランプ電圧パルスよりも大きく立ち上がる。複数の始動パルスの供給により、ランプを点灯する電圧をより信頼性が高く、またより低く、たとえば約１ＫＶにすることができる。複数の始動パルスを立ち上げることも、より信頼性の高い点灯を実現する助けとなる。
【００３０】
図２に示すように、正常動作中に、集積回路８４の遮断を禁止する電子スイッチＭ４も設けられる。トランジスタＭ４のゲートがハイのとき、カウンタ９２がライン９４上にパルスを供給しても、ＳＤはローに維持されることになる。したがって、ランプが始動するとき、制御ＩＣ８４のＦＭＩＮにおける電位は、ライン９４上のパルス信号が制御ＩＣ８４を遮断するのを妨げることになる。
【００３１】
トランジスタＭ５を備えるリセット回路も設けられる。トランジスタＭ５は、ＰＭＯＳ ＦＥＴでよい。そのゲートはＶＣＣに結合される。そのソースは、カウンタ集積回路９２の電圧供給ＶＤＤに接続される。この電圧源ＶＤＤは、抵抗ＲＶＤＤを介して直流バスレール２４に接続される。電圧ＶＤＤは、ツェナーダイオードＤＶＤＤによって、電圧ＶＣＣ未満のプリセット電圧にクランプされる。したがって、始動時には、電圧ＶＣＣは上昇するが依然としてＶＤＤ未満なのでＭＯＳＦＥＴ Ｍ５はオンになり、抵抗ＲＲＳＴ両端間にある電圧レベルが与えられる。それによってある電圧入力が集積回路９２のリセットピン１２に与えられ、カウンタＩＣ９２をリセットモードに保持する。ＶＣＣが上昇して電圧ＶＤＤよりも大きくなり次第、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ５はオフになり、集積回路９２のピン１２のリセットレベルはゼロになり、このため、カウンタが計数を開始し、ライン９４上にパルスを供給することができる。リセットトランジスタＭ５の目的は、安定器がオンになるときに、カウンタＩＣ９２が規定したように始動するのを確実にすることである。こうすると、安定器の始動後、カウンタＩＣ９２が図４に示すような待機モード１２１になるのを妨げることになる。
【００３２】
図７および８に、それぞれ１００％輝度および５０％輝度の場合の交流ライン電圧および交流ライン入力電流を示す。力率補正値が０．９９に近づくと、交流電圧および電流の入力波形は、ほぼ同位相になる。ランプの輝度が５０％であるので、交流入力電流波形は、ほぼ図８に示す大きさに減少する。
【００３３】
回路のコンポーネントおよび値の表が、優先権を主張する仮出願に出ている。
【００３４】
したがって、本発明により、大きな交流ライン力率補正が実現され、ＨＩＤランプに電力を供給する際の効率がよくなる。さらに、本発明では、５０ｋＨｚよりも高い、好ましくは１００ｋＨｚよりも高い高周波数で動作させることによって音響共鳴問題を回避する。また、高周波数の使用により、ハーフブリッジスイッチング出力ステージがよりコンパクトになり、共振出力ステージのサイズが小さくなる。したがって、本発明では、ＨＩＤランプに電力を供給するのに通常（約数百Ｈｚの）低周波数を用いていた従来技術とは異なる手法を用いて、音響共鳴問題を回避する。その代わりに、本発明では、（５０ｋＨｚよりも高い、好ましくは１００ｋＨｚよりも高い）高周波数を用いることによってこれらの問題を回避する。
【００３５】
特定の実施形態に関連して本発明を説明してきたが、当業者には他の多くの変形形態および改変形態ならびに他の使用法が明らかであろう。したがって、本発明は、本明細書の特定の開示によってではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明による回路を示すブロック図である。
【図２】本発明による回路を示す構成図である。
【図３】非始動パルス供給時のランプ電圧、安定器制御回路の遮断ピンおよび始動タイミング回路のカウンタパルスの波形を示す図である。
【図４】ランプパルス間の非始動待機期間におけるランプ電圧を示す図である。
【図５】１００％輝度時のランプ電圧、ランプ電流、ランプ共振回路を駆動する出力切替ステージからの出力電圧および電流感知電圧の波形を示す図である。
【図６】５０％輝度時のランプ電圧、ランプ電流、出力切替ステージ電圧および電流感知電圧の波形を示す図である。
【図７】１００％輝度における交流ライン入力電圧およびライン入力電流を示す図である。
【図８】５０％輝度における交流ライン入力電圧およびライン入力電流を示す図である。
【０００１】
本発明は、ＨＩＤ（高輝度放電）ランプ、たとえばメタルハライドＨＩＤランプ用の調光可能な安定器に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は、２００１年３月２２日出願の「DIMMABLE HID BALLAST CONTROL CIRCUIT」という名称の米国仮特許出願第６０／２７７，６３６号の特典および優先権を主張する。この開示全体を参照により本明細書に合体する。
【０００３】
ＨＩＤ（high intensity discharge）ランプ用の電子安定器の設計では、ＨＩＤランプが、蛍光ランプなど他のガス放電ランプと異なる特性を有することを考慮する必要がある。具体的には、ＨＩＤランプでは始動電圧がより大きく、一般に、最大振幅で３ｋＶである。一般に、蛍光ランプの始動電圧は、最大振幅で１ｋＶである。ＨＩＤランプにはフィラメントがないので、フィラメントを余熱する必要はない。一般に、電子的に安定化させた蛍光ランプは３０〜５０ｋＨｚで動作する。ＨＩＤランプもこうした周波数で動作させているが、しばしば音響共鳴（acoustic resonance）が生じ、それによってアークのためにランプが損傷する恐れがあり、ランプが爆発することさえある。このため、一般に、ＨＩＤランプは、数百Ｈｚの範囲のより低い周波数で動作させて音響共鳴を回避する。このような低い周波数では、共振出力回路を用いずに、矩形波を用いるより大型のフルブリッジスイッチング回路を使用して、ＨＩＤランプを駆動する。
【０００４】
さらに、従来技術では、一般に、ＨＩＤランプは単一パルス式スタータで点灯させるが、こうした単一パルス式イグナイタではランプが始動しそこなうことがあるので、信頼性の問題が生じる。さらに、ＨＩＤランプが高温状態のときには、始動電圧ははるかに大きいレベル、たとえば、２５キロボルト程度に上がる。
【０００５】
これらの特性から、こうしたＨＩＤランプ用の安定器は、一般の蛍光ランプ用の安定器と異なる特性を有する必要がある。さらに、一般に、ＨＩＤランプには２つの接続部しかないが、蛍光ランプは、通常、４つの接続部を有し、そのうちの２つはランプフィラメント用のものである。蛍光ランプ用の調光安定器の例が、本出願の譲受人に譲渡された特許文献１に示されている。
【０００６】
【特許文献１】
米国特許第６，００８，５９３号明細書
【非特許文献１】
International Rectifier Preliminary Data Sheet No. PD60169D - IR2159(s) Dimming Ballast Control IC
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、ＨＩＤランプ、たとえばメタルハライドＨＩＤランプ用の完全に機能する調光安定器に関する。この設計には、ＥＭＩフィルタ、整流器、能動型力率制御ステージ、安定器出力ステージ、安定器制御ステージおよび複数始動用の追加のタイミング回路が含まれる。安定器制御ステージを使用して、ランプ電力を調節し、最小および最大輝度レベルを設定し、ランプ始動不良、低直流バスレベル、正常動作中の熱過負荷またはランプ不良などの状況に対して安定器を保護する。従来型のＨＩＤ安定器に比べると、本発明は、調光するのでエネルギーを節約でき、単一パルス式イグナイタを使用しないあるいは必要としないのでより高い信頼性が得られ、高効率（ルーメン／ワットの増大）が得られ、様々なタイプのランプに容易に適合でき、重量が少なく、サイズが小さく、コストが低いという点で利点を有する。さらに、ランプは、５０ｋＨｚよりも高い、好ましくは１００ｋＨｚよりも高い高周波数で動作するので、音響共鳴は問題とならず、また、コンポーネントのサイズは小さくなる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
一態様によれば、本発明は、交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、前記交流入力の力率を改変し、前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する力率補正ステージと、ＨＩＤランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備えるＨＩＤランプ用の調光可能な電子安定器を含み、前記出力切替ステージが、ＨＩＤランプにパルス化した電力信号を供給してランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも１つの電子スイッチング素子を備え、前記電子安定器制御回路が、前記ＨＩＤランプで消費される電力に関係する信号を含むフィードバック入力を有し、それによって前記電力を前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルで維持する。
【０００９】
複数パルスの始動タイミング回路を設けて、より信頼性の高いランプ点灯を実現することが好ましい。
【００１０】
別の態様によれば、本発明は、交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する昇圧ステージと、ＨＩＤランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備えるＨＩＤランプ用の調光可能な電子安定器を含み、前記出力切替ステージが、ＨＩＤランプにパルス化した電力信号を供給してランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも１つの電子スイッチング素子を備え、前記電子安定器制御回路が、前記ＨＩＤランプが消費する電力を前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルで維持するように、前記ＨＩＤランプ両端間の電圧の１つの位相角およびＨＩＤランプを流れる電流の位相角に関係する信号を含むフィードバック入力を有する。
【００１１】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明から明らかである。
【００１２】
次に、図面を参照して以下の詳細な記載の中で本発明を説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
ここで図面を参照すると、図１に、本発明による回路の基本ブロック図が示されている。ＨＩＤランプ用の調光可能な安定器は、交流入力、たとえば１２０から２４０ボルトの交流入力への接続部１０を含む。この交流入力は、当業者には周知の適当な容量性および誘導性コンポーネントを含みＥＭＩ（電磁干渉）を最小限に抑えることができるＥＭＩフィルタステージ（stage）１２で濾波(filter)される。ＥＭＩの濾波後、この直流入力は、全波整流器を含み得る整流器ステージ１４に供給される。整流器１４からの整流された直流出力は、フィルタ／力率補正ステージ２０に供給され、そこで、整流器１４からの整流された直流が濾波され、力率が補正され、整流された電圧レベルが約４００ボルト程度の直流バス電圧レベルに昇圧される。力率補正回路２０は、当業者には周知のものである。この回路は、整流器１４からの電圧を波形整形し直流バス電圧に昇圧する、昇圧コンバータ用電子スイッチを備える昇圧コンバータ、インダクタおよび蓄積コンデンサを含む。さらに、このＰＦＣ回路は、電流波形を整形して交流ラインのところで約１の力率を得る。一般に、力率は０．９７から０．９９の範囲の値をとる。ＨＩＤランプ用の電子安定器に関係する本応用例では、ＰＦＣステージは、力率０．９９の電圧の進みが得られるような波形整形を行うことになる。
【００１４】
直流バス電圧は、共振インダクタンス６０、共振容量６２および直列分離容量６４を含む共振ＬＣ回路を介して、ランプ５０両端間の直流バス電圧を切り替える少なくとも１つの電子スイッチを含む出力切替ステージ４０に入力される。このＬＣ回路により、出力ステージからのパルス幅変調出力が整形されてほぼ正弦波信号になり、ランプ５０を駆動する。ランプ両端間の電圧ピークレベルは、約１ｋＶである。動作周波数は高く、５０ｋＨｚ好ましくは１００ｋＨｚよりも高い。この高周波数により、２５から４０ｋＨｚの範囲のより低い周波数で動作する従来技術による回路で生じる音響共鳴が排除されるようである。ランプ５０は、メタルハライドＨＩＤランプ、たとえば、２５０ワットのメタルハライドＨＩＤランプとすることができる。このようなランプに特に合わせて設計した回路図を図２に示すが、基本原理は様々なタイプのＨＩＤランプおよび電力出力にも当てはまる。
【００１５】
出力ステージ４０は、安定器制御回路８０によって制御される。安定器制御回路は、出力ステージ４０にパルス幅変調駆動信号を供給して、出力ステージのスイッチング動作を制御する。安定器制御回路８０は、調光入力８２を含み、また、始動タイミング回路９０から別の入力を受け取る。始動タイミング回路９０の目的は、点灯時にランプに印加されるランプ電力パルスを変調し制御し、また、ランプが点灯しない場合には、再度始動パルスを供給してランプを始動させる前に、待機期間を与えてランプを冷却させることである。論じられたように、高温状態のＨＩＤランプは、冷えた状態のランプの始動電圧レベルでは再始動しない。タイマ回路９０は、待機期間だけ離間した複数の始動パルスを供給する。ランプが冷却するまで待つことによって、極めて高い高温時再始動電圧を生成する必要がなくなる。また、複数の始動パルスが供給されるので、始動する際の信頼性がより高まり、ランプは１ｋＶ程度のより低い電圧でより確実に始動するようになる。
【００１６】
直列インダクタンス６０、並列容量６２およびランプ共振回路６４、５０を含めて、図１に示す設計全体により、良好な効率が得られるように高周波数で動作しながら、始動および調光の動作点を満足することができるトポロジーが得られる。力率補正回路２０は、臨界連続導通モードで作動する昇圧タイプのコンバータであることが好ましいが、たとえば、倍電圧型など他の回路を使用することもできる。図２で説明する回路は、特に交流２２０ボルトで動作するように設計されたものであり、したがって、ピーク力率補正電流は、作動温度があまり高くならないように、ＰＦＣ昇圧コンバータＦＥＴ Ｍ３およびインダクタＬ３で制御可能である。
【００１７】
図２に、本発明の回路の詳細な構成図を示す。この回路は、インダクタンスＬ１およびＬ２とコンデンサＣ１、Ｃ２およびＣＹを備えるＥＭＩフィルタ１２を含む。このＥＭＩフィルタの出力は、全波整流器１４に入力される。整流器１４の出力は、周知の方法でフィルタコンデンサＣ３に供給される。整流器からの濾波された直流電圧は、正負のレール２１および２２を備える第１直流バスに供給される。インダクタンスＬ３および分離ダイオードＤ１は、正レール２１を増大させた電圧の正レール２４に接続し、力率補正ステージ／昇圧コンバータ２０の一部を形成する。力率補正ステージ２０は、ＭＯＳＦＥＴを含み得る昇圧コンバータスイッチＭ３を切り替えるように動作する当業者には周知の力率補正制御用集積回路２６を含む。このＭＯＳＦＥＴは、力率補正用集積回路２６に電流感知信号を供給する電流感知抵抗ＲＣＳ１に直列に設けられる。集積回路２６には、インダクタンスＬ３を備える変圧器の２次側から抵抗Ｒ６を介して制御入力も供給される。インダクタンスＬ３は、トランジスタＭ３がオンに切り替わるとき、電荷を蓄えるように働く。Ｍ３がオフに切り替わるとき、高誘導電圧によって生成されるインダクタＬ３からの電流は、昇圧電圧を供給する蓄積コンデンサＥＬＣＡＰ１に供給される。Ｌ３はＰＦＣ回路で電流変圧器感知器としても働く。ＩＣ２６に電力を供給する低電圧供給電圧が、出力ステージからダイオードＤＣＰ３を含むラインによって供給される。これはチャージポンプによる供給の一部である。ＩＣ２６用のチャージポンプ電源は、ダイオードＤＣＰ３およびＤＣＰ４とコンデンサＣＳＮＵＢ２およびＣＶＩＮを含む。このチャージポンプ電源は、コンデンサＣＳＮＵＢ２両端間に蓄積された電荷をＩＣ２６に供給し、抵抗ＲＢ１およびＲＢ２と直流バスから供給される電圧供給を補う。同様に、安定器制御ＩＣであるＩＣ８４には、抵抗ＲＲＥＣＴおよびダイオードＤＣＰ１およびＤＣＰ２とコンデンサＣＳＮＵＢ１、ＣＶＣＣ１およびＣＶＣＣ２を備えるチャージポンプを介して供給電圧ＶＣＣが供給される。
【００１８】
上記力率補正ステージおよび昇圧コンバータの動作は、このような力率補正ステージおよび昇圧コンバータが当業者には周知なので、ここでは詳細に説明しない。力率補正ステージ２０の目的は、直流バス電圧を昇圧し、適切に波形を整え、それによって、高い交流入力力率、一般には力率０．９９が得られるようにすることであり、この場合には、ＨＩＤランプ用の電子安定器がわずかに誘導性なので、０．９９の電圧の進みが得られる。
【００１９】
レール２４および２２両端間の直流バス電圧（一般に、約４００Ｖ）が、やはり当業者には周知のハーフブリッジ構成に配置した２つの電子スイッチング素子Ｍ１およびＭ２を備える出力切替ステージ４０に供給される。電流感知抵抗ＲＣＳ２が、１対のＭＯＳＦＥＴであり得る電子スイッチング素子Ｍ１およびＭ２に直列に設けられる。出力切替ステージの出力が２つのスイッチングトランジスタＭ１およびＭ２の共通接続点に供給される。この出力は電圧ＶＳであり、後で電圧波形を参照して説明する。電圧ＶＳは、ＬＣ回路を介してランプ５０に入力されるパルス幅変調パルストレインを含む。ＬＣ回路は、共振インダクタンスＬＲＥＳ、２つの並列容量ＣＲＥＳ１およびＣＲＥＳ２として図２に示す共振容量ＣＲＥＳ、ならびに直列結合容量ＣＤＣを含む共振容量を含む。やはり当業者には周知のＬＣ回路は、安定器動作周波数で共振し、電圧ＶＳを整形してほぼ正弦波形にする。通常のピーク電圧は約１ｋＶである。
【００２０】
安定器制御ステージ８０は、ＩＲ２１５９タイプのデバイスであり得る安定器制御用集積回路８４を含む。この制御ＩＣ８４は、ＶＤＣおよびＶＣＯと標示したピン１および２を含めて、やはり当業者には周知の様々な入力が供給されるピンを含む。ピンＶＣＯは、容量性および抵抗性コンポーネントに結合され、出力周波数を制御する集積回路８４中のＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振周波数を制御する。ピンＶＤＣは、ライン入力電圧を検出するように動作し、抵抗ＲＶＤＣ１を介してレール２１で整流された直流に結合される。ピンＶＤＣは、ＩＣ８４内部で不足電圧／不良検出回路に結合される。ピンＤＩＭは、抵抗ＲＤＩＭを介して、ここに説明した実施形態では調光レベルを制御する可変直流供給を含む調光入力８２に結合される。具体的には、この調光供給は、そうした調光範囲をもたらすように直流０．５ボルトから５ボルトの間で変化する。
【００２１】
ピンＭＡＸおよびＭＩＮはそれぞれ、抵抗ＲＭＡＸおよびＲＭＩＮで決まる最大および最小ランプ電力設定を制御する。ピンＦＭＩＮは、抵抗ＲＦＭＩＮで決まる最低周波数設定を制御する。ここで説明した様々な容量性および抵抗性の回路コンポーネントは、直流バスの負レール２２に結合されるシグナルコモンに接続される。ＨＩＤランプにはフィラメントがなく、したがって予熱の必要がないので、ＨＩＤランプ予熱用の入力は必要ない。これらの入力は、適当な抵抗性／容量性コンポーネントによって適切にローに保持される。
【００２２】
制御ＩＣ８４の追加の入力および出力には、電子スイッチング素子Ｍ１およびＭ２をそれぞれ駆動するハイＨＯサイド出力およびローＬＯサイド出力、出力切替ステージ４０の出力に結合された浮動帰線ＶＳ、ハイサイドゲート駆動部用浮動供給ＶＢが含まれる。ＶＣＣは、集積回路８４用の電圧供給を含み、ＣＯＭは集積回路用の電力および信号接地を含む。下記でより詳細に説明する電流感知入力ＣＳと、やはり以下に詳細に説明する遮断入力ＳＤも設けられる。
【００２３】
電子安定器制御回路８０は、周知の方法でピンＨＯおよびＬＯに出力を供給し、電子スイッチＭ１およびＭ２を交互に駆動して、ランプ共振回路に電力信号ＶＳを提供する。
【００２４】
本発明によれば、安定器制御回路８０は、調光入力８２に基づいて位相制御調光を提供する。出力切替ステージ４０の電子スイッチＭ１およびＭ２に直列に接続された電流感知抵抗ＲＣＳ２は、抵抗ＲＬＩＭを介して集積回路８４の電流感知入力ＣＳに電流感知信号を提供する。図５に、１００％輝度レベルにおけるランプ電圧１００、ランプ電流１１０、ランプ共振回路を駆動する出力信号ＶＳおよび集積回路８４への入力ＣＳを示す。
【００２５】
集積回路８４は、信号ＣＳのゼロクロスを感知するように動作する。このゼロクロスは、ランプ電流の位相角に比例する。図５に示すように、電圧ＶＳは出力切替ステージの出力である。ＶＳがハイのとき、ハイサイドデバイスＭ１はオンになり、ローサイドデバイスＭ２はオフになる。ＶＳがローのとき、ハイサイドデバイスＭ１はオフになり、ローサイドデバイスＭ２はオンになる。ＶＳの半サイクルで図５に示すように、ハイサイドデバイスがオフ、ローサイドデバイスがオンのとき（Ａ部）、ＣＳ ＰＩＮへの入力は、ゼロクロスＺCを有する立上がり電圧波形である。感知抵抗ＲＣＳ２を通る電流の位相角とランプ電力の間にはある関係がある。位相角が大きくなるほど、電圧および電流はより位相がずれ、その結果有効電力が減少するので、ランプ電力は小さくなる。位相角が９０°のとき、ランプには電力が供給されない。輝度はゼロになる。出力切替ステージしたがって感知抵抗ＲＣＳ１の電流は、共振インダクタＬＲＥＳを通る電流に等しくなり、これは、ランプ５０および共振コンデンサＣＲＥＳを流れる電流の合計に等しい。ランプ両端間の電圧に対する相対的なランプ電流の位相角はランプ電力に関係しており、この位相角は電圧ＣＳのゼロクロスに直接関係している。この位相角が変化するとき、集積回路８４のＣＳ入力における電圧ＣＳのゼロクロスはシフトすることになる。位相角したがってゼロクロスが０°方向に動くと、輝度は増大する。図５に示すように、ＣＳのゼロクロスがＶＳ半サイクルの左にシフトすると、すなわち、ＶＳサイクルの始まりに近いほど、輝度レベルが高くなる。電流および電圧はより同位相に近くなる。図５に、位相角が約６０°に相当する１００％輝度時の図２の回路の波形を示す。これに対して、５０％調光時の同じ波形を図６に示すが、波形からわかるように、図６のゼロクロスは半サイクルの５０％により近い、すなわち波形ＶＳのサイクルの１／４（すなわち９０°により近く）になっている。これは、より低い輝度レベルに相当し、この例では、５０％調光である。
【００２６】
論じたように、集積回路８４は、ＣＳのゼロクロス位置を感知することによって動作する。これにより、調光入力８２で設定される所望の調光レベルでランプ輝度を維持するための閉ループフィードバック制御が得られる。電圧ＣＳのゼロクロスが変化すると、制御部８０は、ＨＯおよびＬＯ駆動出力の周波数を変化させ、したがって、ランプ５０を駆動するために供給される波形ＥＳの周波数を変化させることになる。具体的には、ＩＣ８４は、調光制御８２が位相基準を設定する直流電圧を与えるように動作する。ＩＣ８４中の位相検出器は、基準位相と電圧ＣＳのゼロクロスで決まる出力ステージ電流の位相とを比較し、その差異に比例するエラー信号を生成する。この差異信号により、ＩＣ８４のＶＣＯを強制的に変え、（暗くするには周波数を上げ、明るくするには周波数を下げるような）適切な方向に出力周波数を誘導する。エラーは強制的にゼロにされ、それによって、制御８２で設定される所望の輝度が得られ、維持される。ＩＣ８４の動作のさらなる詳細は、非特許文献１から得られる。したがって、ＩＣ８４により、ＨＩＤランプの位相制御調光が実現される。位相角が大きいほど、ランプに供給される有効電力が小さくなり、そのため輝度は減少する。逆に、位相角が小さいほど、ランプに供給される有効電力が大きくなり、輝度レベルは増加する。
【００２７】
上記で論じたように、一般に、ＨＩＤランプは、高温状態では再点灯しない。したがって、この問題に対処し、また点灯時の信頼性を増すために、２値カウンタ集積回路９２を備えるタイミング回路９０を設けた。２値カウンタ集積回路９２の選択ビット出力は、ダイオードＤＱ０およびＤＱ５〜ＤＱ１０を介して共通出力９４に結合され、共通出力９４は、抵抗ＲＳＤ１を介して制御ＩＣ８４のＳＤ（遮断）ピンに結合される。回路９０の目的は、制御ＩＣ８４のＳＤピンに、波形９８で図３に示す一連のパルスを供給することである。これらのパルス９８は第１の限られた数のパルス９８Ａを含み、パルス９８ＡはまずＳＤピンに供給される。こうすると、図３の波形１２０で示すランプ電圧を断続してランプ５０に印加されるランプ電圧が制御されることになる。したがって、ランプ電圧は、集積回路８４のＳＤピンに与えられるパルス９８Ａの繰返し速度で決まる周波数で変調される。ダイオードを介してライン９４に接続されるカウンタ集積回路９２のどのビット出力が選択されるかに応じて、カウンタＩＣ９２のより上位の出力ビットがハイになり、それがハイのまま留まって、図３に９８Ｂで示す定常遮断信号が供給される前に、限られた数のパルス９８Ａをライン９４上に供給することができる。これが行われた後、安定器制御集積回路８４は動作を停止し、スイッチングトランジスタＭ１およびＭ２は待機期間１２１（図４）の間スイッチングを停止し、ランプ５０への出力電圧は供給されない。
【００２８】
図４に、定常遮断信号９８Ｂで決まるようにライン９４上の信号がハイになったときの、ランプ電圧パルス１２０間の待機期間１２１を（大きく縮小したタイムスケールで）示す。したがって、ランプが点灯し損なった場合、たとえば、ランプが高温状態のとき、再度バーストパルスがランプに印加される前の待機期間中、たとえば図４に示すように５分間の間、制御ＩＣは遮断されることになる。待機期間終了後、ライン９４に結合されたカウンタＩＣの最上位ビットは再度ローになり、カウンタ集積回路９２は再度バーストパルスをライン９４に印加することができる。ランプが十分に冷却されている場合には、ランプが点灯することになる。そうでない場合には、ランプが始動するまでこのサイクルが繰り返される。上記で論じたように、カウンタ回路９２は２種類の時間間隔、すなわち、限られた数のパルス９８Ａの際の時間間隔と、図４に示すような定常遮断信号９８Ｂの間隔を提供する。待機期間終了後、再度、制限された数のバーストパルス９８Ａがライン９４上で遮断ピンＳＤに与えられ、１２０で図３に示すように、再度、ランプ電圧波形をパルス化することになる。したがって、回路９０は、２種類の時間間隔、すなわち、回路９０が限られた数のバーストパルス中にランプに供給される高周波数出力電圧を変調するように動作するときの第１時間間隔と、再度ランプがパルスを受ける前にランプを冷却することができる待機期間を含む第２時間間隔を提供する。待機期間中、ランプは冷却され、ランプ電圧パルスが印加し直されたときに始動することができるようになる。
【００２９】
好ましい実施形態では、図４の１２１に示す定常遮断モードに移る前に、約１秒間隔でＳＤピンにバーストパルスが加えられる。たとえば、定常遮断モードは、３００秒の時間間隔を含み得る。さらに、正常な安定器動作周波数、すなわちランプに印加される出力電圧周波数は、約１２０キロヘルツとすることができる。波形９８で図３に示す始動パルスを与えている間、ランプ電圧周波数は、約８０キロヘルツに減少する。さらに、波形１２０で図３に示すように、期間Ｘ中、始動電圧は、約１キロボルトの電圧レベルにクランプされる前に１０ミリ秒の期間にわたって一連のランプ電圧パルスよりも大きく立ち上がる。複数の始動パルスの供給により、ランプを点灯する電圧をより信頼性が高く、またより低く、たとえば約１ＫＶにすることができる。複数の始動パルスを立ち上げることも、より信頼性の高い点灯を実現する助けとなる。
【００３０】
図２に示すように、正常動作中に、集積回路８４の遮断を禁止する電子スイッチＭ４も設けられる。トランジスタＭ４のゲートがハイのとき、カウンタ９２がライン９４上にパルスを供給しても、ＳＤはローに維持されることになる。したがって、ランプが始動するとき、制御ＩＣ８４のＦＭＩＮにおける電位は、ライン９４上のパルス信号が制御ＩＣ８４を遮断するのを妨げることになる。
【００３１】
トランジスタＭ５を備えるリセット回路も設けられる。トランジスタＭ５は、ＰＭＯＳ ＦＥＴでよい。そのゲートはＶＣＣに結合される。そのソースは、カウンタ集積回路９２の電圧供給ＶＤＤに接続される。この電圧源ＶＤＤは、抵抗ＲＶＤＤを介して直流バスレール２４に接続される。電圧ＶＤＤは、ツェナーダイオードＤＶＤＤによって、電圧ＶＣＣ未満のプリセット電圧にクランプされる。したがって、始動時には、電圧ＶＣＣは上昇するが依然としてＶＤＤ未満なのでＭＯＳＦＥＴ Ｍ５はオンになり、抵抗ＲＲＳＴ両端間にある電圧レベルが与えられる。それによってある電圧入力が集積回路９２のリセットピン１２に与えられ、カウンタＩＣ９２をリセットモードに保持する。ＶＣＣが上昇して電圧ＶＤＤよりも大きくなり次第、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ５はオフになり、集積回路９２のピン１２のリセットレベルはゼロになり、このため、カウンタが計数を開始し、ライン９４上にパルスを供給することができる。リセットトランジスタＭ５の目的は、安定器がオンになるときに、カウンタＩＣ９２が規定したように始動するのを確実にすることである。こうすると、安定器の始動後、カウンタＩＣ９２が図４に示すような待機モード１２１になるのを妨げることになる。
【００３２】
図７および８に、それぞれ１００％輝度および５０％輝度の場合の交流ライン電圧および交流ライン入力電流を示す。力率補正値が０．９９に近づくと、交流電圧および電流の入力波形は、ほぼ同位相になる。ランプの輝度が５０％であるので、交流入力電流波形は、ほぼ図８に示す大きさに減少する。
【００３３】
回路のコンポーネントおよび値の表が、優先権を主張する仮出願に出ている。
【００３４】
したがって、本発明により、大きな交流ライン力率補正が実現され、ＨＩＤランプに電力を供給する際の効率がよくなる。さらに、本発明では、５０ｋＨｚよりも高い、好ましくは１００ｋＨｚよりも高い高周波数で動作させることによって音響共鳴問題を回避する。また、高周波数の使用により、ハーフブリッジスイッチング出力ステージがよりコンパクトになり、共振出力ステージのサイズが小さくなる。したがって、本発明では、ＨＩＤランプに電力を供給するのに通常（約数百Ｈｚの）低周波数を用いていた従来技術とは異なる手法を用いて、音響共鳴問題を回避する。その代わりに、本発明では、（５０ｋＨｚよりも高い、好ましくは１００ｋＨｚよりも高い）高周波数を用いることによってこれらの問題を回避する。
【００３５】
特定の実施形態に関連して本発明を説明してきたが、当業者には他の多くの変形形態および改変形態ならびに他の使用法が明らかであろう。したがって、本発明は、本明細書の特定の開示によってではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明による回路を示すブロック図である。
【図２】本発明による回路を示す構成図である。
【図３】非始動パルス供給時のランプ電圧、安定器制御回路の遮断ピンおよび始動タイミング回路のカウンタパルスの波形を示す図である。
【図４】ランプパルス間の非始動待機期間におけるランプ電圧を示す図である。
【図５】１００％輝度時のランプ電圧、ランプ電流、ランプ共振回路を駆動する出力切替ステージからの出力電圧および電流感知電圧の波形を示す図である。
【図６】５０％輝度時のランプ電圧、ランプ電流、出力切替ステージ電圧および電流感知電圧の波形を示す図である。
【図７】１００％輝度における交流ライン入力電圧およびライン入力電流を示す図である。
【図８】５０％輝度における交流ライン入力電圧およびライン入力電流を示す図である。
Claims (33)
- 交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、
前記交流入力の力率を改変し、前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する力率補正ステージと、
ＨＩＤランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備え、
前記出力切替ステージは、前記ＨＩＤランプにパルス化した電力信号を供給して前記ランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも１つの電子スイッチング素子を備え、
前記電子安定器制御回路は、前記ＨＩＤランプが消費する電力に関係する信号を含むフィードバック入力を有し、それによって、前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルに前記電力を維持することを特徴とする、ＨＩＤランプ用の調光可能な電子安定器。 - 前記フィードバック入力は、前記出力切替ステージの電流に比例する電圧を含むことを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージは、１対の直列接続電子スイッチング素子を含むハーフブリッジ出力ステージを備え、前記電子安定器制御回路は、前記それぞれの電子スイッチング素子に１対のパルス幅変調駆動信号を供給することを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記１対の電子スイッチング素子は、前記高電圧直流出力の正レールに接続されたハイサイドデバイスと、前記高電圧直流出力の負レールに接続されたローサイドデバイスとを備え、前記ハイサイドデバイスおよびローサイドデバイスは共通接続部で互いに結合され、前記ＨＩＤランプ用の前記パルス化した電力信号は前記共通接続部から供給されることを特徴とする請求項３に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記電子スイッチング素子に直列に設けられ、前記電子安定器回路に前記ランプが消費する電力に関係するフィードバック信号を供給する電流感知抵抗をさらに備えていることを特徴とする請求項４に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記ＨＩＤランプが消費する電力に関係する前記信号は、前記電流の位相角が前記ＨＩＤランプで消費される電力に関係する信号を含むことを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記電流の位相角が前記ＨＩＤランプが消費する電力に関係する前記信号は、前記出力切替ステージの前記電流に関係する信号を含むことを特徴とする請求項６に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージの前記電流に関係する前記信号は、前記出力ステージの前記電流の位相角に直接関係するゼロクロスを有するとともに前記ランプが消費する電力に比例する信号を含むことを特徴とする請求項７に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージの前記電流に関係する前記信号は、前記出力切替ステージの少なくとも１つの電子スイッチに直列に設けられた感知抵抗両端間の電圧として生成されることを特徴とする請求項８に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージと前記ＨＩＤランプの間に結合され、前記パルス化した電力信号を濾波して前記ランプ用のほぼ正弦波状の電力信号にするＬＣ回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器。
- ＨＩＤランプ点灯時にパルス化したタイミング信号を前記電子安定器制御回路に供給するタイミング回路をさらに備え、前記パルス化したタイミング信号は前記電子安定器制御回路を繰り返し遮断することによって、前記パルス化したタイミング信号と同期して、前記電子安定器制御回路の前記駆動信号パルスを供給することを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器ＤＥＢ。
- 前記パルス化したタイミング信号は限られた数のパルスを含み、前記ランプが点灯しない場合に、前記タイミング信号は、前記限られた数のパルスの後に、前記電子安定器制御回路に定常遮断信号を供給することを特徴とする請求項１１に記載の調光可能な電子安定器。
- 待機期間後、前記定常遮断信号は停止し、前記パルス化したタイミング信号の前記限られた数のパルスが再開することを特徴とする請求項１２に記載の調光可能な電子安定器ＤＥＢ。
- 前記定常遮断信号は、前記限られた数のパルスが再開するとき、前記ＨＩＤランプが冷却されて前記ランプの点灯が可能となるような期間であることを特徴とする請求項１３に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記パルス化したタイミング信号の各パルスにより前記パルス化した電力信号のバーストが前記ランプに供給され、前記バーストはピーク値への立ち上がりを含むエンベロープを有することを特徴とする請求項１１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記調光制御入力が可変直流電圧に結合されることにより、前記ＨＩＤランプの調光レベルが制御されることを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記力率補正ステージは、インダクタンスに直列に結合されるとともに分離ダイオードによって増大させた直流電圧出力に接続された別の電子スイッチを備える昇圧コンバータを制御する力率補正制御回路を備えていることを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記増大させた直流電圧出力を蓄えるために前記分離ダイオードに結合された蓄積コンデンサをさらに備えていることを特徴とする請求項１７に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記力率補正制御回路は、前記整流された直流出力と前記別の電子スイッチの間に結合された電流感知器から入力を受け取ることを特徴とする請求項１７に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記電流感知器は、前記インダクタンスを備える１次側と、入力として前記力率補正回路に結合される２次側とを有する電流変圧器を備えていることを特徴とする請求項１９に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記電子安定器制御回路が前記パルス化した電力信号を供給し始めるまで、前記タイミング回路をリセット状態に保つリセット回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記ランプの正常動作中の遮断を禁止する遮断禁止回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１０に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記交流入力を前記整流器ステージに結合するＥＭＩフィルタをさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記ランプへの前記パルス化した電力信号は、５０ｋＨｚよりも高い周波数で前記ランプを点灯させることを特徴とする請求項１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記ランプへの前記パルス化した電力信号は、１００ｋＨｚよりも高い周波数で前記ランプを点灯させることを特徴とする請求項２４に記載の調光可能な電子安定器。
- 交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、
前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する昇圧ステージと、
ＨＩＤランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備え、
前記出力切替ステージは、前記ＨＩＤランプにパルス化した電力信号を供給して前記ランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも１つの電子スイッチング素子を備え、
前記電子安定器制御回路は、前記ＨＩＤランプが消費する電力を前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルで維持するように、前記ＨＩＤランプ両端間の電圧の１つの位相角および前記ＨＩＤランプを流れる電流の位相角に関係する信号を含むフィードバック入力を有することを特徴とする、ＨＩＤランプ用の調光可能な電子安定器。 - 前記昇圧ステージは前記交流入力の力率を改変する力率補正ステージを備えていることを特徴とする請求項２６に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージは、共振ＬＣ回路を介して前記ＨＩＤランプに前記パルス化した電力信号を供給することを特徴とする請求項２７に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記共振ＬＣ回路は、５０ｋＨｚよりも高い周波数で前記ランプを点灯させることを特徴とする請求項２８に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記共振ＬＣ回路は、１００ｋＨｚよりも高い周波数で前記ランプを点灯させることを特徴とする請求項２８に記載の調光可能な電子安定器。
- ランプ始動期間中に、前記パルス化した電力信号の複数のバーストパルスを前記ランプに供給する回路をさらに備えることを特徴とする請求項２６に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記バーストは、ピーク電圧への立ち上がりを含むエンベロープを有することを特徴とする請求項３１に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記複数のバーストの後の待機期間に続き、再度、複数のバーストおよび待機期間が連続して続くことを特徴とする請求項３１に記載の調光可能な電子安定器。
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