CN102057758B - 多灯瞬时启动电子镇流器 - Google Patents

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Abstract

电子镇流器包括串联半桥谐振逆变器和用于这种逆变器的具有调光能力的控制电路。所述逆变器包括在逆变器输出和控制电路的调光输入之间耦合的第一和第二电压反馈电路，所述第一和第二电压反馈电路包括第一和第二电荷泵。所述反馈电路产生参考控制信号，以控制在启动之后的操作，并且当逆变器输出电压超过预定值时，所述反馈电路产生误差控制信号。

Description

多灯瞬时启动电子镇流器
技术领域
本发明涉及电子镇流器，并且更确切地说涉及用于操作多个放电灯的串联谐振镇流器逆变器。另外，本发明涉及可变数目的灯(例如，从0个灯到4个灯)的镇流器启动和稳态操作，以维持灯的恒定亮度等级。
背景技术
气体放电灯利用电子镇流器来将AC线电压转换为用于给气体放电灯供电的高频电流。瞬时启动镇流器通常向在固定装置(fixture)中的数个灯供电。瞬时启动镇流器被频繁地用于无需预热灯丝的灯启动。例如，工业标准、用于多个T8灯的瞬时启动电子镇流器使用电流馈送并联谐振逆变器。因为这个逆变器是电压源而不是电流源，所以这些灯中的每个灯都经由升压电容器被连接到逆变器输出。在电流馈送半桥谐振逆变器和电压馈送串联谐振半桥逆变器之间的差异是：在电流馈送逆变器中，在开关晶体管两端的最大电压是电压馈送逆变器的两倍以上。半桥电流馈送镇流器逆变器要求高压晶体管(1100V和更高)，而在半桥电压馈送串联谐振逆变器中，最大晶体管电压低得多，也就是说该最大晶体管电压等于DC总线电压(430-440V)。电压馈送谐振逆变器趋于比电流馈送谐振逆变器更有效，因为电压馈送逆变器利用在零电压开关(ZVS)模式下的MOSFET。另外，由电压馈送串联谐振逆变器产生的灯电流几乎是正弦的。该电压馈送串联谐振逆变器提供比电流馈送逆变器更长的灯使用寿命。也可以在没有输出功率变压器的情况下建立电压馈送串联谐振逆变器。
为了利用电压馈送逆变器，多灯镇流器有时配备有数个相同的谐振回路，其中每个谐振回路都被耦合到单个放电灯。例如，授予Sekine等人的美国专利7,372,215公开了一种多并联灯镇流器，该多并联灯镇流器具有单个逆变器和多个谐振回路。除了复杂性之外，在替换灯之后需要重启上述镇流器。该多并联灯镇流器配备有灯输出/输入感测装置，以激活所述重启。授予Nerone等人的专利申请2007/0176564公开了一种具有调节过的输出电压的电压馈送自生逆变器(voltagefed self generated inverter)的多灯应用。这个逆变器配备有输出电压钳位装置，因为该逆变器的控制并没有足够的分辨力来在无负载时限制这个电压。该逆变器也具有影响镇流器成本的多个多绕组磁部件。
在设计多灯串联谐振镇流器时的一个挑战是控制负载变化的宽范围和对于足够的启动电压的需要。已知用于给多并联灯供电的几个这样的串联谐振镇流器。例如，授予Chang等人的美国专利6,362,575公开了一种用于具有调节过的输出电压的四灯无变压器串联谐振逆变器的控制电路。四个升压电容器(每个都与灯串联)被用于使气体放电灯平稳。镇流器通过监控经由灯丝的电流来感测所连接的灯的数目，并且根据连接到镇流器的灯的数目来产生参考电压。上述方法要求在镇流器和灯之间的另外的布线。授予Ribarich等人的美国专利7,352,139公开了一种用于具有控制IC的多灯串联谐振逆变器的静态反馈控制电路，该控制IC利用电压控制振荡器(VCO)来进行频率控制。因为VCO振荡不与谐振负载振荡锁相，所VCO不能足够快速地跟随谐振负载的改变，并且可能不总是在谐振频率之上振荡。根据上面的专利申请，VCO对其输入信号进行积分，从而引起在动态频率响应方面的延迟。在谐振负载(气体放电灯可能在数微秒中明显地改变其电阻)或灯去除中的瞬态期间，这个延迟可暂时引起逆变器MOSFET中的硬开关并且损坏逆变器。具有自适应ZVS(IR 2520D和其它类似的自适应电路)的IC并不消除在逆变器负载中的不期望瞬态期间的在开关晶体管中的交叉导通现象。转让给Osram Sylvania公司的美国专利7,030,570公开了一种串联谐振逆变器单灯操作，其中在负载瞬态期间避免硬开关。
尽管如此，需要针对多灯瞬时启动应用的镇流器控制电路和方法。并联的灯在多灯串联谐振镇流器中是优选的，因为当在固定装置中替换灯时不中断光。现有的用于多灯逆变器(0负载)的控制方法基于下述思想：谐振逆变器电压被调节，并且利用串联电容器来实现灯的镇流。在一个实施例中，本发明提供了用于并行的多灯瞬时启动操作的方法和控制电路，所述用于并行的多灯瞬时启动操作的方法和控制电路利用谐振逆变器和串联电容器的镇流特征。
发明内容
在一个实施例中，本发明提供了一种用于并联耦合的多个气体放电灯(通常多达4个灯)的串联谐振镇流器逆变器。在另一方面，本发明的实施例提供了一种用于可变数目的灯(通常从1个灯到4个灯)的串联谐振逆变器，其中几乎与所连接的灯的数目无关地来维持灯亮度。
本发明的实施例的其它方面是提供一种具有调光能力的多并联灯串联谐振逆变器。
本发明的实施例的其它方面是提供一种具有功耗降低了的连续无负载操作的镇流器控制电路。
本发明的实施例的其它方面是提供在瞬态期间具有ZVS逆变器操作的多灯镇流器。
本发明的实施例的其它方面是利用具有最少的周围部件的控制IC(自振荡半桥驱动器)。
本发明的实施例的其它方面是提供用于瞬时启动灯的无变压器的镇流器，其具有满足电击安全要求的有限的泄漏电流。
本发明的实施例的又一方面是提供具有最少部件、简单原理和低成本的电子镇流器。
在一个实施例中，一种电子镇流器包括：串联半桥谐振逆变器、控制逆变器开关的控制电路、在所述逆变器输出与控制输入之间耦合的第一反馈电路以及在所述逆变器输出与所述控制输入之间耦合的第二反馈电路。
在一个实施例中，所述电子镇流器包括串联半桥谐振逆变器和用于这种逆变器的具有调光能力的控制电路。所述逆变器经由各个单独的升压电容器来给并联的多个气体放电灯供电。所述逆变器包括第一电压反馈电路和另外的第二电压反馈电路，这两个电压反馈电路经由第一和第二电荷泵相对应地被耦合在所述逆变器输出和所述控制电路的调光输入之间。所述第一电荷泵产生参考控制信号，以在启动之后实现标称灯电流/功率。当所述逆变器输出电压超过预定值时，所述第二电荷泵产生误差控制信号。在所述逆变器控制电路的调光输入处，这两个信号相加。所述误差控制信号在灯启动、开路和减少数目的灯操作模式期间占优势。这个误差信号将开关频率移高，以避免逆变器部件中的电压和电流应力。所述参考控制信号在全逆变器负载时占优势，从而将操作移向更低的频率并且使逆变器的稳态模式稳定。结果，所述逆变器频率根据所连接的灯的数目来改变，并且所述逆变器在谐振频率之上安全地工作，使得所述灯不被过驱动(overdrive)。
附图说明
参考附图来更好地理解本发明，其中：
图1是根据本发明的一个实施例的瞬时启动多灯镇流器逆变器控制电路的电路图；
图1A图解说明了用于图1的镇流器逆变器控制电路的典型调光特性(输出功率P与DC控制偏置信号Ib的关系曲线)；
图2是根据本发明的另一实施例的瞬时启动多灯镇流器逆变器控制电路的电路图；
图3是本发明的一个实施例的电路图；
图4是图解说明了当驱动不同数目的灯时逆变器输出电压Vout与开关频率的传统谐振曲线族(的现有技术图)；
图5图解说明了根据本发明的一个实施例的在四个灯的情况下在启动期间的逆变器晶体管电流和输出逆变器电压。
具体实施方式
本发明涉及一种具有自振荡半桥驱动器IC的镇流器控制电路。不像用于具有带有VCO的控制IC的半桥谐振逆变器的其它控制电路那样，所述镇流器控制电路利用来自包括灯电阻的谐振负载的直接前馈控制。由逆变器形成的任何半波的持续时间与在半波的形成期间的灯电阻有关。在Osram Sylvania公司的美国专利7,095,183“ControlSystem for Resonant Inverter with Self-Oscillating Driver”中描述了所述逆变器控制电路。因此，该逆变器控制系统配备有调节过的负DC偏置的源和作为正DC偏置的源的电压反馈电路。正的和负的DC偏置电流在谐振逆变器的频率控制输入处被相加。负DC偏置电流以相对于谐振逆变器启动的起始点具有时延地被施加到频率控制输入。电压反馈电路将逆变器输出AC电压转换为DC电压信号，并且将这个电压信号与参考信号相比较。误差信号发起正DC偏置。调节过的负DC偏置电流设置在启动之后耦合到逆变器的灯的标称电流和功率。当谐振电压的输出电压达到给定的最大电平时，出现正DC偏置电流，这在灯启动期间或者当一个或更多灯在镇流器工作期间断开时发生。
在本发明的一个实施例中，两个电荷泵电路被耦合到所述逆变器输出。第一电荷泵将AC逆变器输出电压转换为参考的负DC偏置信号。第二电荷泵被用在电压反馈电路中，用于感测输出AC电压并且将所感测的AC信号转换为正DC信号电压。这个正DC信号电压与参考的DC电压相比较，并且如果该正DC信号电压超过这个参考电压，则产生误差信号。该误差信号作为正DC偏置被施加到频率控制输入，用于限制逆变器输出电压。可以放大该误差信号以获得更精确的电压限制。电压反馈电路在无负载模式下以及在灯启动期间和在减少数目的灯的情况下操作期间限制逆变器输出电压。因为在这个反馈中使用电荷泵，所以相对于逆变器RMS输出电压提供了所有电压控制功能。
图1示出了根据本发明的一个实施例的多并联灯串联谐振逆变器10的方框电路图。实际上，多达四个的气体放电灯可经由各个单独的升压电容器与谐振逆变器的输出并联。镇流器配备有功率因数校正器(PFC)，从而将AC线电压转换为调节过的DC总线电压VDC(在图1中未示出PFC)。半桥串联谐振逆变器10的输入被耦合到调节过的DC电压总线(+VDC)。谐振逆变器10将DC总线电压转换为高频AC电压Vout。逆变器10的功率级包括被控制电路13驱动的开关晶体管11和12。控制电路13并入高端(high side)和低端(low side)半桥MOSFET驱动器、内部振荡器(在图1中未示出)和频率控制装置(在图1中未示出)。通常，可以使用具有频率调光能力的任何镇流器逆变器控制电路。例如，可以使用在Osram Sylvania公司的美国专利7,095,183中描述的电路。因为该电路当镇流器负载改变时在改变开关频率方面没有时延，所以谐振逆变器在负载转变期间工作在安全感应模式下。
在图1中，逆变器谐振回路包括谐振电感器14和串联谐振电容器15。并联的气体放电灯16、17和18与升压电容器19、20和21串联，其均经由DC阻隔电容器22并联耦合到逆变器谐振回路14、15，所述DC阻隔电容器22将灯端子与逆变器电路的其余部分分离开。升压电容器19、20、21和DC阻隔电容器22将低频灯引脚泄漏电流限制到地，以便满足安全要求。谐振逆变器包括反馈控制电路23，该反馈控制电路23具有耦合到逆变器高压端子Vout的输入端子24和耦合到控制电路13的频率控制输入31的输出端子25。反馈控制电路23包括：第一AC/DC信号转换器26；以及在转换器26的输出处的电压调节器27，用于提供用于产生参考的负偏置电流分量的第一参考负压Vref.1的源。反馈控制电路23也包括电压负反馈电路，从而限制输出电压Vout。
电路23包括：第二AC/DC信号转换器28，用于感测逆变器输出电压并且将这个电压转换为与逆变器输出相对应的正DC信号电压；以及电压差控制电路29，用于将来自第二AC/DC转换器28的输入DC电压与第二参考电压Vref.2相比较。差控制电路29产生正误差信号，并且可以使用误差放大器(在图1中未示出)，用于更好地调节和稳定逆变器输出电压Vout。来自电压差电路29的误差信号提供了正偏置电流分量。正的和负的偏置电流分量被求和电路30相加，并且产生被施加到逆变器控制电路13的频率控制输入31的控制偏置电流Ib。偏置控制电流Ib可以根据逆变器操作的模式和负载条件而是负的或正的。信号转换器26和28递送与逆变器输出电压Vout成比例的输出DC电压信号。
图1A示出了针对图1中的逆变器的典型的输出功率P与DC偏置电流Ib的关系曲线。根据图1A曲线来建立图1中的逆变器的功能块，以在各种操作模式下提供镇流器功能。
图2示出了根据本发明的一个实施例具有作为耦合到开关晶体管11和12的公共端子33的负偏置电流源的AC/DC信号转换器32的图。AC/DC转换器32的输出与时延电路34串联。在图1和图2中的图中，在晶体管11和12开始开关之后，负偏置信号延迟地出现。当启动镇流器时，控制电路13以初始频率为fo的零偏置电流Ib＝0来发起晶体管11和12的开关。通过振荡RC网络(在图1和图2中未示出)设置(编程)控制电路13的初始开关频率fo。应当理解，可以使用AC信号的其它源(对其的启动与逆变器启动相关)，而不使用AC/DC转换器32。时延装置34可以是AC/DC转换器32的滤波电路。
当在逆变器输出处出现电压Vout时，控制电路13振荡被自动地锁相为谐振回路振荡。控制电路13中的振荡器经由移相电压环路(在图1中未示出这个电压环路)被自动地同步到更高的启动频率f1＞fo。上面的环路提供了反馈信号的相位超前。为了在启动时的可靠的同步，频率f1被选择为在所编程的频率fo之上5-10％(在Osram Sylvania公司的美国专利7,095,183中描述了基于自振荡驱动器IC经由控制电路的电压反馈的同步)。AC/DC信号转换器26和28都递送与逆变器输出电压Vout成比例的输出电压信号。来自AC/DC信号转换器26的输出负电压信号产生偏置电流Ib的在灯启动期间升高输出电压的负分量。偏置电流Ib的负分量被电压调节器27限制。在启动之后，电压调节器27提供负参考电压Vref.1，该负参考电压Vref.1又产生与标称灯功率相对应的负参考偏置电流。在启动模式期间或在负载降低的情况期间，当逆变器电压Vout大于其给定的最大值时，来自信号转换器28的输出信号超过被施加到电压差电路29的Vref.2电压。该偏置电流信号变为正的，并且限制输出电压Vout。通过以下方式来选择这个最大电压：该最大电压一方面将允许连续无负载操作并且另一方面将允许可靠的所有灯启动。实际上，对于具有瞬时启动的T8灯，这个电压是大约600-660V rms。因为这个启动电压具有比全负载时的标称操作频率高多达30-40％的频率，所以灯中的较高的初始辉光电流增强了快速的灯启动。
图3图解说明了与图1相对应的本发明的一个实施例的示意图。图1中的控制电路13对应于上面提及的美国专利7,095,183。
图3中的电路包括谐振逆变器10，所述谐振逆变器10分别经由升压电容器39、40、41和42来给放电灯35、36、37和38供电。具有周围电路的标准自振荡驱动器IC 43(例如，工业标准ST 6571)提供了具有谐振负载的一般同步控制装置。驱动器IC 43经由高HO和低LO输出和栅极电阻器44和45来驱动具有MOSFET 11和12的半桥功率级。驱动器IC 43配备有在耦合到自举二极管(在图3中未示出)的引脚VS和VB之间连接的自举电容器CB。驱动器IC 43具有内置的振荡器，该内置的振荡器与工业标准CMOS 555定时器类似。可以利用耦合到驱动器IC 43的引脚CT和RT的外部电阻器46和定时电容器47来编程初始振荡器频率。在驱动器IC 43中，低端输出LO与RT引脚电压信号同相。因为RT引脚电压电势在相对于公共的“com”的低(0)和高(+Vcc)之间改变，所以CT引脚电压VCT具有在DC电压上叠加的斜坡形状。IC 43具有内置的振荡器，该内置的振荡器在高(2/3Vcc)和低(1/3Vcc)预定CT引脚电压电平处切换。通过在公共端子“com”和定时电容器47(参见图3)之间插入包括两个反并联二极管48和49以及耦合到“com”端子的电阻器50和51的网络，IC 43的定时电路对应于美国专利7,095,183。小电容器52(100-200pf)经由电阻器53被连接在二极管48和电阻器50的公共点与+Vcc端子之间。电容器52和电阻器53的公共点连接到用作零信号检测器的小信号晶体管54的集电极。晶体管54输入包括反并联二极管55和噪声抑制电阻器56。当晶体管54的输入信号改变极性时，晶体管54开关。当输入正弦信号从负改变到正时，晶体管54将经由电阻器50来发起电容器52的瞬时放电。
结果，将在电阻器50两端产生负选通脉冲。这些选通脉冲将被注入到RC定时中，并且将被叠加在CT引脚斜坡电压上，从而引起强制开关IC 43。经由电阻器57从感测逆变器输出电压Vout的相位补偿器58提供向开关晶体管54的输入正弦电流信号。相位补偿器58提供用于反馈信号的衰减和相位超前(延迟)，该反馈信号是以在谐振频率之上的期望频率使控制器同步所需的。图3中的相位超前补偿器58包括串联电容器59和60以及与电容器60并联的电阻器61。可以例如通过电阻器61变化来调整反馈信号的超前相位和同步频率。
对于诸如驱动具有热灯交换特征(hot lamp swap feature)的多个瞬时启动灯的镇流器的可变负载应用，两个电荷泵62和63被用于充当(在图1的框图中所示的)AC/DC信号转换器26和28。第一电荷泵62对应于产生负控制信号的第一AC/DC信号转换器26，而第二电荷泵63对应于产生正控制信号的第二AC/DC信号转换器28。电荷泵62和63分别经由串联电容器64和65都被连接到逆变器输出Vout。第一电荷泵64包括具有二极管66和67的负输出信号整流器。第二电荷泵66包括具有二极管68和69的正输出信号整流器。第一电荷泵62被预加载有第一电阻器70和第一平滑电容器71。第二电荷泵63被预加载有第二电阻器72和第二平滑电容器73。齐纳类型的二极管67可以用于电荷泵62中，用于在电荷泵62的输出处产生参考的负DC控制信号(参见图1中的Vref.2)。电荷泵62和63都配备有串联电阻器74和75，用于产生用于调光的DC偏置控制信号。
齐纳二极管76被连接在电荷泵63与晶体管56的基极之间。齐纳二极管76在用于限制输出逆变器电压Vout的静态反馈环路中被用作参考电压(参见在图1中的Vref.1)的源。来自电荷泵62和63的DC信号在晶体管54的基极被相加。结果产生的DC偏置控制信号Ib可以在镇流器操作的不同模式期间是负的或正的。因为电荷泵包括串联电容器，所以这些电荷泵产生与逆变器电压Vout及其频率成比例的输出电压信号。电阻器75补偿当逆变器频率增加时由串联电容器65引起的在反馈环路增益方面的增加。当限制输出电压Vout时，齐纳二极管76导通，并且其电流大于来自电荷泵62的参考的负DC信号。总的DC偏置电流Ib变为正的，并且使得逆变器频率增加，从而限制rms输出电压Vout。齐纳二极管76被选择来在期望的开路电压Vout最大时开始导通。这个开路电压对于可靠的灯启动应当足够高，并且不应当在镇流器工作在开路模式下时使得部件受应力过大或引起明显的功率损失。
图4论证了在图3中图解说明的谐振逆变器的逆变器输出电压Vout与切换频率fsw的关系曲线族。特别地，图4图解说明了利用具有电感Lr＝1.67mH的谐振电感器14、具有电容Cr＝2.2nF的谐振电容器15、具有电容0.1uF的DC电容器22和每个都具有电容1nF的串联电容器39-42构建的逆变器。MOSFET半桥由具有初始振荡频率fo＝52-54kHz的标准L6571A自振荡IC来驱动。通过功率因数校正器(在图3中未示出)提供调节过的DC总线电压VDC＝430V。图4中的曲线与相当于灯的标称稳态电阻的传统电阻性负载相对应。点0L、1L、2L、3L和4L标明与所连接的灯的数目相对应的逆变器稳态工作点。例如，点4L示出了在以fsw＝56.7kHz和Vout＝530V为特征的4个灯的情况下的标称操作模式。虚线的水平线标明限制在稳态无灯操作时的输出电压Vout＝VLIMIT的电平。
而且，在图4中，示出了具有四个T8 32W灯的图3的逆变器的启动轨迹A。在图5中，示出了随着时间变化的晶体管11漏极电流ID、晶体管12栅极电压Vg和逆变器输出电压Vout的相对应的图。逆变器IC43(图3)利用由上部晶体管11提供的第一激励脉冲而锁定到逆变器谐振回路振荡。在第一循环期间，逆变器工作来使振荡器开路，该振荡器被同步到初始开关频率，该初始开关频率可以是其标称频率的两倍(参见轨迹A启动)。然后，输出电压Vout快速地增加。因为包括电荷泵63的负电压反馈电路具有内置的时延装置，所以已经在前3-4个循环期间产生某个过分路电压(overshunt voltage)(大于所选择的VLIMIT的电压)。该过分路电压在所有并联灯中同时提供了快速的气制动。
而且，在图4中，示出了轨迹B，该轨迹B标明当灯依次地从逆变器输出断开时的逆变器操作。
在图4中，论证了在变化数目的灯(四个灯L4、三个灯L3、两个灯L2和一个灯L1)的情况下的操作的优选模式。除了无灯模式之外，谐振逆变器产生低于VLIMIT的输出电压Vout。轨迹B示出当灯依次地从逆变器输出断开时的逆变器操作。通过这种方法，利用谐振逆变器的镇流特性以及由串联电容器39-42的阻抗提供的镇流。这与具有调节过的输出电压和仅由串联电容器提供的镇流的现有技术谐振逆变器相反。
在一个实施例中，提供了一种用于在开路连续工作的串联谐振逆变器。在这个开路模式下，逆变器中的总功耗与在全逆变器负载时大约相同。
本发明的一个实施例的多灯串联谐振镇流器的一个优点是：在稳态和瞬时操作模式下，该多灯串联谐振镇流器的逆变器在谐振之上工作(包括灯的逆变器谐振负载是电感性的)。
当介绍本发明或其实施例的方面的元件时，冠词“一”、“一个”、“该”和“所述”意欲表示有这些元件中的一个或更多元件。术语“包括”、“包含”和“具有”意欲是包含性的，并且表示可以有除了所列出的元件之外的另外的元件。
鉴于上述情况，可以看出，实现了本发明的数个优点，并且获得了其它有利结果。
在已经详细描述了本发明的各方面的情况下，显而易见的是可以进行修改和改变，而不偏离如在所附权利要求书中所限定的本发明的各方面的范围。因为在不偏离本发明的各方面的范围的情况下可以在上面的结构、产品和方法中进行各种改变，所以意图是应将在上面的说明书中包含的和在附图中所示的所有内容解释为说明性的而不是在限制意义上来解释。

Claims (10)

1.一种电子镇流器，其包括：
串联半桥谐振逆变器，所述串联半桥谐振逆变器包括具有用于给并联的多个气体放电灯供电的输出的开关；
控制电路，所述控制电路控制逆变器开关并且具有控制输入，所述控制电路响应于被提供给控制输入的信号来改变所述逆变器开关的开关频率；
第一反馈电路，所述第一反馈电路被耦合在逆变器输出和所述控制输入之间，所述第一反馈电路产生参考的控制信号，所述参考的控制信号被提供到所述控制输入，以调整所述逆变器开关的开关频率，使得所述逆变器输出在启动之后提供基本上恒定的电流，以给多个灯供电；以及
第二反馈电路，所述第二反馈电路被耦合在所述逆变器输出和所述控制输入之间，所述第二反馈电路产生误差控制信号，所述误差控制信号被提供到所述控制输入，以当输出电压超过预定值时调整所述逆变器开关的开关频率。
2.根据权利要求1所述的镇流器，其中，所述参考的控制信号和所述误差控制信号被相加并且被施加到所述控制电路的所述控制输入。
3.根据权利要求1或2所述的镇流器，其中，所述第二反馈电路向所述控制器提供使得所述控制器在去除灯时通过增加逆变器频率来减小逆变器电流的误差控制信号，由此所述逆变器开关在所述灯的谐振频率之上工作，使得施加到所述灯的功率并不过驱动所述灯。
4.根据权利要求1所述的镇流器，其中，所述控制电路具有通过所述控制电路的调光输入来控制的调光能力，并且其中，所述反馈电路被耦合在所述逆变器输出和所述控制电路的调光输入之间。
5.根据权利要求1所述的镇流器，其中，所述第一反馈电路包括连接到所述逆变器输出的AC/DC信号转换器和连接到所述AC/DC信号转换器的输出的电压调节器，所述电压调节器用于提供被施加到所述控制输入的参考的负电压，其中，所述信号转换器包括电荷泵，所述电荷泵包括负输出信号整流器，并且其中，所述第二反馈电路包括另一AC/DC信号转换器以及电压差控制电路，所述另一AC/DC信号转换器被连接到所述逆变器输出并且提供与所述逆变器输出相对应的正DC信号电压，所述电压差控制电路用于将所述正DC信号电压与参考相比较，其中所述电压差控制电路提供被施加到所述控制输入的正误差信号。
6.根据权利要求5所述的镇流器，其中，所述信号转换器提供与所述逆变器输出AC电压成比例的输出电压信号。
7.根据权利要求1所述的镇流器，其中，所述第二反馈电路包括AC/DC信号转换器以及电压差控制电路，所述AC/DC信号转换器被连接到所述逆变器输出并且提供与所述逆变器输出AC电压相对应的正DC信号电压，所述电压差控制电路用于将所述正DC信号电压与参考相比较，其中所述电压差控制电路提供被施加到所述控制输入的正误差信号。
8.根据权利要求7所述的镇流器，其中，所述信号转换器包括包含正输出信号整流器的电荷泵。
9.根据权利要求7所述的镇流器，其中，所述第一反馈电路包括负偏置电流源，所述负偏置电流源被耦合到所述逆变器开关的公共端子，所述负偏置电流源具有连接到时延电路的输出，所述时延电路具有连接到电压调节器的输出，用于提供被施加到所述控制输入的参考的负电压。
10.根据权利要求1所述的镇流器，其中，所述第一反馈电路包括第一电荷泵，所述第一电荷泵在启动之后产生参考的控制信号以实现标称灯电流/功率，并且其中，所述第二反馈电路包括第二电荷泵，所述第二电荷泵在所述逆变器输出电压超过预定值时产生误差控制信号，其中，当所述逆变器输出开路时并且当数目减少的多个灯被连接到所述逆变器输出时，所述误差控制信号在灯启动期间占优势，并且其中，当多个灯被连接到所述逆变器输出时，所述参考控制信号占优势，由此将所述开关频率降低得更低并且使所述逆变器的稳态模式稳定。
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