JP2004526397A - Dc/dcフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法 - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
従来の技術
本発明は、請求項1の上位概念に記載された、DC/DCフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法を出発点とし、ここでは一連のポンピング過程によって、供給された直流電圧を上昇させる。
【0002】
供給された直流電圧を昇圧するフライバックコンバータを有する回路は、すでに数多くが公知である。このようなフライバックコンバータでは、蓄積チョークコイルが、電流スイッチオフ閾値に達するまでスイッチを介してチャージされる。このスイッチを開いた後、上記の蓄積チョークコイルに含まれていたエネルギーは、蓄積コンデンサにリチャージされ、これは蓄積チョークコイルの電流が、導通のレベルに減少するまで続けられる。ポンピング過程と称される、直流電圧の上昇は、上記の蓄積コンデンサが所定の電圧に充電されるまで繰り返して続けられる。
【0003】
DC/DCフライバックコンバータの出力電圧は、フライバックコンバータの出力側における、連続する2つのエネルギー取り出し間の最小許容時間が、最大可能なリチャージ時間よりもつねに大きい場合に安定であり、ここでこのリチャージ時間は、取り出したエネルギーを交換するために必要な時間である(フライバックコンバータの出力電圧に対する安定性の条件)。
【0004】
この方法において欠点であることが判明したのは、電流を導通オフするための固定の所定の閾値によって、ほぼ一定の周波数を有する三角形状の電流経過が蓄積チョークコイルに発生することである。通用している理論によれば、この三角形状の電流信号は、フーリエ解析をすると、基本振動の他に高調波を含んでおり、ここでこの高調波は、スペクトル的に離散の周波数で放射され、この高調波によってノイズ放射が形成されるのである。従来の技術では、これらの不所望のノイズ放射を、例えば、ノイズ除去フィルタ(L/Cフィルタ)によって減衰して、所定のノイズ放射限界値を達成することができる。しかしながらこのノイズ除去フィルタは比較的大きな値を有しているため、これは一方では構造形態から見て煩雑であり、また他方ではそのコストから見て高くついてしまうのである。
【0005】
発明の利点
これに対して請求項1の特徴部分に記載された特徴を有する、DC/DCフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する本発明の方法はつぎのような利点を有する。すなわち、各ポンピング過程の後、電流オフおよび/電流導通閾値を変化させるだけでノイズ放射をすでに低減できるという利点を有するのである。これにより、ノイズ放射に対する所定の境界値を殊に有利にもより一層良好に維持することができるのである。
【0006】
従属請求項に記載した手段によって、請求項1に記載した方法の有利な発展形態および改善が可能である。殊に有利であるのは、安定性の条件を維持しながら、個々のポンピング過程の電流ストローク(Stromhub)も持続時間も共にほぼ統計的に分散することである。これによって、固定のスイッチング周波数がなくなり、基本振動および高調波振動の周波数で含まれるエネルギーが、より広い周波数帯域に分散される。このことは、蓄積チョークコイルにおける電流の増大および減少速度がほぼ一定であるという条件の下で成り立つ。目下のポンピング周波数とも称することできるスイッチング周波数の変更は、有利に選択した列によって行われ、ここでこの列は、蓄積チョークコイルにおけるチャージ電流に対する大きさの異なるオフおよび導通閾値の列である。
【0007】
純粋な下端スクランブリング(Unterkantenverwuerfelung)では、同じ境界条件(同じ給電電圧、蓄積チョークコイルの同じ飽和特性など)で、導通閾値の考えられ得るほぼすべての列に対してつぎのようなリチャージ時間が得られる。すなわち、電流スクランブリング(Stromverwuerfelung)なしで固定的に設定される、下側の導通電流レベルにおいて発生し得るリチャージ時間よりもつねに短いリチャージ時間が得られるのである。この手段によって有利にもノイズ放射が低減される。
【0008】
ノイズ放射をさらに低減するためには比較的小さなノイズ除去フィルタで十分であり、ここでのこのノイズ除去フィルタは、スクランブルが行われない場合に、あらかじめ設定される境界値を下回るために必要となり得るノイズ除去フィルタよりも小さい。
【0009】
電流スクランブリングによって蓄積コンデンサの充電過程を制御するため、有利には測定抵抗を設ける。この抵抗を介して目下の電流を検出して、また相応する制御回路により、この電流を制御することができる。例えば、ヒステリシス特性曲線を有する比較器を用いることによって、この回路装置の振動傾向を抑圧することができる。
【0010】
スイッチとしてMOS−FETトランジスタを使用することも有利である。それはこのタイプのトランジスタは、市場に流通しており、大きな電力損失なしに電流を高速にスイッチングできるからである。本発明の方法は有利には、DC−DC−フライバックコンバータを含む装置ないしは回路装置によって実施することが可能である。
【0011】
有利な適用領域は自動車の車載電源である。その理由は、不所望の高調波により、複雑な電子機器に障害が発生し易いからである。
【0012】
図面
本発明の実施例を図面に示し、以下に詳しく説明する。
【0013】
図1は、フライバックコンバータに対する回路図を示しており、図2a〜2cは、電流スクランブリングのない通例の電流経過を有する線図、下端電流スクランブリングを有する線図、および導通およびオフ電流レベルのスクランブリングをそれぞれ示しており、図4は、電流スクランブリングはないが従来のフィルタを有する周波数経過を示しており、図5は、小さなフィルタによる実施例を示しており、図6は電流スクランブリングのない、大きなフィルタによる周波数経過を示している。
【0014】
実施例の説明
まず図1において回路図に基づき、DC/DCフライバックコンバータの動作を詳しく説明する。
【0015】
有利にはバッテリUBである直流電圧源は、フィルタコイル7を介し、蓄積チョークコイル2と、導通方向に接続されたダイオード3と、蓄積コンデンサ1とによって、測定抵抗10を介してアースに接続されている。アース点は、バッテリのアース点に接続されている。蓄積コンデンサ1においては端子UAとアース点MPとの間で、昇圧された直流電圧を取り出すことができる。ダイオード3および蓄積コンデンサ1に並列にスイッチングトランジスタ4の出力パスが接続されており、ここでこのトランジスタはMOS−FETトランジスタまたは類似のもので形成される。スイッチングトランジスタ4は、制御回路5によって駆動制御され、この制御回路そのものは、測定抵抗10における電圧降下によって制御される。ここでは2つの前置抵抗11,12と、ヒステリシスを有する比較器6とを介して、測定抵抗10における電圧降下を検出する。比較器の2つの入力側の間には、ノイズ除去コンデンサ13が設けられている。さらにバッテリ端子UBにフィルタコンデンサ9がアースに対して接続されている。またフィルタコイル7と蓄積チョークコイル2との間に保護コンデンサ8がアースに対して接続されている。
【0016】
制御回路5は電子回路を含んでおり、これは導通電流閾値よびオフ電流閾値の列を形成して、個々のポンピング過程に対してそれぞれ異なる持続時間および電流ストロークが得られるようにする。ここでこれらの電流閾値を選択して、安定性の条件を維持しながら、電流信号の周波数経過において離散的な周波数が発生しないようにする。
【0017】
図2〜6に基づきこの装置の動作を詳しく説明する。図2a,2bおよび2cには、電流経過を有するそれぞれ異なる線図が示されている。図2aには標準的なDC/DCフライバックコンバータの電流経過が示されている。この電流経過に対して典型的であるのは、導通電流レベルIeもオフ電流レベルIaも共に、各ポンピング過程において大きさが同じことである。これによってポンピング過程毎に蓄積コンデンサ1に対してほぼ同じ充電時間ないしは一定のスイッチング周波数が得られる。この電流曲線に基づいて、比較的大きくかつ狭帯域の放射レベルが得られ、ここでこれらは広い周波数帯域にわたって分散し、また車載電源網において不所望のノイズを発生し得るのである。
【0018】
これに対して図2bには、オフ電流レベルIaが一定に保たれている一方で導通電流レベルが一定に保たれていない電流経過を有する線図が示されている。これは、電流レベルスクランブリングと称され、この場合には下端スクランブリングと称される。このように下端をスクランブリングすることによって、例えば、それぞれ異なるスイッチ導通電流レベルIe1,Ie2,Ie3等が得られる。この電流経過に対して典型的であるのは、純粋な下端スクランブリングにおいて、蓄積チョークコイル2からのエネルギーはつねに、同じ大きさのままであるスイッチオフ電流レベルIaから蓄積コンデンサ1にリチャージされることである。このフライバックコンバータは、スクランブルされた導通電流レベルから導通される。リチャージ時間が、所定の最大値を上回らないようにするため、導通電流レベルIe1〜Ie3は、例えば、導通電流レベルIe1〜Ie3が固定されている際にも最大のリチャージ時間が維持される電流領域においてのみスクランブルされる。
【0019】
図2cには択一的な電流経過が示されており、ここでは下端も上端も共にスクランブルされている。択一的な実施形態では、純粋な上端スクランブリングも使用される。
【0020】
適切な電源網、例えば、自動車の電源網においてDC/DCフライバックコンバータを使用する際の実際のノイズ放射は、オシロスコープまたは周波数アナライザによって測定することができる。本発明の動作の仕方を詳しく説明するため、図3〜6では種々異なる実験装置に対してそれぞれ異なる測定曲線を示した。適切な電源網として、例えば、自動車の電源網をシミュレーションし、スペクトル曲線を、周波数0.525〜1650MHzの中波領域(曲線B)において、ないしは周波数0.155〜0.285MHzの長波領域(曲線C)において示した。さらに曲線Aがプロットされており、ここでこれはノイズ放射に対する所定の境界値をシミュレーションするものである。
【0021】
図3の曲線は、導通閾値Ie1〜Ie3に対して下端スクランブリングが行われる図2bによる電流経過の線図に相応する。フライバックコンバータに対するベースは、図1cの回路であり、ここでは保護コンデンサ8の他にはさらなるLCフィルタは使用されていない。2つの曲線BおよびCからわかるのは、所定の実験条件において、ある程度のノイズ放射が低減されるが、これはまだ部分的に、所定の境界値曲線Aの上側にあることである。リチャージ時間はこの実験において、固定された最小の導通電流レベルにおいて発生する、最大のリチャージ時間を上回らないことにも注意すべきである。
【0022】
図4にはこれとの比較において、スクランブリングの代わりにLCフィルタ(位置7,9)が使用されたフライバックコンバータにおける周波数スペクトルが示されている。しかしながらこの手段は十分ではない。それはノイズ放射値が比較的大きく、また曲線Bの下側の周波数領域において、曲線Aの所定の境界値を上回っているからである。
【0023】
これに対して放射問題に極めて効果的であり、本発明による解決手段が図5に示されている。ここでは導通電流レベルも遮断電流レベルも共にスクランブルされており、付加的に上に述べた図4のLCフィルタ7,9が使用されている。ここでは下側のAM領域においてさえも放射境界値が維持され、基本振動さえも消されている。
【0024】
本発明の択一的な実施形態では、導通電流レベルのスクランブリングだけを行い、場合によってはフィルタと組み合わせる。電流ストロークによって類似の結果が得られる。それはスペクトル的な拡散の度合いは、個々のポンピング過程の持続時間に大きく依存するからである。
【0025】
図6には比較のため、固定の導通電流レベルおよび遮断電流レベルを有する、公知のフライバックコンバータにおける周波数スペクトルが示されている。図5に示した方法と比較すると、使用したLCフィルタ組み合わせ7,9は、所要のキャパシタンス値についてファクタ5だけ、またインダクタンス値についてファクタ10だけ大きく設計されている。確かにここでも曲線Aの所定の境界値が維持されているが、インダクタンスおよびキャパシタンスに対する値は、極めて大きく、例えば車載電源にマイナスの影響を与え得る。この欠点は、図5に記載した本発明の実施例においては存在しない。それはこれがはるかに小さく設計されたLCフィルタで動作するからである。上記の個々の実施形態に共通であるのは、異なる電流または時間においてスイッチングないしはスイッチ過程を発生させる手段が設けられていることである。
【0026】
本発明の方法の動作に重要であるのは、出力電圧の安定性が保証されるリチャージ時間に対する上記の条件を維持することである。最大限に許容されるリチャージ時間を越えて繰り返し発生するリチャージ時間の「振り子運動」(pendeln)は、出力電圧の破綻に結び付くことになり得る。それは蓄積コンデンサに対する充電バランスがもはや満たされなくなり、ひいては出力電圧に対する安定性の条件が満たされなくなるからである。
【0027】
離散的な周波数を消滅させるが安定性の条件を満たさないスイッチオン電流閾値およびスイッチオフ電流閾値の列が存在するため、制御回路において導通電流閾値および遮断電流閾値のつぎのような列だけが形成されるようにしなければならない。すなわち、一方ではノイズ信号のスペクトルにおいて離散的な周波数を形成せず、他方ではフライバックコンバータが負荷をかけられた際に安定性の条件を満たしかつ安定した出力電圧を保証する導通電流閾値および遮断電流閾値が形成されるようにしなければならないのである。
【0028】
純粋な下端スクランブリングにおいては、その他の点では境界条件が同じであれば、すなわち給電電圧、蓄積チョークコイルの飽和特性などが同じであれば、電流スペクトルにおける離散の周波数を消滅させる、導通電流閾値の考えられ得るほとんどすべての列が、安定性の条件をも満足する。制御回路により、各リチャージ過程において、導通電流閾値および遮断電流閾値に対する適切に選択された同じ列が繰り返されるかぎり、その他の点で条件が一定であれば一定のリチャージ時間が得られ、またこの構成において時間的な「振り子運動」が発生しない。
【図面の簡単な説明】
【0029】
【図1】フライバックコンバータに対する回路図である
【図2】電流スクランブリングのない通例の電流経過を有する線図、下端電流スクランブリングを有する線図、および導通および遮断電流レベルのスクランブリングを有する線図である
【図3】下端スクランブリングが行われる図2bの電流経過に相応する、周波数経過を示す線図である
【図4】電流スクランブリングはないが従来のフィルタを有する周波数経過を示す線図である
【図5】小さなフィルタを有する実施例における周波数経過を示す線図である
【図6】電流スクランブリングのない、大きなフィルタによる周波数経過を示す線図である。
Claims (13)
- DC/DCフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法において、
ポンピング過程の列により、導通されるスイッチ(4)を用いて、直流電圧源(UB)からのチャージ電流により、電流遮断閾値に達するまで蓄積チョークコイル(2)をチャージし、
前記スイッチ(4)を遮断した後、蓄積したエネルギーを蓄積コンデンサ(1)にリチャージし、ここで当該のリチャージは、出力電圧に対する安定性条件を維持しながら下側の電流遮断閾値が変わるまで続けられることを特徴とする、
DC/DCフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法。 - 前記出力電圧が所定の値に達すると直ちに前記ポンピング過程を終了する、
請求項1に記載の方法。 - 前記のスイッチングの閾値の変更を、有利にはスイッチング周波数の変更を伴う電流レベルスクランブリングによって行う、
請求項1または2に記載の方法。 - 前記の導通および/または遮断閾値に対して適切に選択される列を使用する際、前記の出力電圧に対する安定性条件を維持する、
請求項1から3までのいずれか1項に記載の方法。 - ノイズ除去フィルタ(7,9)が、境界値を維持するために設けられている、
請求項1から4までのいずれか1項に記載の方法。 - 前記ノイズ除去フィルタ(7,9)は、電流レベルスクランブリングのないDC/DCフライバックコンバータの場合よりも小さな値で構成される、
請求項5に記載の方法。 - 前記の蓄積コンデンサ(1)およびスイッチングトランジスタ(4)の電流回路に測定抵抗(10)が接続されている、
請求項1から6までのいずれか1項に記載の方法。 - 前記スイッチングトランジスタ(4)のスイッチ状態を、前記測定抵抗(10)における電圧降下に依存して制御する、
請求項7に記載の方法。 - 測定回路(5,6,11〜13)によって、前記測定抵抗(10)における電圧降下を検出して、前記スイッチングトランジスタ(4)に対する制御信号を形成する、
請求項7または8に記載の方法。 - 前記測定回路(5,6,11〜13)は、有利にはヒステリシス特性曲線を有する比較器(6)を有する、
請求項9に記載の方法。 - 前記スイッチングトランジスタ(4)は、MOS−FETトランジスタである、
請求項1から10までのいずれか1項に記載の方法。 - DC/DCフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法を実施する装置において、
DC/DCフライバックコンバータに制御手段が対応付けられており、
該制御手段により、安定性条件を維持しながら、異なる電流または時間に対するスイッチ過程が得られることを特徴とする、
請求項1から11までのいずれか1項に記載の方法を実施するための装置。 - DC/DCフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法の使用方法において、
自動車の車載電源に使用することを特徴とする、
請求項1から11までのいずれか1項に記載の、DC/DCフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法の使用方法。
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