JP2004521569A

JP2004521569A - バンドパスフィルタ特性を制御可能なアップストリーム通信システム

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Publication number: JP2004521569A
Application number: JP2003507987A
Authority: JP
Inventors: ヴァンドールンアーノルドケイジャンセン
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2001-06-21
Filing date: 2002-06-18
Publication date: 2004-07-15
Also published as: EP1402667A2; CN1518800A; KR20030027053A; US20040165672A1; WO2003001710A2; WO2003001710A3

Abstract

通信システム（１）は、少なくともディジタル信号プロセッサ（６）とバンドパスフィルタ（６）に結合したダウンサンプラ（７）との２つ又はそれ以上の系列構成を有し、それぞれの系列構成と通信チャネル（ＣＨＵＳ，ＣＨＤＳ）とに結合したマルチプレクサ（ＭＵＸ）を有するメイン送信機（ＴＲ）と、少なくともアップサンプラ（９）とアップサンプラ（９）に結合したさらなるディジタル信号プロセッサ（１０）の２つ又はそれ以上のさらなる系列構成を有し、通信チャネル（ＣＨＵＳ，ＣＨＤＳ）とそれぞれのさらなる系列構成とに結合したデマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）を有するメイン受信機と、を有する、可能性のある実施の形態において記述される。そのようなシステムは、特定の周波数バンド内の光ファイバ同軸ハイブリッド（ＨＦＣ）ネットワークにおけるアップストリーム伝送に対して使用される。記述されたシステム（１）は、増加したデータレートで、エラーが低減したアップストリーム伝送を許すために、拡張したフレキシビリティを与える。制御手段（８，１１）は、システム（１）の設置後に、ディジタル信号プロセッサパラメータの調整を与える。

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信機と、通信チャネルを介して送信機と連結し、１よりも大きいサンプリングレート係数を有するアップサンプラ及びアップサンプラに結合された第１のディジタル信号プロセッサを含む受信機とを有する通信システムにおけるアプリケーション用の受信機に関する。
【０００２】
本発明はまた、受信機と、通信チャネルを介して受信機に結合された送信機とを有する通信システムにおけるアプリケーション用の送信機に関する。
【０００３】
さらに本発明は、送信機及び受信機を備えた通信システムに関する。さらに本発明は、通信システムにおけるアプリケーション用のプログラム可能な制御手段に関する。
【０００４】
【従来の技術】
アップサンプリング及びダウンサンプリングを伴うディジタル信号処理を有し、請求項１，４，７の前提部分において認められる、通信システムは、ＷＯ９７／２８６１１から既知である。既知の通信システムは、受信機として作用するブロードバンドネットワークユニットと、少なくとも一つの送信デバイスとを含む。住居に置かれる、この従来技術文献から既知であるデバイスは、コンピュータ若しくはケーブルモデム、セットトップボックス、電話のような通信機器などがなり得る。ブロードバンドネットワークユニット及びそのデバイスは、同軸若しくはツイストペアの通信チャネルを介して結合される。ブロードバンドネットワークユニットは、データ信号ダウンストリームを通信チャネル上でデバイスに送り、そのデバイスがデータ信号アップストリームを受信機に通信し得る。ダウンストリーム及びアップストリームの両方のチャネルに対して、データはＲＦキャリアで変調される。ネットワーク同期の方法については、キャリア周波数及びデータクロックが、マスタークロック信号から生成され、ともにそのマスタークロックの異なる整数倍のサブ高調波であることが記述されている。キャリア周波数で変調された受信データ信号のダウンコンバージョンの方法については、キャリア周波数がデータクロックの２倍であるときに、以下のステップを含むことがここに記述されている。最初に、受信したデータ信号はキャリア周波数の４分の３に等しいレートでサンプリングされ、その後このサンプリングされた信号がアップストリームキャリア周波数のバイナリの直交表現により乗算され、その後この信号が各入力サンプルに対して３つの出力サンプルを有する補間信号を生成するように補間され、その後この補間信号がローパスフィルタでフィルタリングされた後に、各８つの入力サンプルに対して一つのベースバンドサンプルを生成するようにこのローパスフィルタでフィルタリングされた信号がデシメートされる。
【０００５】
この方法は、無線周波数信号のダウンコンバージョンのための信号処理の複雑さ及び量を低減させる。この方法は、サンプリングされたＲＦ信号のサンプリングレートを、ＲＦキャリアで変調されたデータを表現するために必要な最小値に低くする態様を提供する。しかしながら、この方法は、キャリア周波数の選択及び受信信号の帯域幅に関してフレキシブルではない。さらに、データクロックレートとキャリア周波数との間の同期が必要である。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
したがって、本発明の目的は、システムがバンドパスのライ（ｌｉｅ）に関する大量のフレキシビリティを示す、そのようなＲＦパスバンド信号サンプリングレート低減方式を備えた送信機／受信機通信システムを提供することである。
【０００７】
本発明に係る受信機は、ディジタル信号プロセッサが受信データ信号の非エイリアス部分をディジタル的にフィルタリングすることができ、受信機がさらに、第１のディジタル信号プロセッサに結合され、データ信号を再構成するために第１のディジタル信号プロセッサを制御する第１のフィルタ制御手段を含むことを特徴とする。
【０００８】
本発明に係る送信機は、送信機が第２のディジタル信号プロセッサと、第２のディジタル信号に結合され、データ入力信号の一部のサンプルのみを保持するダウンサンプラと、第２のディジタル信号プロセッサに結合され、データ信号の非エイリアス部分が受信機により再構成され得るようにディジタル信号処理を制御する第２のフィルタ制御手段とを含むことを特徴とする。
【０００９】
本発明に係る送信機及び受信機の両方の利点は、サンプリングレート低減が送信機及び受信機を接続する通信チャネルにおいて必要なデータキャパシティのより効果的な使用を提供することである。送信機及び受信機の使用の例は、アップストリーム送信用の利用できる周波数スペクトラムが５から６５の範囲である光ファイバ同軸ハイブリッド（ＨＦＣ）ＣＡＴＶシステムにおけるアップストリーム信号の送信である。ナイキストサンプリング定理により、サンプラを含む送信機は、エイリアスを防止するために少なくとも１３０ＭＨｚのサンプリングレートで操作されることが必要である。５ＭＨｚを超えるアップストリーム周波数のスペクトルの低い部分は、入ってきたノイズによりしばしば弱められるので、アップストリームスペクトルの高い部分における３０ＭＨｚ幅の周波数バンドのみが効果的なアップストリームデータ伝送のために有利に使用され得る。送信機がこの３０ＭＨｚ幅のパスバンドのみの送信に対して設計されるのであれば、そのパスバンドにおいて信号を表現するために必要とされる最小のサンプリングレートは６０ＭＨｚに低減され、係数２のフィルタリングされたサンプルによりダウンサンプリングするために低減される。本発明に係る送信機において、この低減は、サンプリングされた入力信号のディジタルフィルタリング及びフィルタリングされたサンプルのダウンサンプリングを用いて達成される。そのようなサンプリングレート低減なしのシステムに比べて、サンプリングレート低減を伴うシステムを用いて送信され得る、アップストリームＲＦキャリアで変調されたデータの量は、ほんの僅かに低減するであろう。この理由は、アップストリームスペクトルのよりクリーンな部分におけるデータ伝送がより効率的な変調方式を使用することができるからである。一方、アップストリームバンドのノイズのある低い部分がアップストリームデータ伝送のために使用され得ず、それゆえ貴重なバンド幅を消費する「禁止（ｆｏｒｂｉｄｄｅｎ）周波数」を含む。
【００１０】
本発明に係る送信機及び受信機のさらなる利点は、パスバンドの位置が利用できる周波数スペクトル内で任意に選択され得ることである。例えば入ってくるノイズがそれぞれの態様でそれぞれのシステムに影響を与え得るので、これは望ましい形態である。例えば、バンドパスの適切な位置は、都市内のそれぞれの領域に配置されたそれぞれのシステム用に異なるようにすることができる。
【００１１】
送信機及び受信機は、ディジタル通信システム全体と同様に、欧州及び米国タイプのシステム及びマーケットセグメントの両方を取り扱うことができることがさらなる利点である。欧州タイプのＣＡＴＶシステムに対して、アップストリームバンドが５から６５ＭＨｚに及ぶ一方、米国タイプに対して、アップストリームバンドが４から４２ＭＨｚに及ぶ。例のように、本発明に係るシステムは、そのパスバンドが欧州タイプのＣＡＴＶシステムにおけるアプリケーションに対して３０から６０ＭＨｚの範囲に及ぶようにプログラムされたそのディジタル信号プロセッサを有し得る一方、米国タイプのシステムにおけるアプリケーションに対して１２から４２ＭＨｚの範囲に及ぶそのパスバンドを有するようにプログラムされる。
【００１２】
本発明に係る送信機及び受信機の他の利点は、第１及び／又は第２の制御手段を単に持つことによって、フィールドにおけるそれらの設置で、望ましいフィルタ若しくは周波数シフト形態を調整した後に、第１及び／又は第２のディジタル信号プロセッサの形態が変更され得ることである。本発明のこの態様のいくつかの異なる実施の態様が実行され得る。ディジタルフィルタ係数のような制御可能な信号処理パラメータは別として、そのようなディジタルフィルタのパスバンドの位置は思うように制御され得る。
【００１３】
ダウンサンプラにおいて、デシメーションは、データ入力信号のサンプルの一部のみを保持することにより達成される。上述した例において、フィルタリングされたサンプルの３０ＭＨｚのバンド幅は、それぞれの第２のサンプルのみが保持されるために必要とされるサンプリングレートの４分の１以下に対応する。一般に、バンド幅がオリジナルのサンプリングレートのフラクション１／２ｍよりも小さく制限されるならば、各々ｍ番目のサンプルのみが保持される必要がある。その結果、係数が２である以下の詳細な実施の形態において、実行された実施の形態でビットレート低減ｍとなる。
【００１４】
本発明に係るそれぞれの送信機及び受信機の他の実施の形態は、ディジタル信号プロセッサがプログラミング可能な論理回路により実行されることを特徴とする。本発明に係る通信システムの実施の形態は、両方のディジタル信号プロセッサがプログラミング可能な論理回路により実行されることを特徴とする。
【００１５】
プログラミング可能な論理回路は、ローカルプログラムがディジタル信号プロセッサ又は特定のディジタルバンドパスフィルタ若しくはフィルタの適切な特徴（ｆｅａｔｕｒｉｎｇ）パラメータを思うように制御するために実行され得るという利点がある。簡単な実行は、アップストリーム周波数バンドの位置を規定された要件にフレキシブルに合わせる可能性を有するフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）のプログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）を用いることにより達成され得る。
【００１６】
それぞれの発明に係る受信機及び送信機の他の実施の形態は、受信機は、入力が第１のディジタル信号プロセッサに結合されたディジタル／アナログ変換器を含み、送信機はそれぞれ、出力が第２のディジタル信号プロセッサに結合されたアナログ／ディジタル変換器を含むことを特徴とする。
【００１７】
有利には、送信機及び受信機の必須の部品は、プロッセッサ制御集積回路により実行や処理を容易化するように、ディジタル的に構成される。
【００１８】
さらに、送信チャネルを介して増加した距離にわたるディジタルアップストリーム伝送が可能である。さらに、ＵＳタイプ及び欧州タイプのシステム並びに関連するマーケットは、単一のプログラム可能な設計で対処され得る。
【００１９】
本発明に係る通信システムの好ましい実施の形態は、受信機及び送信機の第１及び第２の制御手段が制御チャネルを介して互いに結合されることを特徴とする。
【００２０】
本発明に係る通信システムの利点は、フィルタ及び／又は周波数シフト形態に対する変更及び更新としての、とてもフレキシブルな通信システムの結果が制御チャネルを介して通信され得ることである。特に、これらの変更や更新は、例えば受信機ステーションにおける遠隔制御ユニットを用いて送信機及び受信機のそれぞれ若しくは両方におけるプログラム可能な論理回路にダウンロードされ得る。
【００２１】
本発明に係る通信システムのさらなる好ましい実施の形態は、少なくとも第２のディジタル信号プロセッサ及びディジタル信号プロセッサに結合したダウンサンプラの２つ又はそれ以上の系列構成を有し、それぞれの系列構成のパラレル構成及び通信チャネルに結合したマルチプレクサを有するメイン送信機と、少なくともアップサンプラ及びアップサンプラに結合した第１のディジタル信号プロセッサの２つ又はそれ以上のさらなる系列構成を有し、通信チャネル及びそれぞれのさらなる系列構成のパラレル構成に結合したデマルチプレクサを有するメイン受信機と、を有する通信システムを特徴とする。
【００２２】
本発明に係る通信システムのこの実施の形態の利点は、完全時分割多重アップストリーム通信システムが、例えばセントラルアンテナテレビジョン（ＣＡＴＶ）システムの性能及び機能性をフレキシブルに増大させることである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
現在、本発明に係る通信システムと同様に、送信機及び受信機は、さらなる利点とともに説明されるであろう。一方、参照符号が添付した図面に施されており、同様の部品には同じ参照番号により参照される。
【００２４】
図１は、いわゆるハブＨに光学的に結合し、その次にノードＮと光学的に結合した、ヘッド−エンド（ＨＥ）とも呼ばれるステーション２を有する通信システムを示す。それぞれのノードＮは、ネットワーク４’の同軸部分４を通り、及びスプリッタ／増幅器ＳＡを介してネットワークターミナル（ＮＴ）とも呼ばれるステーション３−１，…３−ｎに結合される。ヘッド−エンドＨＥ及びノードＮは、
ネットワーク４’のファイバ部分を通って互いに結合される。示されるこのシステム１は、ヘッド−エンドＨＥ及びノードＮがＨＥからＮにダウンストリームコネクション（ＣＨＤＳ）を通り、ＮからＨＥにアップストリームコネクション（ＣＨＵＳ）を通って通信することができるＨＦＣ／ＣＡＴＶシステムである。
【００２５】
一般に、ダウンストリーム及びアップストリームを輸送した信号はともに、ＲＦチャネルのサブキャリア多重したものである。単に例として、ダウンストリーム信号は、住居におけるケーブルモデムやセットトップボックスによる受信用のアナログＴＶチャネルとディジタル変調チャネルとの混合からなり得る。これらのケーブルモデムやセットトップボックスは、ＮＴユーザデータを、５−４２ＭＨｚ（ＵＳタイプシステム）又は５−６５ＭＨｚ（欧州タイプシステム）の周波数バンドにおけるＲＦキャリアで変調するであろう。単一のノードに結合した住居からのアップストリームデータ信号は、ヘッド−エンドに対する伝送のためにノードで集められる。ノードから送信されたアップストリーム信号は、通常そのようなディジタル変調されたＲＦチャネルの多重したものからなるであろう。個別のアップストリームチャネルは、例えばＱＰＳＫ又は１６ＱＡＭのように、異なる変調フォーマットと同様に異なるシンボルレートを有し得る。アップストリームコネクションＣＨＵＳを通った送信の後、これらのデータチャネルは、本来送られたデータ信号の復元のためにヘッド−エンドにおいて復調される。
【００２６】
図２は、通信システム１における周波数パワースペクトル及びアップストリームコネクションＣＨＵＳのアップストリーム周波数バンドの位置の例を与える。入ってきたノイズ（斜線領域）の、どのような多くのディジタル変調されたＲＦチャネルがアップストリームスペクトルのクリーンな部分に位置するかの、及び係数２のデシメートしたシステムのパスバンドのスペクトルサインの例を与える。送信機の入力信号が周波数ｆ_ｓでサンプリングされるとき、デシメートされないシステムのバンド幅は０からｆ_ｓ／２の範囲である。ＨＦＣ通信システムの同軸部分のアナログ応答特性から、０から５ＭＨｚの範囲の周波数はデータ伝送のために使用され得ない。実用的な送信機は、ＡＤ変換器の前段のアナログ抗エイリアスフィルタの使用を必要とするので、システムの実用的なバンド幅は、ｆ_ｓ／２よりも僅かに小さいであろう。６５ＭＨｚ（欧州タイプシステム）にわたる実用的なバンド幅を達成するために、少なくとも１３０ＭＨｚのサンプリングレートが必要である。
【００２７】
実際に、欧州タイプシステム用の実行可能なアプローチは、スペクトルの「クリーンな」部分の重要なフラクションを構成するおよそ３０ＭＨｚバンドパス幅を使用することである。スペクトルのこのクリーンな部分において、スペクトル的により有効な変調方式が使用され得る一方、またＲＦキャリアはスペクトルのノイズのある低い部分においてよりも密集して重なり得る。パスバンドの３０ＭＨｚ幅がｆ_ｓ／４よりも小さいので、ｆ_ｓ／２にサンプリングレートを低減すること、すなわち係数２によりオリジナルのサンプリングされた信号をデシメートすることが原理的に可能である。そのようなデシメーションされた２つの信号が多重されるとき、アップストリームチャネルのビットレートは、単一のデシメートされないシステムに対するものと同じシリアルビットレートを有するであろう。両アップストリームチャネルに対して、そのパスバンドが、０近くやｆ_ｓ／２近くの使用できないスペクトルを除くようにして位置するならば、そのようなシステムは、単一のデシメートされないシステムよりも、データ伝送に対して利用できる多くのトータルＲＦバンド幅を有するであろう。デシメートされたシステムのバンドパス領域がアップストリームバンドのクリーンな部分と一致するならば、そのとき係数２のデシメートされたシステムは、確かにデシメートされないシステムよりもデータ伝送のためにより高いキャパシティを有するであろう。
【００２８】
図３は、図１の通信システム１において送信ノードステーションＮとＨＥ又はＨでの受信ステーションとをどのように配置するかの第１の実施の形態を示す。ノードＮは、ディジタル信号プロセッサ６と、単一のプロセッサ６に結合したダウンサンプラ７と、プロセッサ６に結合したフィルタ制御手段８とを含む、概して３’で示した送信機を有する。ヘッド−エンド２は、その次にアップサンプラ９と、アップサンプラ９に結合したさらなるディジタル信号プロセッサ１０と、さらなるプロセッサ１０に結合したフィルタ制御手段１１とを有する。適当なアナログ／ディジタル（ＡＤ）及びディジタル／アナログ（ＤＡ）変換器１２，１３は、それぞれディジタル信号プロセッサ６，１０の入力ＩＮ及び出力ＯＵＴに結合される。
【００２９】
図３に示すように、ノードＮにおけるの送信機３’とヘッド−エンドＨＥ又はハブＨにおける受信機２との間のアップストリーム通信の動作は以下の通りである。アナログ送信機入力信号は、ＡＤ変換器１２でＡＤ変換され、その後ディジタルデータ入力信号ｘ_１としてディジタル信号プロセッサ６に送られる。プロセッサ６は抗エイリアスフィルタとして作用する。すなわち図２に示すように、せいぜいｆ_ｓ／４の幅を有するバンドパスフィルタとして作用する。周波数スペクトルが関連する矢印の下方に直接示される、この信号プロセッサ６からの出力信号ｘ_２は、その後この実施の形態において係数２によりダウンサンプリング（デシメート）される、すなわちそれぞれの第２のサンプルｘ_２のみがｘ_３に保持される。示されるように、信号ｘ_３は、ここではその後パラレル／シリアル変換器１４でシリアル化され、変調器１５で変調され、その後アップストリームチャネルＣＨＵＳを介してヘッド−エンド２に送信される。ヘッド−エンドで受信された後、データ信号は、復調器１６で復調され、シリアル／パラレル変換器１７でデシリアル化され、その後連続したデータ信号サンプル間に零を挿入するためにアップサンプラ９でアップサンプリング（補間）される。アップサンプリングされた信号ｙ_２は、零により置き換えられたそれぞれの第２のサンプルを有するが、信号ｘ_２と同一である。ｙ_２のスペクトルは、全体としてｘ_２のシフトされたイメージが加えられたｘ_２のスペクトルからなり、それは信号ｘ_２のスペクトルの右に概略的に示される。これは、適切な測定がなされない限りエイリアスが生じることを示す。制御手段８，１１は、それぞれフィルタプロセッサ６，１０におけるディジタルプロセッサフィルタ特性を制御するため、及び／又は必要な限りプロセッサ周波数変換や周波数シフトを達成するためにエイリアスを回避するためにある。この場合において、プロセッサ６による周波数シフトは、スペクトルが互いにシフトされて、ｘ_２のスペクトルがその下に示されたｘ_２のスペクトルに変えられることである。受信端での信号ｙ_２に対するそれらの結果は、重なったスペクトルがもはや重ならず、エイリアスが回避された（図３における中央下のスペクトル参照）ことである。プロセッサ１０は、ｘ_２と同様である、再構成された望ましいデータ信号（外側の右）を得るためにスペクトルが分割されシフトされるように制御されるフィルタ及び周波数変換器である。
【００３０】
図４ａ及び図４ｂは、通信システム１の第２の実施の形態を示す。同様に番号が付されたブロックはまた同様の機能を意味する。しかしながら、入力ＩＮでの入力信号ｘ_１から始まるこの方式において、ディジタル信号プロセッサ６は、対応する矢印の端部で示されるように、信号ｘ２の形で単一のサイドバンド表現を構成する。ｘ_２の得られたスペクトルの内容は、ここでは幅２π／４を有する単一の周波数バンドに制限される。ここで、４つの折り返すダウンサンプリングは、ダウンサンプラ７において与えられ得る。対応するアップサンプラ９は、それぞれサンプルが入ってきた後に、３つの連続した零を置く。信号ｙ_２のスペクトルは、ここではダウン及びアップサンプリング前のスペクトルＸ（ｅ^ｉθ）に対するＭ個の折り返しダウン及びアップサンプリングされた信号のスペクトルＹ（ｅ^ｉθ）に関する以下の式において、Ｍ＝４を用いることにより分かる。正規化周波数をθ＝２Πｆ／ｆ_ｓと仮定する。
Ｍ−１
Ｙ（ｅ^ｉθ）＝（１／Ｍ）．ΣＸ（ｅ^ｉ ^（ ^{θ−２Πν／Ｍ} ^））（１）
ν＝０
オリジナルの入力信号ｘ_１の再構成は、ここではまず、示すようにｙ_２における３つのイメージスペクトルの補間抑圧することによる、アップサンプラ９による単一のサイドバンド信号ｘ_２を再構成することからなる。その次に、信号プロセッサ１０の出力ＯＵＴでの出力信号ｙ_３は、ＤＡ変換器１３に送られる前に、この補間された単一のサイドバンド信号から構成される。
【００３１】
図４ａの基本的な方式の実用的な実施は図４ｂにおいて説明される。Ｈ_１による複合抗エイリアスプロセッサ６の転移機能を示すとき、そのときその真の及び仮想のブランチＨ_１ _， _Ｒ及びＨ_１ _， _ｌが以下により与えられる。
Ｈ_１ _， _Ｒ（ｅ^ｉθ）＝（１／２）．（Ｈ_１（ｅ^ｉθ）＋Ｈ_１（ｅ^−ｉθ）
Ｈ_１ _， _Ｉ（ｅ^ｉθ）＝（１／２ｉ）．（Ｈ_１（ｅ^ｉθ）−Ｈ_１（ｅ^−ｉθ）
ディジタルプロセッサ１０の転移機能Ｈ_２と同様に、すなわちその真の及び仮想の部分が分かり得る。送信機端ＴＲで、図４ｂの上下部で示されるような真の及び仮想の信号は、マルチプレクサＭＵＸにおいてダウンサンプリングされ多重され、その後変調され、チャネルＣＨＵＳを通って送信され、その後デマルチプレクサＤＥＭＵＸにおいて分離される。また、受信機端ＲＣには、同様のパラレルアップサンプル及びフィルタブランチがある。真の及び仮想のフィルタ出力での出力信号は減算器１９に送られる。その振幅に関してまたオリジナルの信号を再構成するために、マルチプリケータ２０は、２Ｍ＝８の係数により得られた信号を乗算する。所望の信号が単一のサイドバンド信号の真の部分の２倍として考えられ得るので係数２が生じる。係数Ｍは上記式（１）においてゲイン係数１／Ｍに対して補正するために生じる。ファイバ光伝送のために、真の及び仮想のブランチのダウンサンプリングされた信号はともに多重される。したがって、ビットレート低減は係数２であり、図３の方式で達成されたものと等しくなる。図４ａ及び図４ｂにおける方式は、図３の方式の簡略化したバージョンとして実際に見られ得る。先の方式は、ノード送信機３’及びヘッド−エンド受信機ステーション２における周波数変換ステップが無い。その方式はより小さい数のフィルタステップであり、また受信機端で要求されるフィルタがシステムの意図する用途に対して非常に簡略化されている。
【００３２】
図５は、全体的に制御された通信システム１の実施の形態を示す。制御手段８，１１は、周波数ドメインにおいて、必要なパスバンド幅を有し、適切な位置でバンドパスフィルタリングを達成するため及び／又はエイリアスを回避するために望ましい周波数シフトを達成するために、スタンドアローンであり、適当にプログラムされ得るけれども、制御手段８，１１は、図５の通信システム１に示されるように互いに結合され得る。この場合において、適切な制御パラメータは、手段８，１１間に存在する制御チャネル１８で交換され得る。望ましくは、制御パラメータがいくつかの外部フィルタ制御パラメータ源（図示せず）から更新され及び／又はダウンロードされ得る。プログラム可能な論理回路におけるそれぞれのディジタルプロセッサ６，１０を実行することは、それぞれの前述の実施の形態において好ましい。
【００３３】
図５において示すようなシステムは、ここでは４つの系列構成の連続Ａ／Ｄ変換器、制御可能なディジタル信号プロセッサ及びダウンサンプラ（明確さのために参照番号を削除した）を有し、系列構成のパラレル構成と結合するマルチプレクサＭＵＸを有する、ノードＮにおけるここでメイン送信機ＴＲと呼ばれるものを有する。マルチプレクサＭＵＸは、変調器１５を介して通信チャネルに結合される。このシステムは同様に、４つの系列構成の連続アップサンプラ、ディジタル信号プロセッサ、及びＤＡ変換器を含み、復調器１６を介して通信チャネルに結合したデマルチプレクサＤＥＭＵＸを有するハブＨ又はヘッド−エンドＨＥにおけるメイン受信機ＲＣを有する。基本的な動作が上記に説明された通信システム１は、時分割多重を用いて４つの個別のコネクションを合成することができる。１２５ＭＨｚのサンプリングレート及びそれぞれのデシメートされた信号に対する８ビットの分解能で、多重したストリームのシリアルビットレートは２Ｇｂｐｓになるであろう。
【００３４】
上述したサンプリングレート係数は必ずしも整数である必要はない。当業者は合理的なサンプリングレート係数を有するサンプラを実施することができる。
【００３５】
上記事項は本質的に好ましい実施の形態及び最も可能性のあるモードに関して記述されている一方、添付した請求項の範囲内にある種々の変形例、形態及び形態の組み合わせは当業者の到達範囲内であるので、これらの実施の形態は決してステーション及び関連するシステムの制限した例として構成されているのではないことを理解すべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の動作を説明するための通信システムを示す。
【図２】図２は、本発明に係る通信システムにおける周波数スペクトル及びアップストリーム周波数バンドの位置の例を示す。
【図３】図３は、図１の通信システムにおけるアプリケーション用の本発明に係る送信機及び受信機の第１の可能な実施の形態を示す。
【図４ａ】図４ａは、図１の通信システムにおけるアプリケーション用の本発明に係る送信機及び受信機の第２の可能な実施の形態を示す。
【図４ｂ】図４ｂは、図１の通信システムにおけるアプリケーション用の本発明に係る送信機及び受信機の第２の可能な実施の形態を示す。
【図５】図５は、本発明に係る全面的に制御された通信システムの実施の形態を示す。

Claims

送信機と、通信チャネルを介して前記送信機に結合し、１よりも大きいサンプリングレート係数を有するアップサンプラと、前記アップサンプラに結合した第１のディジタル信号プロセッサとを含む受信機とを有する通信システムにおけるアプリケーション用の受信機であって、前記ディジタル信号プロセッサが受信データ信号の非エイリアス部分をディジタル的にフィルタリングアウトすることができ、前記受信機はさらに前記第１のディジタル信号プロセッサに結合し、前記データ信号を再構成するために前記第１のディジタル信号プロセッサを制御する第１のフィルタ制御手段を含むことを特徴とする受信機。
請求項１記載の受信機であって、前記第１のディジタル信号プロセッサは、プログラム可能な論理回路により実行されることを特徴とする受信機。
請求項１又は請求項２記載の受信機であって、前記受信機は、入力が前記第１のディジタル信号プロセッサの出力に結合されたディジタル／アナログ変換器を有することを特徴とする受信機。
受信機と、通信チャネルを介して前記受信機に結合した送信機とを有する通信システムにおけるアプリケーション用の送信機であって、前記送信機は、第２のディジタル信号プロセッサと、前記第２のディジタル信号プロセッサと結合し、データ入力信号のサンプルの一部のみを保持するダウンサンプラと、前記第２のディジタル信号プロセッサと結合し、前記データ信号の非エイリアス部分が前記受信機により再構成され得るように前記ディジタル信号処理を制御する第２のフィルタ制御手段とを含むことを特徴とする送信機。
請求項４記載の送信機であって、前記第２のディジタル信号プロセッサは、プログラム可能な論理回路により実行されることを特徴とする送信機。
請求項４又は請求項５記載の送信機であって、前記送信機は、出力が前記ディジタル信号プロセッサに結合したアナログ／ディジタル変換器を有することを特徴とする送信機。
請求項４から請求項６のいずれか一項記載の送信機と、請求項１から請求項３のいずれか一項記載の受信機と、を有する通信システム。
請求項７記載の通信システムであって、前記受信機及び前記送信機におけるそれぞれの第１及び第２の制御手段が制御チャネルを介して互いに結合されることを特徴とする通信システム。
請求項７又は請求項８記載の通信システムであって、両ディジタル信号プロセッサは、プログラム可能な論理回路により実行されることを特徴とする通信システム。
請求項７から請求項９のいずれか一項記載の通信システムであって、前記通信システムは、少なくとも前記第２のディジタル信号プロセッサと前記ディジタル信号プロセッサに結合したダウンサンプラとの２つ又はそれ以上の系列構成を有し、前記それぞれの系列構成のパラレル構成と通信チャネルとに結合したマルチプレクサを有するメイン送信機と、少なくとも前記アップサンプラと前記アップサンプラに結合した前記第１のディジタル信号プロセッサとの２つ又はそれ以上のさらなる系列構成を有し、前記通信チャネルと前記それぞれのさらなる系列構成のパラレル構成とに結合したデマルチプレクサを有するメイン受信機と、を有することを特徴とする通信システム。
請求項７から請求項１０のいずれか一項記載の通信システムにおけるアプリケーション用のプログラム可能な制御手段。