JP2004520759A - 拡散スペクトル信号の検出方法と受信機 - Google Patents
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Abstract
【課題】拡散スペクトルのチップシーケンスの検出を向上させること。
【解決手段】拡散スペクトル信号の検出方法と受信機であって、チップシーケンスを、サンプリングし（１１０）、かつ整合フィルタ（１２０）でフィルタリングし、フィルタの出力を、連続したチップシーケンスの各サンプル上で平均化し（１３０）、サブサンプルを、平均化されたサンプルの間を補間することによって決定し（１８０）、かつ、拡散スペクトル信号中のチップシーケンスの位置を、同じ間隔で得られるサブサンプルとサンプルとの間における最も近い整合位置を、チップシーケンスの参照相関関数（１６０）から決定することによって、決定する（１７０）、検出方法と受信機。拡散スペクトル信号の到達時間を、チップシーケンスの位置、または複数のそのような位置の平均を、時間参照と比較することによって、決定しても良い。最も近い整合位置を、相関によって決定しても良い。
【選択図】図２
【解決手段】拡散スペクトル信号の検出方法と受信機であって、チップシーケンスを、サンプリングし（１１０）、かつ整合フィルタ（１２０）でフィルタリングし、フィルタの出力を、連続したチップシーケンスの各サンプル上で平均化し（１３０）、サブサンプルを、平均化されたサンプルの間を補間することによって決定し（１８０）、かつ、拡散スペクトル信号中のチップシーケンスの位置を、同じ間隔で得られるサブサンプルとサンプルとの間における最も近い整合位置を、チップシーケンスの参照相関関数（１６０）から決定することによって、決定する（１７０）、検出方法と受信機。拡散スペクトル信号の到達時間を、チップシーケンスの位置、または複数のそのような位置の平均を、時間参照と比較することによって、決定しても良い。最も近い整合位置を、相関によって決定しても良い。
【選択図】図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散スペクトルの検出方法、および拡散スペクトル信号の受信機に関し、かつ、例えば、信号の到達時間を推定するための装置、信号が、送信機から受信機まで移動した距離を推定するための装置、および場所を決定する装置に適用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
受信信号を、相関関数のピークがシーケンスの検出を示す参照信号に相関させることによって、拡散スペクトルのチップシーケンスを検出することは、知られている。一般的に、この検出は、受信信号のサンプルと参照信号のサンプルとを使用して行われる。サンプリングのため、受信信号内のシーケンスの位置を決定するための最大分解能は、サンプル間隔の±０．５である。例えば、２．２Ｍｃｈｉｐ．ｓ−１のチップレートで送信され、かつ受信機において２２Ｍｓａｍｐｌｅ．ｓ−１でサンプリングされたシーケンスは、±０．５／２２ １０−６ ＝ ±２．２７ １０−８秒の検出分解能をもたらすことになる。このような検出処理を、送信機から受信機までの信号の伝播時間を計算するために使用する場合、この伝播時間計算の精度は、±２．２７ １０−８秒である。更に、このように計算された伝播時間を、信号が送信機から受信機まで移動した距離を計算するために使用する場合、この距離計算の精度は、±ｃ × ２．２７ １０−８である（ｃは、光速であり、約３．１０８ ｍ．ｓ−１である）。したがって、結果として得られる距離分解能は、±６．８１ｍである。
【０００３】
サンプリングレートを増加させることによってより高い分解能を達成することは可能であるが、その代償として、電力消費と複雑さが増加する。受信信号内に発生した幾つかのチップシーケンスについての測定を平均化することによって、より高い分解能を得ることも可能であるが、その代償として、電力消費と時間遅滞が増加する。例えば、携帯測距装置、および屋内環境で使用される携帯場所決定装置のような、一部のアプリケーションにおいては、高速で高い検出分解能を有し、かつ電力消費が低いことが望ましい。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、拡散スペクトルのチップシーケンスの検出を向上させることである。
【０００５】
本発明の一態様において、チップシーケンスを有する拡散スペクトル信号の検出方法であって、
受信信号をサンプリング間隔でサンプリングし、
それによって得たサンプルを、整合フィルタでフィルタリングし、
フィルタリングされたサンプルの絶対値を決定し、
チップシーケンス長と等しい間隔で発生する、フィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値を導出し、この加重平均値を、少なくとも２つのそのような絶対値で計算し、
連続した加重平均値を補間し、それによって、この加重平均値のサブサンプルを、サンプリング間隔より短いサブサンプリング間隔で生成し、
かつ、
サブサンプリング間隔で得られるサブサンプルとサンプルとの間における最も近い整合位置を、チップシーケンスの参照相関関数から決定することによって、受信信号内のチップシーケンスの位置を決定する方法が、提供される。
【０００６】
本発明の別の態様では、チップシーケンスを有する拡散スペクトル信号用の受信機であって、
受信信号を、サンプリング間隔でサンプリングするためのサンプリング手段と、それによって得たサンプルを、フィルタリングするための整合フィルタリング手段と、
フィルタリングされたサンプルの絶対値を決定するためのモジュラス手段と、
チップシーケンス長に等しい間隔で発生する、フィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値を計算し、この加重平均値を、少なくとも２つのそのような絶対値で計算するための平均化手段と、
連続した加重平均値を補間し、それによって、この加重平均値のサブサンプルを、サンプリング間隔より短いサブサンプリング間隔で生成するための補間手段と、
サブサンプリング間隔で得られるサブサンプルとサンプルとの間における最も近い整合位置を、チップシーケンスの参照相関関数から決定することによって、受信信号内のチップシーケンスの位置を決定するための整合手段と、
を有する受信機が、提供される。
【０００７】
受信信号内のチップシーケンスと参照相関関数との間における最も近い整合位置を決定するために、補間されたサブサンプルをサブサンプリング間隔で使用することによって、サンプリング間隔でサンプルを使用する場合よりも高い検出分解能を得ることができる。より高い分解能が、サブサンプリングレートで動作する、アナログ−デジタルサンプリング回路を必要とせずに得られ、これによって、このようなサンプリング回路の消費電力と複雑さが増加することを防止される。
【０００８】
サブサンプルと、チップシーケンスの参照相関関数のサンプルとの間における最も近い整合位置は、サブサンプルをチップシーケンスの参照相関関数のサンプルに相関させることによって、決定する事が出来る。
【０００９】
拡散スペクトル信号の到達時間は、時間参照を基準に受信信号内で決定されたチップシーケンスの位置として決定することが出来る。
【００１０】
拡散スペクトル信号の到達時間を、時間参照を基準に受信信号内で決定された複数のチップシーケンスの位置の平均として、決定する事が出来る。
【００１１】
送信機と受信機が、同期している時間参照を有する場合、無線信号が、送信機と受信機との間を伝播するのにかかる時間を、到達時間から決定することが出来る。
【００１２】
送信機と受信機との間の距離は、無線信号が、送信機と受信機との間を伝播するのにかかる時間から、決定することが出来る。
【００１３】
補間と整合を、完全なチップシーケンスの持続時間で行う必要はなく、フィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値のピーク領域において、より短い持続時間で行っても良い。これによって、完全なチップシーケンスの持続時間に補間と整合を行うことによる、電力消費と回路の複雑さの増加を避けることが出来る。
【００１４】
本発明の一実施例では、フィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値は、方程式、
によって計算される。ここで、
は、ｎ番目のチップシーケンスにおけるｉ番目のフィルタリングされたサンプルの絶対値であり、
は、ｎ番目のチップシーケンスにおけるｉ番目のフィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値であり、
は、ｎ−１番目のチップシーケンスにおけるｉ番目のフィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値であり、かつ、
αは、平均ゲインであり、
の範囲内に値を有する。
【００１５】
次に、本発明を、添付の図面を参照して、例として説明する。図面では、一致するフィーチャには、同じ参照番号が使用されている。
【００１６】
【発明を実施するための形態】
図１に示されるように、拡散スペクトルシステムは、送信機Ｔｘと受信機Ｒｘとを有する。このシステムは、拡散のためのＣチップＰ−Ｎ（偽ノイズ）シーケンスを使用する。説明の便宜のため、このシステムは、２．４ＧＨｚのＩＳＭバンドにおいて、２００ｋｂｉｔ．ｓ−１のビットレートで動作し、信号拡散は、１１個のチップ（Ｃ＝１１）のシーケンスを２．２Ｍｃｈｉｐ．ｓ−１のチップレートで使用した場合、２．２ＭＨｚまでであると仮定する。送信機Ｔｘは、２００ｋｂｉｔ．ｓ−１のビットの形態でシンボルを生じる、データソース１０を有する。このシンボルは、１１個のチップのＰ−Ｎシーケンスを供給するコード生成器１４が接続されている、ミキサー１２に供給される。２．２ＭＨｚの拡散信号は、ミキサー１２によって、ＧＦＳＫモジュレータ１６に供給される。これの出力は、パワーアンプ１８で増幅され、かつアンテナ２０によって伝播される、変調された無線信号である。この無線信号は、伝播されて行くうちに、ノイズを帯び、歪みやすくなる。
【００１７】
受信機Ｒｘでは、伝播された無線信号が、アンテナ２２によって受信され、かつ、ＲＦフロントエンドと復調器２４に渡される。ＲＦフロントエンドと復調器２４の出力２３は、以下に詳述するベースバンド処理部２６に結合されている。ベースバンド処理部２６には、２つの出力がある。第一出力２５は、受信されたシンボルの値の表示を供給する。第二出力２７は、受信信号のチップシーケンスの位置の表示を供給し、かつ、遅延決定手段３０の第一入力に結合されている。遅延決定手段３０は、時間参照ソース２８から、時間参照信号も受信する。遅延決定手段３０は、時間参照信号と、受信信号のチップシーケンスの位置の表示との間の時間差を決定する。この時間差は、受信信号の到達時間を、時間参照を基準にして表示し、かつ、この到達時間の表示は、出力２９に供給される。
【００１８】
図２には、受信機Ｒｘのベースバンド処理部２６のブロック線図が示されている。ＲＦフロントエンドと復調器２４によって送出される信号は、受信信号をチップ毎にＮのレートでサンプリングし、＋１または−１の値を有するサンプルを生成する、１ビットのアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ（ａｎａｌｏｇｕｅ−ｔｏ−ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ））１１０に結合される。説明のため、本願発明者らは、Ｎ＝１０という例を使用するが、この場合、ＡＤＣ １１０は、２２ Ｍｓａｍｐｌｅ．ｓ−１を送出する。サンプリングのために、サンプルレートクロックＣＫ１が、クロック生成器１９０によってＡＤＣ １１０に供給される。
【００１９】
ＡＤＣ １１０からのサンプルは、チップシーケンスと整合を取った整合フィルタに送出される。整合フィルタは、受信信号のサンプルを、参照サンプル生成器１５０によって相関器１２０に供給される参照チップシーケンスのサンプルに相関させる、相関器１２０を有する。参照サンプルを生成するために、参照サンプル生成器１５０には、クロック生成器１９０からサンプルレートクロックＣＫ１が供給される。
【００２０】
相関器１２０は、サンプルレートクロックＣＫ１によってクロッキングされ、かつ、サンプルクロックＣＫ１の割合で、相関値を出力１２５に送出する。
【００２１】
Ｐ−Ｎシーケンスの自己相関属性のため、相関値は、参照サンプル生成器１５０が発生する参照チップシーケンスのサンプルが、受信信号のサンプルと同期する時点で、ノイズと歪みがない状態でピークに達し、かつ、更に、ピークのサインは、送信されたビットの値と一致するであろう。しかしながら、ノイズまたは歪みがある場合は、相関器１２０の出力の疑似ピークによって、誤ったビットが決定される場合がある。更に、受信機Ｒｘにおける、この点でのピーク位置は、本発明による処理を更に行わない場合、±０．５のサンプル間隔の分解能を有する。
【００２２】
ノイズと歪みの影響は、相関器１２０から送出される相関値を出力１２５から平均化回路１３０に供給することによって、軽減される。この平均化回路１３０は、各サンプルに対し、チップシーケンス長の間隔で発生する相関値の絶対値の加重平均を計算する。この計算は、方程式、
（ｉ ＝ １〜Ｃ．Ｎ）
によって要約される。ここで、
は、ｎ番目のチップシーケンスの相関値のｉ番目の加重平均値であり、
は、ｎ番目のチップシーケンスのｉ番目の相関値の絶対値であり、
は、ｎ−１番目のチップシーケンスの相関値のｉ番目の加重平均値であり、かつ、
αは平均ゲインであり、かつ
の範囲内の値を有する。一般的に、単純平均の場合には、α＝ ０．５であるが、ノイズと歪みの効果に対してより抵抗力があるシステムの場合には、０．５より高く１に近い値である。
【００２３】
図３には、平均化回路１３０の実施が示されている。モジュラス手段４９は、
、すなわち、各相関値の絶対値を、第一乗算器５８の第一入力に送出する。第一乗算器５８の第二入力には、第一記憶装置６０に保持されている定数１−αが供給され、かつ、第一乗算器５８は、第一加算段６２の第一入力に、積
を送出する。第一加算段６２の第二入力には、第二乗算器５４から積
が供給される。第二乗算器５４には、第二記憶装置５６に保持されている定数αが、第一入力に供給され、かつ
が第二入力に供給される。第二乗算器５４から、
の生成を、以下に説明する。第一加算段６２は、加重平均の相関値である和
を送出する。
【００２４】
を生成するために、多段記憶装置５０と、マルチプレクシング配置６６と、デマルチプレクシング配置５２とを有する、マルチプレクサ−デマルチプレクサ４０がある。多段記憶装置５０は、マルチプレクシング配置６６によって、第一加算段６２の出力に結合する。追加的な１つの値が追加されたチップシーケンスの持続時間を有するＣ．Ｎサンプルに対応する、各々のＣ．Ｎ加重平均相関値を記憶させるために、多段記憶装置５０は、Ｃ．Ｎ＋１段（本実施例では、１１．１０ ＋ １ ＝ １１１段）を有する。各値は、マルチプレクシング配置６６によって、多段記憶装置５０の、その各々の段に入れられる。記憶されている各値が、連続して読み出され、かつ第二乗算器５４の第二入力に印加されるように、多段記憶装置５０の各段は、デマルチプレクシング配置５２に結合されている。デマルチプレクシング配置５２は、前のチップシーケンスの一致するｉ番目の加重平均相関値を読み出すように構成されている。マルチプレクサ−デマルチプレクサ４０におけるマルチプレクシングとデマルチプレクシングは、サンプルレートクロックＣＫ１に同期している。
【００２５】
図２を再び参照すると、平均化回路１３０の出力を実測することによって、相関器１２０による相関値出力のピークを、サンプル間隔の±０．５という時間分解能で、検出することができる。しかしながら、本発明では、以下のように、より高い分解能を得るために、追加的な処理が施される。平均化回路１３０によって計算される、加重平均相関値
（ｉ＝１〜Ｃ．Ｎ）は、補間回路１８０に供給される。
【００２６】
補間回路１８０は、平均加重相関値の連続する値の間の中間サンプルを計算する。平均加重相関値が、平均化回路１３０によって、サンプル間隔に等しい間隔で計算されるのに対し、中間サンプルは、サブサンプル間隔で算出される。例えば、本実施例の場合、Ｍ個のサブサンプル（Ｍ＝１０）が、各サンプル間隔に対して発生し、これによって、チップごとに、Ｎ．Ｍ ＝ １０．１０ ＝ １００個のサブサンプルが発生する。サブサンプルの間隔は、１／（２．２ １０６． １００）＝ ４．５４ １０−９ 秒である。サブサンプル値の計算は、方程式、
（ｉ ＝ １〜Ｃ．Ｎ、ｊ ＝ １〜Ｍ）
によって要約される。ここで、
は、ｎ番目のチップシーケンスのｉ番目の平均加重相関値のｊ番目のサブサンプルであり、
は、ｎ番目のチップシーケンスのｉ番目の加重平均相関値であり、かつ、
は、前の（すなわち、ｉ−１の）サンプルから発生する（ｉ−１）番目の加重平均相関値である。
【００２７】
図４には、補間回路１８０の実施例が、示されている。第一段２１０と第二段２２０を有する、２段のシフトレジスタがある。第一段２１０は、平均化回路１３０が計算した、現在の加重平均相関値
を記憶し、かつ、第二段２２０は、平均化回路１３０が前のサンプルに対して計算した、加重平均相関値
を記憶させる。２段のシフトレジスタのクロッキングは、サンプルレートクロックＣＫ１に同期している。シフトレジスタの第一段２１０に記憶される値と、第二段２２０に記憶される値との間の差は、減算段２３０において決定され、かつ、結果として生じる差分値
は、第三記憶装置２４０に記憶される。サブサンプルの増分は、第三記憶装置２４０によって供給される差分値に、第四記憶装置２９０に保持されている値１／Ｍを乗じる、第三乗算器２５０により計算される。連続するサブサンプルの増分は、第三乗算器２５０が供給するサブサンプルの増分に、サブサンプルカウンタ２７０が送出する計数値ｊを乗じる、第四乗算器２８０により計算される。このサブサンプルカウンタは、クロック生成器１９０が生成するサブサンプルクロックＣＫ２によって制御されるサブサンプルレートで、ｊ＝１〜Ｍを計数する。このサブサンプル値
（ｊ＝１〜Ｍ）は、シフトレジスタの第二段２２０に保持されている、前の平均加重された相関器の値
に、連続したサブサンプルの増分を加算する、第二加算段２６０で形成され、かつ、このサブサンプル値は、補間回路１８０の出力に送出される。
【００２８】
図２を再び参照すると、サブサンプル値
は、整合回路１７０に送出される。参照サンプル生成器１５０によって生成される参照チップシーケンスのサンプルは、参照チップシーケンスの相関関数のサブサンプルを、サブサンプル値
と同じ間隔で生成する、参照サブサンプル生成器１６０に供給される。参照サブサンプル生成器１６０では、参照チップシーケンスの相関関数のサブサンプルの生成を、相関器、および補間回路１８０と同じ構造を有する回路によって行うことができる。これに代えて、参照チップシーケンスの相関関数のサブサンプルを予め計算し、かつ記憶装置に記憶させることができる。参照チップシーケンスの相関関数のサブサンプルは、整合回路１７０に送出される。
【００２９】
整合回路１７０は、補間回路１８０によって送出されるサブサンプル
と、参照サブサンプル生成器１６０によって送出される、参照チップシーケンスの相関関数のサブサンプルとの間における、最も近い整合位置を決定することによって、受信信号のチップシーケンスの位置を決定する。一例として、最も近い整合位置を、相関器を使用することによって決定することができる。
【００３０】
整合回路は、受信信号のチップシーケンスの位置を決定すると、出力２７に表示を生成する。受信機Ｒｘにおける、この位置表示の処理は、上述した。更にオプションとして、クロック信号ＣＫ１、ＣＫ２、およびＣＫ３（後述する）を受信されたチップシーケンスに同期させるために、位置表示を使用するクロック生成器１９０に、位置表示を送出することができる。クロック生成器１９０は、シンボルレート（本実施例では、２００ｋｂｉｔ．ｓ−１である）で、シンボルクロックＣＫ３を生成する。このシンボルクロックＣＫ３は、決定段１４０に供給される。相関器１２０によって送出される相関値は、決定段１４０にも送出される。決定段１４０は、シンボルクロックＣＫ３によって決定された時における相関値を記憶し、かつ、この値は、受信されたビットのソフト決定値として、出力２５に送出される。これに代えて、この決定段１４０は、
の最大値によって決定された時現在の相関値を記憶し、かつこの相関値は、受信されたビットソフト決定値として出力２５に送出される。オプションとしては、現在の相関値を量子化することによって、ハード決定値を、送出することができる。
【００３１】
図５のグラフにおいて、横座標は、チップ周期の時間を表し、かつ、１０００のチップ周期の全スケールは、各々が１１チップである、１０００／１１ ＝ ９０．９シーケンスと一致する。
【００３２】
図５のトレースＡは、受信信号のＳＮ比が３ｄＢで、かつチップ毎にＮ＝１０サンプルのサンプリングレートという条件の下で、サンプル相関器１２０の出力で得られる相関値を示す。ノイズがない条件下では、相関値のピークは、シーケンスごとに発生しているであろうが、トレースＡのピークは、ノイズによって歪められ、かつ部分的に不明瞭になっている。
【００３３】
図５のトレースＢは、平均ゲインα＝ ０．９７５を有する平均化回路１３０の出力で得られる、加重平均相関値を示す。平均化処理により、ノイズの効果が滑らかになり、それによって、加重平均相関値のピークが明瞭になったことが認められる。
【００３４】
図５のトレースＣは、トレースＢの加重平均相関値のピークの位置によって（すなわち、サブサンプリングを使用しない場合に）示される、受信信号のチップシーケンスの位置を示す。示されたチップシーケンスの位置が、ノイズのために、１１サンプルと１２サンプルという値の間で変化しながら、１つのサンプル間隔（４．５４ １０−８秒）ずつ変化することを、観察することができる。従って、単一の位置表示は、サンプル間隔の±０．５、すなわち±２．２７ １０−８秒の精度しかない。より高い精度は、処理電力と時間遅滞が増加することを犠牲にして、位置表示を平均化することにより得ることができるが、特定の精度を得るために必要な平均化周期は、受信機のノイズのレベルに依存し、かつ、必要な平均化周期は、非常に低いレベルのノイズと非常に高いレベルのノイズに対しては増加する。受信機にノイズがない場合、平均化することができる異なる値の間に変化を発生させるノイズがないため、チップ位置表示には、サンプル間隔の±０．５のエラーがある場合がある。例えば、真のチップシーケンス位置が１１．６サンプルである場合、ノイズがなければ、示されるチップ位置は、１２の値まで量子化されることになり、これによって、サンプル間隔の０．４というエラーが導かれる。
【００３５】
図５のトレースＤは、整合回路１７０の出力２７で生成される表示によって示される、受信信号内のチップシーケンスの位置を示し、かつ、補間回路１８０によって送出されるサブサンプル
と、参照サブサンプル生成器１６０によって送出される参照チップシーケンスの相関関数のサブサンプルとの間における最も近い整合位置を示す。サブサンプルを使用することによって、分解能が、サブサンプル間隔±２．２７ １０−９に増加したことが、認められる。ノイズが原因で、チップシーケンスが示される位置に変化が生じるが、特定の精度を得るために必要となる平均化周期は、トレースＣの場合よりも小さい。
【００３６】
本発明により動作する受信機を使用することによって得られるサブサンプル分解能は、±０．６８１ｍという、送信機と受信機との間の距離測定の分解能と同等である。
【００３７】
オプションとして、遅延決定手段の出力２９に供給される到達時間は、時間参照信号と、受信信号内のチップシーケンスの位置の表示との間での時間が異なる、受信信号内で複数回発生するチップシーケンスから導出される平均を有することができる。この方法で平均化することによって、より高い分解能を得ることができる。例えば、図５のトレースＤに表される１０００のチップ周期を平均化することによって、チップシーケンスの平均位置は、１１．７６（分散：０．０４サンプル周期）となる。時間参照信号と、受信信号内のチップシーケンスの位置の表示との間の時間差を決定するために、サブサンプルを使用せず、サンプルのみを使用していたとすると、一致する平均は、１１．９２（分散：０．０７サンプル）となっていたであろう。
【００３８】
オプションとして、平均加重相関値のサブサンプルを、平均加重相関値のピークの近くに制限したまま、チップシーケンス長より短い周期上で生成することができる。
【００３９】
オプションとして、参照サブサンプル生成器１６０によって生成される参照チップシーケンスのサブサンプルは、伝播チャンネルによって発生する受信信号内の歪みを表す歪み、または、送信機Ｔｘまたは受信機Ｒｘ．によって発生する歪みを含むことができる。
産業上の適用可能性：測距装置や、場所決定装置のような、拡散スペクトル信号を受信するための装置。
【図面の簡単な説明】
【図１】拡散スペクトルシステムの実施例のブロック線図である。
【図２】拡散スペクトル受信機のベースバンド処理部のブロック線図である。
【図３】平均化回路のブロック線図である。
【図４】補間回路のブロック線図である。
【図５】拡散スペクトル受信機内の信号のグラフを示す。
【符号の説明】
１０…データソース
１２…ミキサー
１４…コード生成器
１６…ＧＦＳＫモジュレータ
１８…パワーアンプ
２０…アンテナ
２２…アンテナ
２３…出力
２４…復調器
２５…第一出力
２６…ベースバンド処理部
２７…第二出力
２８…時間参照ソース
２９…出力
３０…遅延決定手段
４０…マルチプレクサ−デマルチプレクサ
４９…モジュラス手段
５０…多段記憶装置
５２…デマルチプレクシング配置
５４…第二乗算器
５６…第二記憶装置
５８…第一乗算器
６０…第一記憶装置
６２…第一加算段
６６…マルチプレクシング配置
１１０…アナログデジタルコンバータ
１２０…相関器
１２５…出力
１３０…平均化回路
１４０…決定段
１５０…参照サンプル生成器
１６０…参照サブサンプル生成器
１７０…整合回路
１８０…補間回路
１９０…クロック生成器
２１０…シフトレジスタ第一段
２２０…シフトレジスタ第二段
２３０…減算段
２４０…第三記憶装置
２５０…第三乗算器
２６０…第二加算段
２７０…サブサンプルカウンタ
２８０…第四乗算器
２９０…第四記憶装置
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散スペクトルの検出方法、および拡散スペクトル信号の受信機に関し、かつ、例えば、信号の到達時間を推定するための装置、信号が、送信機から受信機まで移動した距離を推定するための装置、および場所を決定する装置に適用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
受信信号を、相関関数のピークがシーケンスの検出を示す参照信号に相関させることによって、拡散スペクトルのチップシーケンスを検出することは、知られている。一般的に、この検出は、受信信号のサンプルと参照信号のサンプルとを使用して行われる。サンプリングのため、受信信号内のシーケンスの位置を決定するための最大分解能は、サンプル間隔の±０．５である。例えば、２．２Ｍｃｈｉｐ．ｓ−１のチップレートで送信され、かつ受信機において２２Ｍｓａｍｐｌｅ．ｓ−１でサンプリングされたシーケンスは、±０．５／２２ １０−６ ＝ ±２．２７ １０−８秒の検出分解能をもたらすことになる。このような検出処理を、送信機から受信機までの信号の伝播時間を計算するために使用する場合、この伝播時間計算の精度は、±２．２７ １０−８秒である。更に、このように計算された伝播時間を、信号が送信機から受信機まで移動した距離を計算するために使用する場合、この距離計算の精度は、±ｃ × ２．２７ １０−８である（ｃは、光速であり、約３．１０８ ｍ．ｓ−１である）。したがって、結果として得られる距離分解能は、±６．８１ｍである。
【０００３】
サンプリングレートを増加させることによってより高い分解能を達成することは可能であるが、その代償として、電力消費と複雑さが増加する。受信信号内に発生した幾つかのチップシーケンスについての測定を平均化することによって、より高い分解能を得ることも可能であるが、その代償として、電力消費と時間遅滞が増加する。例えば、携帯測距装置、および屋内環境で使用される携帯場所決定装置のような、一部のアプリケーションにおいては、高速で高い検出分解能を有し、かつ電力消費が低いことが望ましい。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、拡散スペクトルのチップシーケンスの検出を向上させることである。
【０００５】
本発明の一態様において、チップシーケンスを有する拡散スペクトル信号の検出方法であって、
受信信号をサンプリング間隔でサンプリングし、
それによって得たサンプルを、整合フィルタでフィルタリングし、
フィルタリングされたサンプルの絶対値を決定し、
チップシーケンス長と等しい間隔で発生する、フィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値を導出し、この加重平均値を、少なくとも２つのそのような絶対値で計算し、
連続した加重平均値を補間し、それによって、この加重平均値のサブサンプルを、サンプリング間隔より短いサブサンプリング間隔で生成し、
かつ、
サブサンプリング間隔で得られるサブサンプルとサンプルとの間における最も近い整合位置を、チップシーケンスの参照相関関数から決定することによって、受信信号内のチップシーケンスの位置を決定する方法が、提供される。
【０００６】
本発明の別の態様では、チップシーケンスを有する拡散スペクトル信号用の受信機であって、
受信信号を、サンプリング間隔でサンプリングするためのサンプリング手段と、それによって得たサンプルを、フィルタリングするための整合フィルタリング手段と、
フィルタリングされたサンプルの絶対値を決定するためのモジュラス手段と、
チップシーケンス長に等しい間隔で発生する、フィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値を計算し、この加重平均値を、少なくとも２つのそのような絶対値で計算するための平均化手段と、
連続した加重平均値を補間し、それによって、この加重平均値のサブサンプルを、サンプリング間隔より短いサブサンプリング間隔で生成するための補間手段と、
サブサンプリング間隔で得られるサブサンプルとサンプルとの間における最も近い整合位置を、チップシーケンスの参照相関関数から決定することによって、受信信号内のチップシーケンスの位置を決定するための整合手段と、
を有する受信機が、提供される。
【０００７】
受信信号内のチップシーケンスと参照相関関数との間における最も近い整合位置を決定するために、補間されたサブサンプルをサブサンプリング間隔で使用することによって、サンプリング間隔でサンプルを使用する場合よりも高い検出分解能を得ることができる。より高い分解能が、サブサンプリングレートで動作する、アナログ−デジタルサンプリング回路を必要とせずに得られ、これによって、このようなサンプリング回路の消費電力と複雑さが増加することを防止される。
【０００８】
サブサンプルと、チップシーケンスの参照相関関数のサンプルとの間における最も近い整合位置は、サブサンプルをチップシーケンスの参照相関関数のサンプルに相関させることによって、決定する事が出来る。
【０００９】
拡散スペクトル信号の到達時間は、時間参照を基準に受信信号内で決定されたチップシーケンスの位置として決定することが出来る。
【００１０】
拡散スペクトル信号の到達時間を、時間参照を基準に受信信号内で決定された複数のチップシーケンスの位置の平均として、決定する事が出来る。
【００１１】
送信機と受信機が、同期している時間参照を有する場合、無線信号が、送信機と受信機との間を伝播するのにかかる時間を、到達時間から決定することが出来る。
【００１２】
送信機と受信機との間の距離は、無線信号が、送信機と受信機との間を伝播するのにかかる時間から、決定することが出来る。
【００１３】
補間と整合を、完全なチップシーケンスの持続時間で行う必要はなく、フィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値のピーク領域において、より短い持続時間で行っても良い。これによって、完全なチップシーケンスの持続時間に補間と整合を行うことによる、電力消費と回路の複雑さの増加を避けることが出来る。
【００１４】
本発明の一実施例では、フィルタリングされたサンプルの絶対値の加重平均値は、方程式、
αは、平均ゲインであり、
【００１５】
次に、本発明を、添付の図面を参照して、例として説明する。図面では、一致するフィーチャには、同じ参照番号が使用されている。
【００１６】
【発明を実施するための形態】
図１に示されるように、拡散スペクトルシステムは、送信機Ｔｘと受信機Ｒｘとを有する。このシステムは、拡散のためのＣチップＰ−Ｎ（偽ノイズ）シーケンスを使用する。説明の便宜のため、このシステムは、２．４ＧＨｚのＩＳＭバンドにおいて、２００ｋｂｉｔ．ｓ−１のビットレートで動作し、信号拡散は、１１個のチップ（Ｃ＝１１）のシーケンスを２．２Ｍｃｈｉｐ．ｓ−１のチップレートで使用した場合、２．２ＭＨｚまでであると仮定する。送信機Ｔｘは、２００ｋｂｉｔ．ｓ−１のビットの形態でシンボルを生じる、データソース１０を有する。このシンボルは、１１個のチップのＰ−Ｎシーケンスを供給するコード生成器１４が接続されている、ミキサー１２に供給される。２．２ＭＨｚの拡散信号は、ミキサー１２によって、ＧＦＳＫモジュレータ１６に供給される。これの出力は、パワーアンプ１８で増幅され、かつアンテナ２０によって伝播される、変調された無線信号である。この無線信号は、伝播されて行くうちに、ノイズを帯び、歪みやすくなる。
【００１７】
受信機Ｒｘでは、伝播された無線信号が、アンテナ２２によって受信され、かつ、ＲＦフロントエンドと復調器２４に渡される。ＲＦフロントエンドと復調器２４の出力２３は、以下に詳述するベースバンド処理部２６に結合されている。ベースバンド処理部２６には、２つの出力がある。第一出力２５は、受信されたシンボルの値の表示を供給する。第二出力２７は、受信信号のチップシーケンスの位置の表示を供給し、かつ、遅延決定手段３０の第一入力に結合されている。遅延決定手段３０は、時間参照ソース２８から、時間参照信号も受信する。遅延決定手段３０は、時間参照信号と、受信信号のチップシーケンスの位置の表示との間の時間差を決定する。この時間差は、受信信号の到達時間を、時間参照を基準にして表示し、かつ、この到達時間の表示は、出力２９に供給される。
【００１８】
図２には、受信機Ｒｘのベースバンド処理部２６のブロック線図が示されている。ＲＦフロントエンドと復調器２４によって送出される信号は、受信信号をチップ毎にＮのレートでサンプリングし、＋１または−１の値を有するサンプルを生成する、１ビットのアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ（ａｎａｌｏｇｕｅ−ｔｏ−ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ））１１０に結合される。説明のため、本願発明者らは、Ｎ＝１０という例を使用するが、この場合、ＡＤＣ １１０は、２２ Ｍｓａｍｐｌｅ．ｓ−１を送出する。サンプリングのために、サンプルレートクロックＣＫ１が、クロック生成器１９０によってＡＤＣ １１０に供給される。
【００１９】
ＡＤＣ １１０からのサンプルは、チップシーケンスと整合を取った整合フィルタに送出される。整合フィルタは、受信信号のサンプルを、参照サンプル生成器１５０によって相関器１２０に供給される参照チップシーケンスのサンプルに相関させる、相関器１２０を有する。参照サンプルを生成するために、参照サンプル生成器１５０には、クロック生成器１９０からサンプルレートクロックＣＫ１が供給される。
【００２０】
相関器１２０は、サンプルレートクロックＣＫ１によってクロッキングされ、かつ、サンプルクロックＣＫ１の割合で、相関値を出力１２５に送出する。
【００２１】
Ｐ−Ｎシーケンスの自己相関属性のため、相関値は、参照サンプル生成器１５０が発生する参照チップシーケンスのサンプルが、受信信号のサンプルと同期する時点で、ノイズと歪みがない状態でピークに達し、かつ、更に、ピークのサインは、送信されたビットの値と一致するであろう。しかしながら、ノイズまたは歪みがある場合は、相関器１２０の出力の疑似ピークによって、誤ったビットが決定される場合がある。更に、受信機Ｒｘにおける、この点でのピーク位置は、本発明による処理を更に行わない場合、±０．５のサンプル間隔の分解能を有する。
【００２２】
ノイズと歪みの影響は、相関器１２０から送出される相関値を出力１２５から平均化回路１３０に供給することによって、軽減される。この平均化回路１３０は、各サンプルに対し、チップシーケンス長の間隔で発生する相関値の絶対値の加重平均を計算する。この計算は、方程式、
によって要約される。ここで、
αは平均ゲインであり、かつ
【００２３】
図３には、平均化回路１３０の実施が示されている。モジュラス手段４９は、
【００２４】
【００２５】
図２を再び参照すると、平均化回路１３０の出力を実測することによって、相関器１２０による相関値出力のピークを、サンプル間隔の±０．５という時間分解能で、検出することができる。しかしながら、本発明では、以下のように、より高い分解能を得るために、追加的な処理が施される。平均化回路１３０によって計算される、加重平均相関値
【００２６】
補間回路１８０は、平均加重相関値の連続する値の間の中間サンプルを計算する。平均加重相関値が、平均化回路１３０によって、サンプル間隔に等しい間隔で計算されるのに対し、中間サンプルは、サブサンプル間隔で算出される。例えば、本実施例の場合、Ｍ個のサブサンプル（Ｍ＝１０）が、各サンプル間隔に対して発生し、これによって、チップごとに、Ｎ．Ｍ ＝ １０．１０ ＝ １００個のサブサンプルが発生する。サブサンプルの間隔は、１／（２．２ １０６． １００）＝ ４．５４ １０−９ 秒である。サブサンプル値の計算は、方程式、
によって要約される。ここで、
【００２７】
図４には、補間回路１８０の実施例が、示されている。第一段２１０と第二段２２０を有する、２段のシフトレジスタがある。第一段２１０は、平均化回路１３０が計算した、現在の加重平均相関値
【００２８】
図２を再び参照すると、サブサンプル値
【００２９】
整合回路１７０は、補間回路１８０によって送出されるサブサンプル
【００３０】
整合回路は、受信信号のチップシーケンスの位置を決定すると、出力２７に表示を生成する。受信機Ｒｘにおける、この位置表示の処理は、上述した。更にオプションとして、クロック信号ＣＫ１、ＣＫ２、およびＣＫ３（後述する）を受信されたチップシーケンスに同期させるために、位置表示を使用するクロック生成器１９０に、位置表示を送出することができる。クロック生成器１９０は、シンボルレート（本実施例では、２００ｋｂｉｔ．ｓ−１である）で、シンボルクロックＣＫ３を生成する。このシンボルクロックＣＫ３は、決定段１４０に供給される。相関器１２０によって送出される相関値は、決定段１４０にも送出される。決定段１４０は、シンボルクロックＣＫ３によって決定された時における相関値を記憶し、かつ、この値は、受信されたビットのソフト決定値として、出力２５に送出される。これに代えて、この決定段１４０は、
【００３１】
図５のグラフにおいて、横座標は、チップ周期の時間を表し、かつ、１０００のチップ周期の全スケールは、各々が１１チップである、１０００／１１ ＝ ９０．９シーケンスと一致する。
【００３２】
図５のトレースＡは、受信信号のＳＮ比が３ｄＢで、かつチップ毎にＮ＝１０サンプルのサンプリングレートという条件の下で、サンプル相関器１２０の出力で得られる相関値を示す。ノイズがない条件下では、相関値のピークは、シーケンスごとに発生しているであろうが、トレースＡのピークは、ノイズによって歪められ、かつ部分的に不明瞭になっている。
【００３３】
図５のトレースＢは、平均ゲインα＝ ０．９７５を有する平均化回路１３０の出力で得られる、加重平均相関値を示す。平均化処理により、ノイズの効果が滑らかになり、それによって、加重平均相関値のピークが明瞭になったことが認められる。
【００３４】
図５のトレースＣは、トレースＢの加重平均相関値のピークの位置によって（すなわち、サブサンプリングを使用しない場合に）示される、受信信号のチップシーケンスの位置を示す。示されたチップシーケンスの位置が、ノイズのために、１１サンプルと１２サンプルという値の間で変化しながら、１つのサンプル間隔（４．５４ １０−８秒）ずつ変化することを、観察することができる。従って、単一の位置表示は、サンプル間隔の±０．５、すなわち±２．２７ １０−８秒の精度しかない。より高い精度は、処理電力と時間遅滞が増加することを犠牲にして、位置表示を平均化することにより得ることができるが、特定の精度を得るために必要な平均化周期は、受信機のノイズのレベルに依存し、かつ、必要な平均化周期は、非常に低いレベルのノイズと非常に高いレベルのノイズに対しては増加する。受信機にノイズがない場合、平均化することができる異なる値の間に変化を発生させるノイズがないため、チップ位置表示には、サンプル間隔の±０．５のエラーがある場合がある。例えば、真のチップシーケンス位置が１１．６サンプルである場合、ノイズがなければ、示されるチップ位置は、１２の値まで量子化されることになり、これによって、サンプル間隔の０．４というエラーが導かれる。
【００３５】
図５のトレースＤは、整合回路１７０の出力２７で生成される表示によって示される、受信信号内のチップシーケンスの位置を示し、かつ、補間回路１８０によって送出されるサブサンプル
【００３６】
本発明により動作する受信機を使用することによって得られるサブサンプル分解能は、±０．６８１ｍという、送信機と受信機との間の距離測定の分解能と同等である。
【００３７】
オプションとして、遅延決定手段の出力２９に供給される到達時間は、時間参照信号と、受信信号内のチップシーケンスの位置の表示との間での時間が異なる、受信信号内で複数回発生するチップシーケンスから導出される平均を有することができる。この方法で平均化することによって、より高い分解能を得ることができる。例えば、図５のトレースＤに表される１０００のチップ周期を平均化することによって、チップシーケンスの平均位置は、１１．７６（分散：０．０４サンプル周期）となる。時間参照信号と、受信信号内のチップシーケンスの位置の表示との間の時間差を決定するために、サブサンプルを使用せず、サンプルのみを使用していたとすると、一致する平均は、１１．９２（分散：０．０７サンプル）となっていたであろう。
【００３８】
オプションとして、平均加重相関値のサブサンプルを、平均加重相関値のピークの近くに制限したまま、チップシーケンス長より短い周期上で生成することができる。
【００３９】
オプションとして、参照サブサンプル生成器１６０によって生成される参照チップシーケンスのサブサンプルは、伝播チャンネルによって発生する受信信号内の歪みを表す歪み、または、送信機Ｔｘまたは受信機Ｒｘ．によって発生する歪みを含むことができる。
産業上の適用可能性：測距装置や、場所決定装置のような、拡散スペクトル信号を受信するための装置。
【図面の簡単な説明】
【図１】拡散スペクトルシステムの実施例のブロック線図である。
【図２】拡散スペクトル受信機のベースバンド処理部のブロック線図である。
【図３】平均化回路のブロック線図である。
【図４】補間回路のブロック線図である。
【図５】拡散スペクトル受信機内の信号のグラフを示す。
【符号の説明】
１０…データソース
１２…ミキサー
１４…コード生成器
１６…ＧＦＳＫモジュレータ
１８…パワーアンプ
２０…アンテナ
２２…アンテナ
２３…出力
２４…復調器
２５…第一出力
２６…ベースバンド処理部
２７…第二出力
２８…時間参照ソース
２９…出力
３０…遅延決定手段
４０…マルチプレクサ−デマルチプレクサ
４９…モジュラス手段
５０…多段記憶装置
５２…デマルチプレクシング配置
５４…第二乗算器
５６…第二記憶装置
５８…第一乗算器
６０…第一記憶装置
６２…第一加算段
６６…マルチプレクシング配置
１１０…アナログデジタルコンバータ
１２０…相関器
１２５…出力
１３０…平均化回路
１４０…決定段
１５０…参照サンプル生成器
１６０…参照サブサンプル生成器
１７０…整合回路
１８０…補間回路
１９０…クロック生成器
２１０…シフトレジスタ第一段
２２０…シフトレジスタ第二段
２３０…減算段
２４０…第三記憶装置
２５０…第三乗算器
２６０…第二加算段
２７０…サブサンプルカウンタ
２８０…第四乗算器
２９０…第四記憶装置
Claims (10)
- チップシーケンスを有する拡散スペクトル信号を検出する方法であって、
受信信号をサンプリング間隔でサンプリングし、
それによって得られる前記サンプルを、整合フィルタでフィルタリングし、
前記フィルタリングされたサンプルの前記絶対値を決定し、
前記チップシーケンス長に等しい間隔で発生する、前記フィルタリングされたサンプルの前記絶対値の、少なくとも２つのそのような絶対値について計算される前記加重平均値を導出し、
連続した加重平均値を補間し、それによって、前記加重平均値のサブサンプルを、前記サンプリング間隔より短いサブサンプリング間隔で生成し、かつ、
前記サブサンプリング間隔で得られる前記サブサンプルとサンプルとの間における最も近い整合の前記位置を、前記チップシーケンスの参照相関関数から決定することによって前記受信信号の前記チップシーケンスの前記位置を決定する、チップシーケンスを有する拡散スペクトル信号を検出する方法。 - 前記チップシーケンスの前記参照相関関数の前記サブサンプルと、前記サブサンプリングとサンプルとの間における最も近い整合の前記位置を、前記サブサンプルを前記チップシーケンス長さの少なくとも一部である周期上で、前記チップシーケンスの前記参照相関関数の前記サンプルに相関させることによって決定する、請求項１に記載の方法。
- 前記フィルタリングされたサンプルの前記絶対値の前記加重平均値が、方程式、
によって計算され、ここで、
は、前記ｎ番目のチップシーケンスの前記ｉ番目のフィルタリングされたサンプルの前記絶対値であり、
は、前記ｎ番目のチップシーケンスの前記ｉ番目のフィルタリングされたサンプルの前記絶対値の前記加重平均値であり、
は、前記ｎ−１番目のチップシーケンスの前記ｉ番目のフィルタリングされたサンプルの前記絶対値の前記加重平均値であり、かつ、
αは、前記平均ゲインであり、かつ、前記範囲
に値を有する、請求項１または２に記載の方法。 - 前記拡散スペクトル信号の前記到達時間を、時間参照を基準に決定された前記受信信号内の前記チップシーケンスの前記決定された位置として決定する、請求項１、２または３に記載の方法。
- 前記拡散スペクトル信号の前記到達時間を、時間参照を基準に決定された前記受信信号内の前記チップシーケンスの複数の位置の前記平均として決定する、請求項１、２または３に記載の方法。
- チップシーケンスを有する拡散スペクトル信号用の受信機であって、
受信信号をサンプリング間隔でサンプリングするためのサンプリング手段と、
それによって得られる前記サンプルをフィルタリングするための整合フィルタリング手段と、
フィルタリングされたサンプルの前記絶対値を決定するためのモジュラス手段と、
前記チップシーケンス長に等しい間隔で発生する前記フィルタリングされたサンプルの前記絶対値の、少なくとも２つのそのような絶対値について計算される前記加重平均値を計算し、前記加重平均値をための平均化手段と、
連続した加重平均値を補間し、それによって、前記加重平均値のサブサンプルを、前記サンプリング間隔より短いサブサンプリング間隔で生成するための補間手段と、
前記サブサンプリング間隔で得られる前記サブサンプルとサンプルとの間における最も近い整合の前記位置を、前記チップシーケンスの参照相関関数から決定することによって、前記受信信号の前記チップシーケンスの前記位置を決定するための整合手段と、
を有する受信機。 - 前記整合手段が、前記サブサンプルを、前記チップシーケンス長の少なくとも一部である周期上で、前記チップシーケンスの前記参照相関関数の前記サンプルに相関させるための相関手段を有する、請求項６に記載の受信機。
- 前記フィルタリングされたサンプルの前記絶対値の前記加重平均値が、前記方程式、
によって計算され、ここで、
は、前記ｎ番目のチップシーケンスの前記ｉ番目のフィルタリングされたサンプルの前記絶対値であり、
は、前記ｎ番目のチップシーケンスの前記ｉ番目のフィルタリングされたサンプルの前記絶対値の前記加重平均値であり、
は、前記ｎ−１番目のチップシーケンスの前記ｉ番目のフィルタリングされたサンプルの前記絶対値の前記加重平均値であり、かつ、
αは、前記平均ゲインであり、かつ前記範囲
に値を有する、請求項６または７に記載の受信機。 - 前記拡散スペクトル信号の前記到達時間を、時間参照を基準に前記受信信号内の前記チップシーケンスの前記決定された位置として決定するための遅延決定手段を有する、請求項６または７に記載の受信機。
- 前記拡散スペクトル信号の前記到達時間を、時間参照を基準に前記受信信号内の前記チップシーケンスの前記決定された複数の位置の前記平均として決定するための遅延決定手段を有する、請求項６または７に記載の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GBGB0110464.5A GB0110464D0 (en) | 2001-04-28 | 2001-04-28 | A method of detecting and a receiver for a spread spectrum signal |
| PCT/IB2002/001423 WO2002089349A1 (en) | 2001-04-28 | 2002-04-22 | Method and apparatus for code synchronisation in cdma |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004520759A true JP2004520759A (ja) | 2004-07-08 |
Family
ID=9913672
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002586521A Withdrawn JP2004520759A (ja) | 2001-04-28 | 2002-04-22 | 拡散スペクトル信号の検出方法と受信機 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7082156B2 (ja) |
| EP (1) | EP1386412A1 (ja) |
| JP (1) | JP2004520759A (ja) |
| KR (1) | KR20030097638A (ja) |
| CN (1) | CN1462512A (ja) |
| GB (1) | GB0110464D0 (ja) |
| WO (1) | WO2002089349A1 (ja) |
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- 2002-04-22 EP EP02722621A patent/EP1386412A1/en not_active Withdrawn
- 2002-04-22 KR KR1020027017868A patent/KR20030097638A/ko not_active Application Discontinuation
- 2002-04-22 CN CN02801471A patent/CN1462512A/zh active Pending
- 2002-04-26 US US10/134,212 patent/US7082156B2/en active Active
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017504802A (ja) * | 2014-01-16 | 2017-02-09 | キネテイツク・リミテツド | 無線受信機用プロセッサ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2002089349A1 (en) | 2002-11-07 |
| EP1386412A1 (en) | 2004-02-04 |
| GB0110464D0 (en) | 2001-06-20 |
| US20020181564A1 (en) | 2002-12-05 |
| KR20030097638A (ko) | 2003-12-31 |
| WO2002089349A8 (en) | 2003-01-09 |
| US7082156B2 (en) | 2006-07-25 |
| CN1462512A (zh) | 2003-12-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
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|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20060614 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
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