JP2004511157A - ゼロ中間周波数アーキテクチャに設定された無線通信装置用直流補償装置 - Google Patents

ゼロ中間周波数アーキテクチャに設定された無線通信装置用直流補償装置 Download PDF

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    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H03D3/008—Compensating DC offsets

Abstract

無線通信装置（２００）は、無線周波数（ＲＦ）回路と、ＺＩＦトランシーバー（２０１）と、ベースバンドプロセッサー（２０３）とから構成される。ＺＩＦトランシーバー（２０１）は、無線周波数信号をベースバンド入力信号へ変換するＲＦミキサー回路（３０１）と、前記ベースバンド入力信号から直流オフセットを減算して調整済みベースバンド入力信号を出力する加算接続部（３０３）と、前記調整済みベースバンド入力信号を受信し、また利得調整信号に基づき増幅入力信号をアサートするベースバンド増幅器（３０７）とから構成される。ベースバンドプロセッサ（２０３）は、利得制御ロジック（３４５）、直流制御ロジック（３４７）、利得インターフェース（３３１）から構成される。前記利得制御ロジックには前記増幅入力信号を受信し、また入力信号のパワーを予測し、ターゲットパワーレベルに前記入力信号のパワーを維持するため前記利得調整信号をアサートする。直流制御ロジックは、前記増幅入力信号中の直流量を予測し、前記増幅入力信号中の直流を減少させるため前記直流オフセットを出力する。前記利得インターフェースは、前記利得制御ロジックと前記直流制御ロジックとの間の利得レベルを変換する。前記無線周波数信号は、同相（Ｉ）部分や直交（Ｑ）部分から構成され、ＲＦミキサー回路が前記無線周波数信号からＩ、Ｑベースバンド入力信号を分離する。ＩとＱチャンネルのいずれの場合も作動はほぼ同じである。直流制御ロジックは、ベースバンドプロセッサー中の拡散デコーダーとパケットデコーダーに出力される受信信号から直流成分を除去または取り除くよう作動する。
【選択図】図３

Description

【０００１】
［関連出願の相互参照］
本出願は、本件出願と同時に出願を行う出願番号０９／６７７，９７５「ゼロ中間周波数アーキテクチャに設定された無線通信装置用較正直流補償装置」米国特許出願に関するものである。
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本出願は無線通信に関するものであり、さらに詳しくは、無線周波数信号のベースバンド周波数の直接変換を可能にする直流制御ループを利用するゼロ中間周波数（ＺＩＦ）アーキテクチャに設定された無線通信装置用直流補償システムに関するものである。
【０００３】
【従来の技術】
ネットワーク通信は、業務用と家庭用の両方の対する技術が目覚しく発展している分野である。ネットワークシステムにより通信が向上し、家庭や職場の両方における生産性や機能を向上させる適切な環境が提供されている。例えばインターネットは、世界規模で複数の装置を互いに接続し、インターネットに接続された何らかの装置間で世界規模の通信を可能にする略地球規模のたいていは有線の通信ネットワークである。このインターネットによりファイルの共有、ファクス通信、チャット、電子メール及びウエッブサイトを介したファイル、ライブラリー、データーベース、コンピュータープログラムなどへの情報アクセスといった複数のサービスへのアクセスを可能にする。
【０００４】
多くの事業所や営業所では、生産性と通信の向上を図るために比較的に確立され洗練されたネットワーク環境を備えている。例えば、エクストラネットあるいはイントラネットは、インターネット上で特定のグループの人々に対する高度でしかも外部から守られた、あるいは安全な通信を提供する。多くの小さな事業所や家庭は、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）などの何らかの変形装置を介してインターネットに接続している。小規模ビジネスや家庭の環境にとっては、インターネットへの接続又はファイルの共有、印刷、ファクス通信等の他のサービスへアクセスし、さらにチャットや電子メールサービスなどを介するなどの通信を可能にし、さらにまた共通データベースやライブラリーなどへのアクセスを行うＬＡＮ機能を組み込むことが更に有利で一般的になりつつある。こうした小規模ネットワークの多くは一組の電線で互いに接続されている。例えば、あるネットワークを標準的な電話回線を用いて小規模オフィスや家庭内に構築してもよい。電話回線は企業の各オフィスや一般的な家庭の各部屋にすでに設置されている。家庭の各部屋に普通に設けられている電力線を介してネットワーク通信を構築する技術もすでに存在している。あるいは、小規模オフィスや家庭の多くは、撚線対電話回線などのネットワーク配線や、様々なイーサネット（登録商標）例で利用されている対応型ＲＪ−４５コネクターなどを用いて接続してもよい。
【０００５】
有線ネットワークでは一定レベルの利便性を得られるが、他方多くの制約もある。ネットワークに接続されている各装置は、それを介してそのネットワークを設立している対応配線に接続していなくてはならない。従って、各装置の位置はそのネットワーク配線に接続を可能にするものに限られる。装置は配線を適切に引き回すことが可能なように設置しなくてはならないためケーブル管理も重要な問題である。配線は便利で美的理由のため、目につかない場所に配置するのが望ましい。また、偶発的な接触干渉、切断、あるいは引きはずしといった事故の可能性を減らしたり無くしたりするよう配置すべきである。有線装置はいったん適切に配置されるとその移動は非常に制約され、あるいはその移動は、配線の実質的な再配列または引き回しのやり直しでも行なわないかぎり実行不可能である。有線ネットワーク装置のメインテナンスは面倒で、メインテナンスを行なっている最中は配線をはずし、その後適切に付け直すといったことが必要となる場合がある。
【０００６】
赤外線技術のような一定の無線技術も周知である。遠隔制御装置のような一定の分野では赤外線技術も効力を発揮する。ネットワーク分野での適用に対して赤外線技術は比較的安価な選択肢であるが、帯域幅の制限、レンジの制約、直線見通し問題などを含めある程度の制約もある。赤外線技術はアクセスポイント（ＡＰ）や廊下の端までネットワークを拡張するための二地点間リレーノードなど一定の分野の応用に利用されている。例えば、赤外線装置は病院、ホテル、その他比較的大規模な建造物などにおける利用が知られている。しかしながら、アクセスポイントまたはノードは通常物理的な物体との潜在的な干渉を避けるために天井の上などに固定して配置されている。赤外線技術はその直線見通し問題のため、ヒトとの関連が必要なネットワークの終末点におけるネットワーク通信には特に便利ではない。
【０００７】
無線周波数（ＲＦ）技術は、発展性のある無線の局地的ネットワーク（ＷＬＡＮ）を構築するために選択すべき技術であるように思われる。しかしながら、ＬＡＮシステム用無線周波数技術は小規模なオフィスや家庭用として特に最適化されたものではない。無線技術は、書類配送業サービス、車両のレンタル、倉庫の運営、棚卸しなどの商工業用分野のために確立されているものである。商業産業応用に対する無線具体化製品は、余りにも高価であったり、あるいは特化され過ぎているため小規模なオフィスや家庭環境において直接使用するのには適していない。
【０００８】
ブルートゥース技術は家庭やオフィス用として開発が行われている。ブルートゥース技術は、非常に低コストで比較的限られた帯域幅を提供して、携帯電話や、ノートブックコンピューター、ラップトップコンピューター、デスクトップコンピューター、そして、個人用携帯型情報端末機器（ＰＤＡｓ）などのような携帯装置を含むコンピューターシステムのような所定の通信装置の間で接続したりネットワーク通信を可能にする。しかしながらブルートゥース技術は帯域幅に制約があるためデータ処理量が比較的低い。消費者市場ではＤＶＤやその他のマルチメディア分野で必要とされているような、より高いデータ処理量や信頼性が要求されている。
【０００９】
一般的なＷＬＡＮの環境は、非常に雑音が多く無線通信に適していない。たいていの家庭には、例えば、電子レンジオーブン、ガレージドア開閉装置、ラジオ、テレビ受像機、コンピューターシステムなどのようにＷＬＡＮ通信に干渉する可能性のある電子ノイズにあふれた環境を作り出す電子製品が備えられている。さらに、無線装置間の通信媒体は常に変化している。例えば、たいていの周辺環境や居室の多くには無線環境にマルチパスノイズを発生させる多重反射面が使用されている。さらに手や体、宝石、マウスポインターなどの物品や装置の移動、あるいは冷却ファンのような電子装置の起動は無線通信パス全体に影響を及ぼし無線通信の性能を低下させる可能性がある。
【００１０】
【特許文献１】
米国特許第５６６１７６１Ａ号明細書
【特許文献２】
国際公開第９５／３０２７５Ａ号パンフレット
【特許文献３】
欧州特許出願公開第０９４８１２８Ａ号明細書
【特許文献４】
欧州特許出願公開第０７１９０１３Ａ号明細書
【特許文献５】
欧州特許出願公開第０９６４５５７Ａ号明細書
【特許文献６】
国際公開第９８／３８７９９Ａ号パンフレット
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
家庭用または小規模ビジネス用ＷＬＡＮシステムなどを実現することができる低価格低電力無線通信装置が望まれている。さらに、いかなる種類の無線通信システムに対するいかなるタイプの応用に対しても低価格、低電力無線通信装置を提供することが望まれている。このシステムは十分な性能を備え、比較的堅牢で、十分なデータ処理量をこなさなければならない。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、直流オフセット補正信号と入力変調信号を混合して適切に直流調整された入力変調信号を形成するものである。本発明に係わるゼロ中間周波数（ＺＩＦ）アーキテクチャに設定された無線通信装置用直流補償装置は、入力信号と直流オフセット信号を混合し、前記調整された入力信号を出力するコンバイナーを有する。無線通信装置は、前記直流オフセット信号を発生する直流制御ロジックと、入力信号のパワーを目標レベルに維持する利得制御ロジックと、前記利得制御ロジックと前記直流制御ロジックの間の利得レベルを変換する利得インターフェースとから構成される。
【００１３】
無線通信装置の一次信号パスにおいて、利得増幅器は調整された入力信号を受信し、また利得の調整された信号に基づき増幅入力信号を出力する。利得制御ロジックは、増幅入力信号を受信して、入力信号のパワーを予測し、入力信号のパワーを目標電力レベルに維持する為利得調節信号を出力する利得フィードバック回路を備える。直流制御ロジックは、増幅入力信号の直流レベルを予測し、直流予測信号を出力する直流予測器からなる。直流制御ロジックはまた、前記直流予測信号を受信し、利得変換信号に基づき直流オフセット信号を出力する直流増幅器を備える。前記直流増幅器の利得は１（例えば、１／Ｇ）以下で減衰器として機能してもよいことに注目する。「増幅」は減衰処理も含むことが分かる。利得インターフェースは、前記利得調整信号を受信し、前記利得変換信号を前記直流増幅器へ出力するコンバーターからなる。
【００１４】
前記利得インターフェースは一または複数の機能を実行してもよい。一実施の形態において、前記コンバーターは前記利得増幅器の利得レンジと前記直流増幅器との間を変換する。あるいは、またはさらには、利得増幅器が対数利得スケールを有し、直流増幅器が線式利得スケールを有する場合に前記コンバーターは対数利得スケールと線式利得スケールの間を変換する。
【００１５】
さらに特異的な実施の形態においては、無線通信装置は無線周波数（ＲＦ）回路と、ＺＩＦトランシーバーと、ベースバンドプロセッサーを含む。ＲＦ回路は無線周波数信号の入力と出力を行うもので、一または複数のアンテナ、スイッチ、フィルター、整合回路網を含みトランシーバーへの無線信号の送受信を行う。ＺＩＦトランシーバーは、無線周波数信号をベースバンド入力信号へ変換するＲＦミキサー回路と、直流オフセットとベースバンド入力信号を混合して調整済みベースバンド入力信号を生成するコンバイナーと、調整済みベースバンド入力信号を受信し、利得調整信号に基づき増幅入力信号をアサートするベースバンド増幅器とを含む。ベースバンドプロセッサーは利得制御ロジック、直流制御ロジック、利得インターフェースを含む。利得制御ロジックには増幅入力信号を受信し、また入力信号のパワーを予測し、ターゲットパワーレベルに入力信号のパワーを維持するため利得調整信号をアサートする。直流制御ロジックは増幅入力信号中の直流量を予測し、増幅入力信号中の直流量を減少させるため直流オフセットを出力する。利得インターフェースは、利得制御ロジックと直流制御ロジックとの間の利得レベルを変換する。前記直流制御ロジックは、ベースバンドプロセッサー内の変換復号ロジックへ出力される受信信号から直流量を除去または取り除くよう作動する。
【００１６】
ＲＦ回路とＺＩＦトランシーバーは通常アナログ信号で動作するのが、一方、ベースバンドプロセッサは主としてデジタルロジックを利用する。アナログからデジタルへのコンバータ（ＡＤＣ）やデジタルからアナログへのコンバーター（ＤＡＣ）のようにインターフェースを確立のために適切な変換装置が設けられている。無線周波数信号は同相（Ｉ）部分や直交（Ｑ）部分を含んでもよく、一方、ＲＦミキサー回路がＩとＱのベースバンド入力信号を無線周波数信号から分離する。作動はＩとＱチャンネルの両方に対して実質的に同じである。ＩチャンネルとＱチャンネルに対してそれぞれ一個ずつ二つの個別の加算接続部が設けられている。ベースバンド増幅器は個別のＩチャンネルとＱチャンネルベースバンド増幅器を含み、これらは利得制御ロジックから出力される同一の利得調整信号によって制御されてＩ及びＱチャンネルの追従を可能にする。個別の直流制御ロジックと利得インターフェースがＩチャンネルとＱチャンネルの両方に別々に設けられているが、その作動は実質的に同じである。直流制御ロジックは、ベースバンドプロセッサー中の拡散デコーダーとパケットデコーダーに出力される受信信号から直流成分を除去または取り除くよう動作する。
【００１７】
無線ＺＩＦ装置中の直流成分を減少させる方法は、受信無線周波数（ＲＦ）信号をベースバンド信号へ変換し、前記ベースバンド信号から直流オフセットを減算して調整されたベースバンド信号を得、利得信号に基づいて前記調整済みベースバンド信号を増幅して増幅入力信号を得、前記増幅入力信号から入力ベースバンド信号のパワーレベルを予測し、前記利得信号を調整して、前記入力ベースバンド信号のターゲットパワーレベルを得、前記増幅入力信号の直流レベルを測定して直流成分予測を求め、利得変換信号に基づいて前記直流予測を増幅して直流オフセットを出力し、前記利得信号に基づき利得変換信号を生成することとから構成される。
【００１８】
前記方法は、利得レンジ間および／または対数利得スケールと線形利得スケール間の場合のような異なる利得スケール間の変換することからなっていてもよい。さらに、前記方法はベースバンド信号から直流オフセットを減算することを含んでもよい。前記直流予測を増幅することは、前記直流予測を減衰させることからなってもよい。該減衰処理は、前記直流予測を反転して前記直流オフセットを出力することをさらに含み、ここで該直流オフセットをついで前記ベースバンド信号へ加算してもよい。
【００１９】
適切な直流補償を伴って高性能無線トランシーバーの中間周波数部を取り除くことにより、結果的に比較的高性能、低価格、低電力要求型のＺＩＦトランシーバーが得られることが分かる。本発明の実施の形態に係る利得ループにインターフェース接続された較正直流補正ループを用いることによりこれらの目標が達成される。こうした機能により、比較的堅牢で高いデータ量処理を行なう、優れた性能の家庭用または小規模ビジネス用ＷＬＡＮ装置を設計することが可能となる。
【００２０】
以下の図面と共に、好適な実施の形態についての下記の詳細な説明を勘案する場合、本発明をさらによりよく理解することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一または複数の実施の形態における無線装置の作動を一般的に示している、一または複数のＷＬＡＮのブロック模式図である。本発明は例示的な実施の形態においてＷＬＡＮで使用するものとして説明されているが、該発明はいかなるラジオまたは無線通信にも利用されるものでＷＬＡＮ分野の応用にのみ限定されるものではないと解釈されるべきである。第一領域１０１と第二領域１０３は、オフィスビル内の事務所や家庭内の部屋のような個別のコンパートメントまたは区画を表している。領域１０１と１０３は、それぞれの領域内の通信を制御するための無線アクセスポイント（ＡＰ）１２１と１２３とをそれぞれ備えてもよい。図のように、アクセスポイント１２１と１２３はＬＡＮ１２５のような有線ネットワークに接続され、さらに共通サーバーコンピュータ１２７に接続されている。
【００２２】
領域１０１内では無線装置１１１と１１３とはアクセスポイント１２１を介して互いに交信を行なうことができ、また領域１０３内では無線装置１１５と１１７とはアクセスポイント１２３を介して互いに交信することができる。アクセスポイント１２１は、装置１１１と１１３がＬＡＮ１２５を介してサーバ１２７と交信することを可能にし、またアクセスポイント１２３は、装置１１５と１１７がＬＡＮ１２５を介してサーバ１２７と交信することを可能にしている。さらに、ＬＡＮ１２５は、装置１１１、１１３、１１５、１１７が互いに交信したり、またそれらに接続されている何らかの他の装置と交信することを可能にしていることが認識される。
【００２３】
アクセスポイントは、もし用いられるならば、通常ＬＡＮ１２５のような有線ＬＡＮに、必ずしもこれに限れることなく、接続される。アクセスポイントの数や位置は、通常、サービスを受けるユーザーの人数や受信可能範囲及び／または隣接チャンネルの干渉などといった特定の構成や必要性に応じて決まる。単一のアクセスポイントがユーザーの密度や、干渉の影響を受ける全フロアの部屋に役立ち得ることが分かる。多重のアクセスポイントが大いにセルラー通信のセルのように利用されている。隣接アクセスポイントは隣接チャンネルに作動して干渉を防ぐ。ローミング機能を渡せて領域１０１から１０３またはその逆のように、ある領域から他の領域へ装置が移動可能にしてもよい。一般に、各アクセスポイントは追加のソフトを持っており家庭やビルの主電力にアクセスする。
【００２４】
別の実施の形態が、装置１３１、１３３、及び１３５を有する領域１０５によって示されている。装置１３１、１３３、１３５はアクセスポイントを介するのではなくむしろ互いに直接通信している。アクセスポイントのないネットワークは本質的に特別なもので、通常は利用者が少ない。装置１１１、１１３、１１５、１１７と装置１３１、１３３、１３５との主な相違点は動作モードである。無線装置１１１、１１３、１１５、１１７、１３１、１３３、１３５のそれぞれは本発明の実施の形態に従って実施される可能性のある無線通信を可能にするための無線トランシーバーを備えている。
【００２５】
装置１１１、１１３、１１５、１１７、１３１、１３３、１３５は、無線通信機能を備えたいかなる種類の装置であってもよい。例えば、オフィスや家庭環境においては、前記装置はそれぞれ何からの一台または複数のパーソナルコンピューター、ラップトップコンピューター、デスクトップコンピューターなどや、何らかの種類のプリンタ技術を用いた印刷装置、個人用デジタル型情報端末機器（ＰＤＡ）などや、スキャナー、ファクス装置などからなってもよい。無線技術を使用することにより、所定領域内のいかなる場所に位置する装置のいずれかであっても同一通信領域内にある他の装置との間で通信し、データや情報の転送を行うことが可能となる。たとえば、装置１１１はプリンタである装置１１３と無線による交信を行なうコンピューターであってもよい。また装置１１１は、コンピューターとしてサーバー１２７とファィルの送受信を行なってもよい。装置１１１は、領域１０１から１０３へ移動しても、アクセスポイント１２１を介してＬＡＮ１２５とサーバー１２７との通信を維持することができる。ＬＡＮ１２５は、電話回線、電力線、撚線対、同軸ケーブルなどのような何らかの種類の配線技術で構成され、何らかの種類のイーサネット（登録商標）構成のような何らかの適切なアーキテクチャに従って実現されてもよい。さらに無線ＬＡＮ１２５も考えられ、アクセスポイント１２１、１２３は対応する無線トランシーバーを含み、移動可能または携帯用装置であることを認識する。領域１０５内において、装置１３１から１３５自身が同様に互いに交信を行なうための一つの無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）を設立している。
【００２６】
図２は、本発明の実施の形態に従って実施された無線トランシバー２００で、装置１１１、１１３、１１５、１１７、１３１から１３５までの装置のいずれかに、またアクセスポイント１２１、１２３のいずれか一方または両方に組み込まれる可能性のある無線トランシーバーの簡略模式的ブロック図である。しかしながら、無線トランシーバー２００は、例示に過ぎないＷＬＡＮ構成に限定されるのではなく、他の種類の利用分野における別の種類のラジオあるいは無線通信にも利用できることは言うまでもない。無線トランシーバー２００は、ＺＩＦトランシーバー２０１とベースバンドプロセッサー２０３を含むゼロ中間周波数（ＺＩＦ）アーキテクチャとして実施されている。以下においてさらに詳しく述べるように、ＺＩＦアーキテクチャは中間周波数（ＩＦ）ロジックや関連回路を完全に削除することによって構成を単純化することができる。このように、ＺＩＦアーキテクチャでは、わずか２個の主要モジュール、チップまたはＩＣ（トランシーバーとプロセッサー）を用いて無線通信を可能にしている。これにより、次いで中間周波数回路やロジックを含む同様のトランシーバーに比べて部品数が大幅に削減され、コストが下がり、さらに無線トランシーバー２００の電力消費も減少する。
【００２７】
従来のＺＩＦアーキテクチャの問題のある特徴は、かなりの直流オフセット電圧を受信機内に誘導することであり、この電圧は入力信号を捕捉し、また通信を可能にするために補償または除去しなければならない。無線トランシーバー２００は、直流ループ３４７と組み合わされた自動利得コントロール（ＡＧＣ）ループ３４５（図３）で構成され、受信機内の望ましくない直流成分を測定及び減少または除去する。以下においてさらに述べるように、自動利得コントロールループ３４５には増幅入力信号を受信し、入力信号のパワーを予測し、入力信号パワーをターゲットパワーレベルに維持せんとして利得調整信号をアサートする利得制御ロジックが設けられている。直流ループ３４７は、増幅入力信号中の直流成分量を予測し、増幅入力信号中の直流成分を減少せんとして直流オフセットを出力する直流制御ロジックを備えている。また、利得制御ロジックと直流制御ロジック間の利得レベルを変換する利得インターフェースも設けられている。
【００２８】
無線トランシーバー２００は、何らかの望ましい搬送周波数と変調技術を用いていくつかの対応するデータ処理量のいずれかを達成してもよい。例えば、無線トランシーバー２００は、米国電気電子学会（ＩＥＥＥ）８０２・１１ｂに従って約２．４ギガヘルツ（ＧＨｚ）の搬送周波数と１、２、５．５、または、１１毎秒メガビット（Ｍｂｐｓ）のデータ処理量で作動するよう構成してもよい。あるいは、無線トランシーバー２００をＩＥＥＥ８０２・１１ａに従って６、１２、１８、２４、３６、または、５４Ｍｂｐｓのデータ処理量に対して約５ＧＨｚの搬送周波数で構成してもよい。図中の実施の形態において、無線トランシーバー２００はＩＥＥＥ８０２・１１ｂに従い、２．４ＧＨｚの搬送周波数において１、２、５．５、または、１１Ｍｂｐｓのデータ処理量で作動する。本発明はなんらかの特定の通信または変調技術や標準仕様に制限されないことは言うまでもないが、この実施の形態においては直接シーケンス拡散スペクトラム（ＤＳＳＳ）変調技術を用いている。
【００２９】
装置１１１〜１１７または１３１〜１３３あるいはアクセスポイント１２１、１２３のいずれも無線トランシーバー２００に合わせて構成されてもよい。個別の構成は、装置及び通信インターフェィスの種類によって定まる。無線トランシーバー２００は、コンピューターシステムの適当なスロットまたはインターフェースにプラグ接続するプラグイン型周辺装置または拡張カードのように構成されてもよい。例えば、ポータブル及びラップトップコンピューターなどに対しては、コンピューターのＰＣカードスロットへプラグ接続するパーソナルコンピューターメモリーカード国際協会（ＰＣＭＣＩＡ）カードまたはＰＣカードとして実施してもよい。アンテナはＰＣカード自体に組み込まれたり、コンピューターの外部またはその上に設けられて、適当な方法でＰＣカードにインターフェース接続されてもよい。デスクトップコンピューターなどの場合は、無線トランシーバー２００は、何らかの種類の拡張または周辺標準規格、例えば周辺部品接続（ＰＣＩ）、産業標準アーキテクチャ（ＩＳＡ）、拡張ＩＳＡ（ＥＩＳＡ）標準規格などに合わせて実施されてもよい。例えば、無線トランシーバー２００を、ＰＣＩスロットにプラグ接続されるＰＣＩカード上に実施してもよい。さらにまた、アンテナを一体型や外部接続型としてもよい。アンテナを備えたディスプレイ組込型の、小型ＰＣＩカードも考えられる。適当な通信インターフェースを用いた自立型またはスタンドアロン型のパッケージも考えられ、これはアクセスポイントには特に有利である。例えば、無線トランシーバー２００は、ユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）接続やイーサネット（登録商標）インターフェース（撚線対、同軸ケーブルなど）あるいは装置との何らかの適当なインターフェースといった直列または並列接続を有する独立型ユニットとして実施してもよい。
【００３０】
無線トランシーバー２００によって送受信されるデジタルデータは、中間アクセス制御（ＭＡＣ）装置２０５で処理される。送信の場合、ＭＡＣ装置２０５はデジタルデータ信号をパケットエンコーダ２０７へアサートし、該エンコーダはこのデータから送信用パケットを作成する。パケットエンコーダ２０７において、一つのパケットは連続した３つのシリアルビットストリームによって構成される。第一のシリアルビットストリームはプレアンブルと呼ばれ、１Ｍｂｐｓストリームの１または０とそれに続く同期（ｓｙｎｃ）パターンである。第二シリアルビットストリームはヘッダーと呼ばれ、パケット長やパケットのデータ部分のデータレートなどの１または２Ｍｂｐｓストリームのパケット情報である。第３のシリアルビットストリームはデータ部またはペイロードと呼ばれ、１、２、５．５、または、１１Ｍｂｐｓの速度のデータ・ストリームのいずれか１つである。
【００３１】
パケットエンコーダ２０７は、ベースバンドの符号化されたパケットを拡散エンコーダ（ＳＰＲＥＡＤ）２０９へ出力する。図示されている実施の形態では、１および２Ｍｂｐｓレートがバーカーワード符号化拡散方式に従って符号化され、一方５．５及び１１Ｍｂｐｓレートは相補型コードキーイング（ＣＣＫ）符号化方式によって符号化される。拡散エンコーダ２０９は、直交生成技術を使用して、Ｉチャンネルへ同相信号（Ｉ）を、またＱチャンネルへ直交（Ｑ）信号をそれぞれ出力する。１Ｍｂｐｓの場合は、１ビット入力ごとに１１チップのバーカーワードがＩとＱチャンネルへ全く同じように出力される。入力ビットが０の場合、１１チップのセンスは反転し、入力ビットが１の場合は、１１チップのセンスは反転しない。こうしてデータはバーカーコードによって拡散される。２Ｍｂｐｓの場合は、２ビットの入力ごとにＩ及びＱチャンネルのそれぞれへ１１チップが出力される。１ビットを用いてＩチャンネルの反転または非反転を行ない、残りのビットがＱチャンネルに使用される。５．５Ｍｂｐｓの場合は、４ビットを８複合（ＩとＱチャンネル）チップへ割り当てる。８チップ複合コードワードを選択し標準規格に定められている特定のルールに従って回転させる。１１Ｍｂｐｓは５．５Ｍｂｐｓに似ているが、８ビットを８複合チップに割り当てる点が異なる。
【００３２】
Ｉチャンネル信号はＩデジタル−アナログ変換器（ＩＤＡＣ）２１１へ出力され、Ｑチャンネル信号はＱＤＡＣ２１３へ出力され、ここでＩ　ＤＡＣ２１１とＱ　ＤＡＣ２１３は、また、クロックソース２５７からクロック信号ＣＲＥＦを受信する。一実施の形態において、ＣＲＥＦ信号はＩＥＥＥ８０２・１１ｂに対する必要な２２ＭＨｚの基本振動数に基づき４４ＭＨｚである。Ｉ　ＤＡＣ２１１とＱ　ＤＡＣ２１３とは、Ｉチャンネル信号とＱチャンネル信号とをそれぞれサンプリングして、デジタルフィルター処理を行う。１１Ｍｂｐｓの場合は、Ｉ　ＤＡＣとＱ　ＤＡＣは、各チップを４個のサンプルに変換する。Ｉ　ＤＡＣ２１１はＩチャンネルアナログ出力信号をエイリアス除去ローパスフィルター（ＡＡ　ＬＰＦ）２１５にアサートし、該フィルターはＩチャンネル送信信号ＴＸＩをＺＩＦトランシーバー２０１内に設けられたＬＰＦ２１９に出力する。Ｑ　ＤＡＣ２１３はＱチャンネルアナログ出力信号をもう一つのＡＡ　ＬＰＦ２１７へアサートし、該フィルターはＱチャンネル送信信号ＴＸＱをＺＩＦトランシーバー２０１内に設けられたもう一つのＬＰＦ２２１の入力端へ出力する。
【００３３】
外部電圧制御発振器（ＶＣＯ）２２９は、フェーズロックループ（ＰＬＬ）２３１とＩ／Ｑ　ＬＯ発生器２２７の入力端へ局部発信器（ＬＯ）信号を約４．８ＧＨｚの周波数で出力する。一実施の形態において、基準クリスタルを用いてＶＣＯ２２９を電圧制御で調律し、４．８ＧＨｚのＬＯ信号を発生させる。ＰＬＬ２３１は、適切な低周波信号に分割されたＣＲＥＦクロック信号を受信する。ＰＬＬ２３１は、また、ＶＣＯ４．８ＧＨｚ信号を同一の適切な低周波信号に分割する。ＰＬＬ２３１内に設けられた位相検出器回路（図示せず）は、これら２つの低周波信号、一つはＣＲＥＦ信号であり、もう一つはＶＣＯ２２９から出力された信号であるが比較して、フィルター処理された後にＶＣＯ２２９に入力される補正（Ｃ）信号を生成する。この位相固定ループ装置は、ＶＣＯから出力されたＬＯ信号のジッターを減少させる。Ｉ／Ｑ　ＬＯ２２７はＰＬＬ２３１から出力された４．８ＧＨｚ搬送波信号を二分割し、同相（Ｉ）搬送波信号と直交（Ｑ）搬送波信号の二つの信号からなる、２つの個別の２．４ＧＨｚ搬送波信号を発生する。このＩ及びＱ搬送波信号は、互いに９０度位相がずれている。Ｉ搬送波信号はＩチャンネルミキサー２２３の一方の入力端へ出力され、Ｑ搬送波信号はＱチャンネルミキサー２２５の一方の入力端へ出力される。Ｉチャンネルミキサー２２３の他方の入力端はＬＰＦ２１９の出力信号を受信し、Ｑチャンネルミキサー２２５の他方の入力端はＬＰＦ２２１の出力信号を受信する。Ｉチャンネルミキサー２２３は、Ｉ搬送波信号とＩチャンネル送信信号を混合してＩチャンネルをベースバンドレベルから２．４ＧＨｚの無線周波数へアップコンバータで変換する。Ｑチャンネルミキサー２２５は、Ｑ搬送波信号とＱチャンネル送信信号を混合してＱチャンネルをベースバンドから２．４ＧＨｚの無線周波数へアップコンバータで変換する。Ｉ／Ｑチャンネルミキサー２２３、２２５からの出力信号は可変利得増幅器（ＶＧＡ）２３３の入力端で混合される。ＶＧＡ２３３は、増幅された送信信号を固定利得増幅器２３５の入力端へアサートし、該増幅器はその出力を無線周波数パワー増幅器（ＲＦＰＡ）２３７へ出力する。ＲＦＰＡ２３７は、増幅された無線周波数信号をＲＦ　ＬＰＦ２３９へアサートし、該フィルターはフィルター処理されたＲＦ出力信号を送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ２４１の一方の入力端へ出力する。送信の場合は、Ｔ／Ｒスイッチ２４１はＬＰＦ２３９のＲＦ出力信号を双方向バンドパスフィルター（ＢＰＦ）２４３へ出力し、該フィルターはフィルター処理されたＲＦ出力信号をダイバーシティースイッチ２４５へ出力する。このダイバーシティースイッチ２４５は、２台のアンテナ２４７、２４９のうち選択された一つのアンテナへＲＦ送信信号をアサートする。
【００３４】
ＲＦＰＡ２３７は、送信検出（ＴＸ　ＤＥＴ）信号をベースバンドプロセッサー２０３内に設けられた送信Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２５１へ戻してアサートし、該プロセッサーは対応するデジタルフィードバック信号をＭＡＣ２０５へ出力する。前記ＭＡＣ２０５は、ＡＤＣ２５１を介して送信出力信号を検出するパワー制御アルゴリズムを有し、送信（ＴＸ）ＤＡＣ２５３の入力端へフィードフォワード信号を出力し、該変換器は送信自動利得制御（ＴＸ　ＡＧＣ）信号をアサートしてＶＧＡ２３３の利得を制御する。さらに、ＺＩＦトランシーバー２０１は電圧基準ソース２５５を備え、ＺＩＦトランシーバー２０１とベースバンドプロセッサー２０３に対する電圧基準（ＶＲＥＦ）信号を出力する。このＶＲＥＦ信号は１．２ボルト等のような何らかの使いやすい電圧でよい。クロックソース２５７はＺＩＦトランシーバー２０１内に設けられたＰＬＬ２３１へＣＲＥＦ信号を出力する。
【００３５】
Ｔ／Ｒスイッチ２４１を選択しアンテナ２４７、２４９のいずか一方から信号を受信し、フィルター処理された信号（ＢＰＦ２４３を介して）を平衡／不平衡（ＢＡＬＵＮ）インピーダンス整合ネットワーク２５９の入力端へ出力する。ＢＡＬＵＮ２５９は受信されたＲＦ入力信号ＲＲＦを可変ＬＮＡ２６１の入力端へ出力する。ＬＮＡ２６１はその出力を利得固定ＬＮＡ２６３の入力端へアサートする。ＬＮＡ２６３は、Ｉチャンネルミキサー２６５とＱチャンネルミキサー２６７のそれぞれの入力端へ増幅されたＲＦ受信信号をアサートする。Ｉ／Ｑ　ＬＯ２２７は、Ｉ搬送波信号をＩチャンネルミキサー２６５のもう一方の入力端へアサートし、またＱ搬送波信号をＱチャンネルミキサー２６７のもう一方の入力端へアサートする。Ｉチャンネルミキサー２６５は、ＲＦ受信信号中のＩチャンネル出力信号からＩ搬送周波数を分離し、Ｉチャンネル出力信号をＬＰＦ２６９へ出力する。同様に、Ｑチャンネルミキサー２６７は、ＲＦ受信信号中のＱチャンネル出力信号からＱ搬送周波数を分離し、Ｑチャンネル出力信号をＬＰＦ２７１へ出力する。
【００３６】
ＬＰＦ２６９の出力は、可変ベースバンド自動利得制御（ＢＢ　ＡＧＣ）増幅器２７３の入力端へ出力される。同様に、ＬＰＦ２７１は、その出力をもう一方のＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７５の入力端へアサートする。ＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７３は、増幅Ｉチャンネルアナログ受信信号（ＲＸＩ）をＩチャンネル受信器ＡＡ　ＬＰＦ２７７の入力端へアサートし、該フィルターはベースバンドプロセッサー２０３内に設けられたＩチャンネルＡＤＣ（Ｉ　ＡＤＣ）２８１の入力端へその出力をアサートする。ＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７５は、増幅Ｑチャンネルアナログ受信信号（ＲＸＱ）をＱチャンネルＡＡ　ＬＰＦ２７９の入力端へアサートし、該ＬＰＦはその出力をベースバンドプロセッサー２０３内に設けられたＱチャンネルＡＤＣ（Ｑ　ＡＤＣ）２８３の入力端へ出力する。Ｉ　ＡＤＣ２８１とＱ　ＡＤＣ２８３は、それぞれのＩ及びＱチャンネルデジタル受信信号ＲＤＩ、ＲＤＱを拡散デコーダ（ＤＥ−ＳＰＲＥＡＤ）２８５へアサートし、該デコーダーは拡散エンコーダー２０９と反対の処理を行い受信ベースバンド符号化パケットを検索する。拡散デコーダー２８５は、受信されたベースバンドパケットをパケットデコーダー２８７へ出力し、該デコーダーは様々な機能の中でもパケットペイロードの検索と受信データ信号のストリームの生成を行う。ＲＤＩとＲＤＱ信号は、また後から説明される補償ロジック２８４へ出力される。パケットデコーダー２８７のデータ信号は、ＭＡＣ装置２０５の受信入力端へ出力され、該装置は受信された信号を実装されたインターフェースを介して対応する装置へ出力する。ＭＡＣインターフェースは、ＰＣカード等の上のように装置内部に組み込んでもよいし、あるいはＵＳＢ等に従って適当な外部コネクタを用いて外部に配置してもよい。
【００３７】
ＺＩＦトランシーバー２０１内の設けられているオーバーロード検出器（ＯＤ）２８９は、ＬＰＦ２６９とＬＰＦ２７１のそれぞれの出力端に接続された、第一及び第二入力端を有し、受信入力信号のオーバーロードを検出する。オーバーロード検出器２８９は、ベースバンドプロセッサー２０３内のＯＶＬＤ　ＡＤＣ２９１にベースバンドオーバーロード（ＢＢ　ＯＶＬＤ）信号をアサートし、該装置は対応するデジタルオーバーロード信号ＯＶＬＤを補償装置２８４へ出力する。このように、補償装置２８４は受信信号のオーバーロードを検出し、ＨＩ／ＬＯ信号をアサートしてＺＩＦトランシーバー２０１の可変ＬＮＡ２６１を制御する。図中の実施の形態においては、可変ＬＮＡ２６１は高利得（ＨＩ）と低利得（ＬＯ）との間に約３３デシベル（ｄＢ）のステップ差分を有する。この利得は初めは、高く設定されて弱い信号を検出し、受信信号がオーバーロード検出器２８９で検出されるようなオーバーロード状態を引き起こすようであれば一定の条件のもとで低い利得へと切り換えられる。
【００３８】
以下でさらに詳しく述べるように、補償装置２８４は、ＡＧＣ　ＤＡＣ２９７と呼ばれる利得ＤＡＣへ利得調節信号ＧＡＤＪをアサートすることにより受信信号の利得をターゲットパワーレベルへ制御する。ＡＧＣ　ＤＡＣ２９７は、対応するアナログフィードバック利得制御信号ＧＡＩＮ　ＡＤＪＵＳＴをアサートしてＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７３、２７５の両方の利得を制御する。連一の利得制御信号がＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７３、２７５の双方へ出力され、そのようにして受信信号のＩ及びＱチャンネルの利得が互いに適切に追従する。補償装置２８４は、さらにそれぞれのデジタルＩ及びＱチャンネル直流オフセット信号ＩＤＣＯＦＦと信号ＱＤＣＯＦＦをＩチャンネルオフセット（Ｉ　ＯＦＦ）ＤＡＣ２９３と、Ｑチャンネルオフセット（Ｑ　ＯＦＦ）ＤＡＣ２９５へそれぞれアサートする。Ｉ　ＯＦＦ　ＤＡＣ２９３はＩチャンネル直流オフセットアナログ信号（Ｉ　ＯＦＦＳＥＴ）をＬＰＦ２６９へアサートし、Ｑ　ＯＦＦ　ＤＡＣ２９５はＱチャンネル直流オフセットアナログ信号（Ｑ　ＯＦＦＳＥＴ）をＬＰＦ２７１へアサートする。このように、補償装置２８４は、ＺＩＦトランシーバー２０１内の受信信号のＩ及びＱチャンネル両方内の直流オフセットを測定、減少または除去しようとする。
【００３９】
ＺＩＦアーキテクチャを利用して、より少ないコストと電力消費で十分な性能とより高度の優データ処理量を達成する。このことは、比較的優れた性能が必要とされるマルチメディアやＤＶＤ分野への応用を要求する消費者市場では特に有用である。また、消費者市場では価格の低減も要求される。ＺＩＦアーキテクチャは、中間周波数成分や外部フィルターを除去することによって十分な性能を維持しながら、低価格を実現する一つの方法である。本発明は何らかの特定の周波数域に限定されるものではないが、目標搬送波周波数は２〜５ＧＨｚレンジ及びそれ以上といったＧＨｚレンジにある。２〜５ＧＨｚ帯は、十分な干渉量がある比較的ノイズの多い帯域である。ＺＩＦアーキテクチャを利用してノイズの多い環境においても性能レベルを維持する。
【００４０】
ＺＩＦアーキテクチャ特有の問題は、Ｓ／Ｎ（ＳＮＲ）比を劣化させるベースバンドにおける直流オフセットの発生であり、この問題は装置の性能に直接関係する。ＺＩＦアーキテクチャには、著しい直流オフセットレベルに対抗するのに用いられる可能性のある中間周波段が設けられていない。多くの直流オフセットの根源は、集積回路の型の自家熱のような温度変化によるものである。受信ミキサー２６５、２６７は、Ｉ／ＱＬＯ２２７によって発生した搬送周波数の直流オフセットを内部へ注入する。このＬＯ直流オフセットは、可変ＬＮＡ２６１の選択利得レベルだけでなくＲＦ周波数あるいはチャンネル選択によっても変動する。この変動は、チャンネルや利得の変化により速やかに発生する。温度によるゆっくりとした直流ドリフトも発生する。外部的にＩ／ＱＬＯ２２７から出力されたＬＯ搬送周波数は、アンテナ入力ポートへ漏出し、直流オフセットを引き起こす。この外部直流オフセットは、手、体、宝石、マウスポインターなどの動きや冷却ファン等の電子装置の起動、及びアンテナの回りにあるリフレクターからの再反射などの外部環境の変化に伴い変動する。無線装置の移動あるいはアンテナ方向の変化もまたチャンネルやその領域の伝播特性に著しい変動を引き起こす。こうした環境の変化は、漏出するＬＯ搬送周波数の大きさや位相を動的に変化させるインピーダンスの変化を誘引する。
【００４１】
受信ミキサー２６５、２６７はまたそれらの出力端に直流オフセットを発生する。この直流オフセットは、主としてバイポーラーと金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）デバイスとの整合や抵抗器の整合のような回路整合の機能である。この直流オフセットもまた温度変化や自家発熱によってドリフトする。Ｉ及びＱチャンネルＬＰＦ２６９やＬＰＦ２７１もまたそれらの出力端にオフセットは発生する。この直流オフセットもまた回路整合の機能である。Ｉ及びＱチャンネルベースバンドＡＧＣ増幅器２７３と２７５もまたそれらの入力端に直流オフセットを発生する。当該直流オフセットもまた本来回路整合の機能である。この機能に伴うアナログ制御回路のため、整合変動の影響は受信ミキサー２６５、２６７やＬＰＦ２６９、２７１によって経験される直流オフセットの影響よりも強烈である。この直流オフセットは、また利得設定に伴って非直線的に変動し、温度変化や自家発熱によりドリフトする。制御電圧対利得特性の関係も時間と共に徐々に変化する可能性がある。ドリフトの主な理由は、よりゆっくりとしたパッケージ温度の変動である。デジタル形式で生成された信号の高調波からの内部無線妨害による一定レベルの直流オフセットが発生することもある。無線妨害がアンテナ及び／またはＲＦフロントエンドに注入される時、この直流オフセットはチャンネルやＬＮＡ利得の機能であるだけではなくスプリアス信号を発生する特定のデジタル回路の強い機能である。一キロヘルツ（ｋＨｚ）のように一定の周波数（ｆ）以下では、１／ｆノイズは結果において直流オフセットと同様の障害として発生する。
【００４２】
直流オフセットを除去する一つの可能な方法は、結合コンデンサ等を用いるような交流結合によるものであることに着目する。しかしながら、交流結合は低周波成分をフィルター除去してしまう傾向がある。１ｋＨｚ以上ではかなりの量のデータが除去されてしまうため、交流結合は１ｋＨｚ以下のデータのみを除去するのでなくてはならない。しかし、この範囲内では約１００マイクロセカンド（μｓ）オーダーのように非常に長い整定時間がかかり、パケットベース通信のようにバースト様の環境では実用的ではない。整定時間は、通信のバースト特性に制限される。ＩＥＥＥ８０２・１１ａおよびＩＥＥＥ８０２・１１ｂの標準規格の短いプリアンブルタイムラインでは直流を正確に予測する余裕はあまりない。
【００４３】
直流オフセットの発生源は全てＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７３、２７５の入力端と関連している。ＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７３、２７５の利得レンジは、多様な環境において許容可能な性能を保証するのに十分でなくてはならない。図中の実施の形態において、ＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７３、２７５それぞれの利得レンジは、約０．７Ｖ／Ｖから８００Ｖ／Ｖまでの所望の作動範囲を得るために約―６ｄＢから６０ｄＢすなわち０．５Ｖ／Ｖから１０００Ｖ／Ｖまでの範囲である。直流オフセットレンジは、±５０〜１００ミリボルト（ｍＶ）のオーダーでよいことが決定されている。ベースバンド増幅器２７３、２７５は利得レンジが大きいためその前の段階で直流補正を行うのが望ましい。
【００４４】
図３は、受信信号の利得を制御し、またＺＩＦアーキテクチャにおける直流オフセットを減少または除去するために利用される補償システム３００のブロック模式図である。補償システム３００には、利得および直流補償を行うための無線トランシーバー２００の受信部の作動が図示されている。補償システム３００は、補償ロジック２８４の作動に着目して、ＺＩＦトランシーバー２０１とベースバンドプロセッサー２０３からの回路を含む無線トランシーバー２００内の部材を表す様々なブロックを包含している。補償システム３００のブロック模式図は、簡略化されてＩ及びＱチャンネルの両方の作動を表す単一の通信パスによって個別のＩ及びＱチャンネル信号を図示している。このようにして、同じ技術がＩチャンネルとＱチャンネルの両方に適用され、また無線トランシーバー２００の利用にも適用可能であることに留意する。
【００４５】
ＢＡＬＵＮ２５９を介するアンテナ２４７、２４９から受信されたＲＦ入力信号ＲＲＦはＬＮＡ／ミキサー３０１と呼ばれるＲＦミキサー回路へ出力され、該ミキサーはＬＮＡ２６１、２６３と受信ミキサー２６５、２６７に相当する。ＬＮＡ／ミキサー３０１は、ベースバンド受信入力信号ＲＢＢをコンバイナー３０３の一方の入力端へ出力し、該コンバイナーは直流調整された受信入力信号ＲＡＤＪをＬＰＦ２６９、２７１に相当するベースバンドＢＢ　ＬＰＦ３０５の入力端に出力する。前記コンバイナー３０３のもう一方の入力端はＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号を受信する。コンバイナー３０３は、ＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号をＲＢＢ受信信号と混合して直流調整されたＲＡＤＪ信号を出力するコンバイナーとして作動する。一実施の形態において、コンバイナー３０３は、ＲＢＢ受信信号からＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号を減算して直流調整されたＲＡＤＪ信号を出力する加算接続部である。また、コンバイナー３０３は反転ＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号を加算する加算接続部としても機能することに着目する。本発明は、いずれか特定の実施または設計構造に制限されるものではない。
【００４６】
ＢＢ　ＬＰＦ３０５の出力信号はＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７３、２７５の作動に相当するベースバンド利得増幅器ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７の入力端へ出力される。ＢＢ　ＬＰＦ３０５の出力信号も、また、オーバーロード検出器２８９へ出力され、該検出器はベースバンドオーバーロード信号ＢＢ　ＯＶＬＤをベースバンドプロセッサ２０３内のＯＶＬＤ　ＡＤＣ２９１へアサートし、該プロセッサはＯＶＬＤ信号を補償装置２８４のオーバーロード検出ブロック３０９へ出力する。ＯＶ検出ブロック３０９はＨＩ／ＬＯ信号をＬＮＡ／ミキサー３０１へアサートし、可変ＬＮＡ２６１を高利得と低利得のいずれかへ切り換える。ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７は、増幅入力信号ＲをＡＡ　ＬＰＦ２７７、２７９に相当するＡＡ　ＬＰＦ３１１の入力端へアサートする。ＡＡ　ＬＰＦ３１１の出力信号は、ＡＤＣ２８１、２８３に相当するＡＤＣ３１３へ出力される。ＡＤＣ３１３は、増幅受信入力信号Ｒのデジタル版であるＲＤをその出力端に出力し、ここでＲＤ信号はＩ及びＱデジタル受信信号ＲＤＩ、ＲＤＱに相当する。ＡＤＣ３１３から出力されるＲＤ信号は、拡散デコダー２８５へ出力される。
【００４７】
ＲＤ信号は、補償ロジック２８４のシグナルパワー予測ブロック３１５と直流予測ブロック３１９へ出力される。シグナルパワー予測ブロック３１５は、入力シグナルパワー予測信号ＲＥＳＴをコンバイナー３２１の一方の入力端へ出力する。コンバイナー３２１はターゲットパワーブロック３２３から出力されるターゲットパワー（ＴＰ）信号を受信し、またＴＰ信号をＲＥＳＴ信号と混合して受信エラー信号ＲＥとしてもう一つのコンバイナー３２５の入力端へ出力する。一実施の形態において、コンバイナー３２１は、またＲＥＳＴ信号からＴＰ信号を減算して受信エラー信号ＲＥをコンバイナー３２５の入力端へ出力する加算接続部として作動する。コンバイナー３２５は、ＲＥ信号を累算器３２９から出力された利得累算信号ＧＡＣＣと混合して利得調節信号ＧＡＤＪをその出力端に提供する。一実施の形態において、またコンバイナー３２５は、また累算器３２９から出力される利得累算信号ＧＡＣＣからＲＥ信号を減算し利得調節信号ＧＡＤＪをその出力端に出力する加算接続部としても作動する。このＧＡＤＪは、ＡＧＣ　ＤＡＣ２９７、累算器３２９、コンバーター３３１のそれぞれの入力端へ出力される。ＡＧＣ　ＤＡＣ２９７は、デジタルＧＡＤＪ信号をアナログＧＡＩＮ　ＡＤＪＵＳＴ信号に変換し、該信号はＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７の利得を制御する。累算器３２９は、継続的または周期的にＧＡＣＣ信号を調整し、ＧＡＤＪ信号の変動を追跡する。
【００４８】
直流予測ブロック３１９は、出力直流予測デジタル信号ＯＤＣＥＳＴ信号を、直流増幅器３３３の入力端へ出力し、該増幅器は変換器３３１から出力される利得変換信号ＧＣＯＮ信号で調整される。直流増幅器３３３は、変換器３３１から出力されるＧＣＯＮ信号で定まる量によってＯＤＣＥＳＴ信号を増幅または減衰（１／Ｇ）させて入力直流予測信号ＩＤＣＥＳＴをコンバイナー３３５の一方の入力端へ出力し、該コンバイナーは他方の入力端に累算器３３９から出力される直流オフセット累算信号ＤＡＣＣを受信する。コンバイナー３３５は、ＩＤＣＥＳＴ信号とＤＡＣＣ信号を混合し、直流オフセット信号ＤＣＯＦＦを提供し、該信号はＤＣ　ＤＡＣ３３７の入力端と直流累算器３３９の入力端へ出力される。一実施の形態において、コンバイナー３３５は、ＩＤＣＥＳＴ信号をＤＡＣＣ信号へ加算して直流オフセット信号ＤＣＯＦＦを出力する加算接続部として作動する。累算器３３９は、継続的にＤＡＣＣ信号をＤＣＯＦＦ信号のレベルへ調整して累積された直流値を維持する。ＤＣ　ＤＡＣ３３７は、デジタルＤＣＯＦＦ信号をコンバイナー３０３に出力されるアナログＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号に変換する。ＤＣＯＦＦ信号は、ＩＤＣＯＦＦ及びＱＤＣＯＦＦ信号の作動を表し、またＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号はＩ　ＯＦＦＳＥＴ信号及びＱ　ＯＦＦＳＥＴ信号の作動を表す。
【００４９】
他の例や変形例が多数考えられることに注目する。例えば、コンバイナー３０３を単一の加算接続部として実施し、直流増幅器３３３またはＤＣ　ＤＡＣ３３７が否定または反転処理を行い負のＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号を生成し、その信号がついでコンバイナー３０３によりＲＢＢ信号に加算されてもよい。
【００５０】
制御ロジック３４３は作動制御や変数設定などを行うためＯＶ検出ブロック３０９、ターゲットパワーブロック３２３、直流予測ブロック３１９に接続されている。例えば、制御ブロック３４３を用いて、ターゲットパワーブロック３２３によって使用される目標電力レベルを製造業者やユーザーが設定してＴＰ信号を制御することを可能にしてもよい。
【００５１】
作動中は、アンテナ２４７、２４９から出力されるＲＲＦ信号は、ＬＮＡ／ミキサー３０１によりベースバンド周波数のＲＢＢ信号に変換される。ＯＶ検出ブロック３０９は、アンテナ２４７、２４９のいずれか一方で受信された有効であるが弱い無線周波信号の検出を確実に行うため、最初はＨＩ／ＬＯ信号をＨＩへアサートすることによってＬＮＡ／ミキサー３０１のＬＮＡ部の利得を高く設定する。ＲＢＢ信号をコンバイナー３０３によって直流調整し、該コンバイナーはＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号を混合または減算処理してＲＡＤＪ信号をＢＢ　ＬＰＦ３０５へ出力する。ＢＢ　ＬＰＦ３０５は、フィルター処理されたＲＡＤＪ信号をＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７へ出力する。ＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号は、ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７の入力端における望ましくない直流量の予測値に基づいている。オーバーロード検出器２８９は、ＢＢ　ＬＰＦ３０５の出力端において受信入力信号がオーバーロード状態であるかどうかを検出し、もしオーバーロード状態の場合にはＢＢ　ＯＶＬＤ信号をアサートする。もしオーバーロード状態が検出された場合は、ＯＶ検出ブロック３０９はＨＩ／ＬＯ信号をＬＯ側へアサートしてＬＮＡ／ミキサー３０１の入力利得を低下させ、受信入力信号ＲＢＢをターゲットパワーレベルに近づける。
【００５２】
ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７は、ＲＡＤＪ信号を増幅し、Ｒ信号をＡＡ　ＬＰＦ３１１へ、また次いでベースバンドプロセッサー２０３のＡＤＣ３１３へ出力する。ＡＤＣ３１３は、アナログＲ信号をデジタル受信信号ＲＤに変換し、この信号を拡散２８５へ（ＲＤＩ信号とＲＤＱ信号として）出力する。シグナルパワー予測ブロック３１５、コンバイナー３２１と３２５、ターゲットパワーブロック３２３、累算器３２９、及びＡＧＣ　ＤＡＣ２９７は、ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７、ＡＡ　ＬＰＦ３１１、ＡＤＣ３１３とからなる信号パス装置と組み合わせてＡＧＣループ３４５を構成しており、該ループはＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７を中心とする利得フィードバック回路である。ＡＧＣループ３４５は、増幅入力信号を受信し、入力信号のパワーを予測し、入力シグナルパワーをターゲットパワーレベルに維持するため利得調整信号をアサートする利得制御ロジックを含有する。特に、シグナルパワー予測ブロック３１５はＲＤ信号中のベースバンド入力信号のパワーを予測し、その信号を表すＲＥＳＴ信号をアサートする。一実施の形態において、このパワー予測ではＲＤ信号のいかなる直流レベルでも除外される。コンバイナー３２１は、ＲＥＳＴ信号をＴＰ信号と比較してＲＥ信号を生成し、該信号はＴＰ信号によって示されているターゲットパワーレベルに比例してＲＤ信号のパワーエラーの量を同定する。コンバイナー３２５は、存在するいかなるパワーエラーをも補償するためにＧＡＤＪ信号の現在の値を調整する。ＡＧＣ　ＤＡＣ２９７は、ＧＡＤＪ信号をアナログＧＡＩＮ　ＡＤＪＵＳＴ信号に変換し、該信号をＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７の利得制御入力端へ出力してＲＤ信号内のベースバンド入力信号のパワーレベルを制御する。このようにして、ＡＧＣループ３４５は、ＲＤ信号内の入力ベースバンド信号のパワーレベルをターゲットパワーレベルへ維持または調整しようとする。
【００５３】
図中の実施の形態において、ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７は、ＢＢ　ＡＧＣ増幅器２７３、２７５のいずれかに相当し、デシベル単位で測定される―６から６０ｄＢの範囲にある対数利得スケールを使用する。ＲＤ信号はデジタル形式であるため、シグナルパワー予測ブロック３１５、ターゲットパワーブロック３２３、累算器３２９、及びコンバイナー３２１と３２５はデジタル装置であり、ＲＥＳＴ、ＴＰ、ＲＥ、ＧＡＣＣ、及びＧＡＤＪ信号はデジタル信号である。ＡＧＣ　ＤＡＣ２９７は、約±１ｍＡの制御電流レンジでアナログ電流信号を出力してＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７に対する所望利得レンジを得る１２８段の７ビットＤＡＣである。ＡＧＣ　ＤＡＣ２９７の電流出力は、抵抗ネットワーク等（図示せず）などで電圧信号に変換されてＧＡＩＮ　ＡＤＪＵＳＴ信号を得る。
【００５４】
直流予測ブロック３１９、コンバーター３３１、直流増幅器３３３、コンバイナー３３５、累算器３３９、ＤＣ　ＤＡＣ３３７、及びコンバイナー３０３を、コンバイナー３０３とＡＤＣ３１３の間の受信信号パスと組み合わせて、入力信号パスにおけるＲＤ信号の直流成分を減少または除去するように作動する直流ループ３４７を構成する。直流ループ３４７は、増幅入力信号中の直流量を予測して、増幅入力信号中の直流を減少させるために直流オフセットを出力する直流制御ロジックを含む。特に、直流予測ブロック３１９は、ＲＤ信号の直流オフセットを予測し、直流量を示すＯＤＣＥＳＴ信号をＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７の出力端へ出力する。ＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号がコンバイナー３０３とＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７の入力端へ印加され、またＲＡＤＪ信号の何らかの残りの直流成分はＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７で効果的に増幅されるため、直流増幅器３３３はＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７の利得を補償するよう作動する。ＧＡＤＪ信号を受信し、直流増幅器３３３の利得を制御するＧＣＯＮ信号の生成を行うコンバーター３３１は、利得制御ロジックと直流制御ロジックとの間の利得レベルを変換する利得インターフェースをとして作動する。一実施の形態において、前記コンバーター３３１は利得（１／Ｇ）を反転する。コンバーター３３１は、さらにＢＢ　ＡＧＣ３０７と直流増幅器３３３との間の異なる利得レンジ及び／又は異なる利得スケールを補償しもよい。このように、直流増幅器３３３でアサートされたＩＤＣＥＳＴ信号は、ＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号のエラーを示す。コンバイナー３３５は、累算器３３９でＤＡＣＣ信号として維持されているＤＣＯＦＦ信号をＩＤＣＥＳＴ信号を用いて調整しＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ信号中のエラーを補償する。
【００５５】
図中の実施の形態においては、ＲＤ信号はデジタル形式であるため、直流予測ブロック３１９、直流増幅器３３３、累算器３３９、及びコンバイナー３３５はデジタル装置であり、ＯＤＣＥＳＴ、ＩＤＣＥＳＴ、ＤＡＣＣ、及びＤＣＯＦＦ信号はデジタル信号である。また、Ｉ、Ｑ　ＯＦＦ　ＤＡＣ２９３、２９５のいずれか一方に相当するＤＣ　ＤＡＣ３３７は、２の補数形式で作動する、約±５ミリアンペア（ｍＡ）範囲内でアナログ電流を出力する１２ビットの電流ベースのＤＡＣである。ＤＡＣ出力電流は、約±７５ｍＶの範囲のＤＣ　ＯＦＦＳＥＴ電圧信号に変換されて、約±６４ｍＶの範囲の予想直流オフセットを補償する。コンバーター３３１は、全体としてデジタル装置として作動してデジタルＧＡＤＪ信号をデジタルＧＣＯＮ信号に変換する。あるいは、直流増幅器３３３の構成によってはＧＣＯＮ信号はアナログ信号であることも考えられる。図中の実施の形態においては、直流増幅器３３３は直線式利得増幅器である。一般に、ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７は、何らかの直流を含む入力信号を増幅するため、直流増幅器３３３はＯＤＣＥＳＴ信号を増幅して直流ループ３４７の制御を維持する増幅器として作動する。直流増幅器３３３による増幅量は、ＧＣＯＮ信号を介してコンバーター３３１によって制御される。コンバーター３３１にはＧＡＤＪ信号を受信し、またＧＣＯＮ信号をそれに合わせて調整する。
【００５６】
前述のように、コンバーター３３１は、利得制御ロジックと直流制御ロジックとの間の利得レベルを変換する利得インターフェースとして作動する。一実施の形態において、コンバーター３３１は、ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７と直流増幅器３３３との間の利得を反転する。コンバーター３３１は、さらにＯＤＣＥＳＴ信号の増幅がＲＡＤＪ信号の利得と一致するようにＧＡＤＪとＧＣＯＮ信号に重み付けする何らかのビットと共に対応するレンジまたはユニット間の変換を行ってもよい。あるいは、またはさらには、コンバーター３３１は対数スケールと線式スケール間のような利得スケール間で変換を行なう。特に図中の実施の形態の場合は、ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７はデシベル（ｄＢｓ）単位で測定される対数利得増幅器であり、また直流増幅器３３３は線式利得増幅器であるため、コンバーター３３１はデシベル単位のＧＡＤＪ信号から線式利得ＧＣＯＮ信号に変換する。ＢＢ　ＡＧＣ増幅器３０７と直流増幅器３３３の双方が線式増幅器である実施の形態において、コンバーター３３１は、対数変換を必要とせずにＧＡＤＪ信号とＧＣＯＮ信号とに重み付けする何らかのビットと共に対応するレンジまたはユニット間を変換する。
【００５７】
適切な直流補償を行って高性能無線トランシーバーの中間周波数（ＩＦ）部分を除去することで、結果的に電力要求が少なく比較的高性能で低価格な無線ＺＩＦトランシーバーが得られることが分かる。本発明の実施の形態に係わる利得ループにインターフェース接続された直流補償ループを用いることにより、こうした目標が達成される。ベースバンド利得増幅器の出力端における直流値を予測し、利得ループに連結された利得変換処理に基づいて予測直流を増幅させることにより前記入力端に直流オフセットを出力して、ベースバンドプロセッサー復号装置に出力される直流を有効に制御する。こうした機能により、比較的堅牢で、比較的高いデータ処理量を有する十分な性能を備えた家庭用または小規模ビジネス用としてのＷＬＡＮ装置を設計することが可能となる。本発明の実施の形態に従うＺＩＦ設計により、高感度が得られ、利得および直流オフセットループの速やかな鎮静を行うことが可能となる。通信がバースト様およびパケット様特性を有しているため、速やかな整定が望ましい。直流オフセットを補償するため平均化されたりあるいは除去される大量の固有ノイズにもこの設計は対処している。
【００５８】
本発明に係わるシステムおよび方法について一または複数の好適な実施の形態に関連して説明してきたが、本発明はここに述べられた特定の形式に限定されることを意図しているのではなく、添付の請求項に定義されている本発明の精神および範囲に正当に含まれ得るような、他の実施例、変形例、相当例が、網羅されることを意図しているものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の一または複数の実施の形態に従って実施された無線装置の作動を一般的に図示する一または複数の無線ＬＡＮのブロック模式図である。
【図２】図２は、ゼロ中間周波数（ＺＩＦ）アーキテクチャ内にあって図１の何らかの装置またはアクセスポイント内に組み込まれてもよい本発明の実施の形態に従って実施された無線トランシーバーの簡略化された模式的回路ブロック図である。
【図３】図３は、受信された信号の利得を調整して、図２の無線トランシーバーの直流オフセット値を低下または除去するために利用される補償システムのブロック模式図である。

Claims (17)

  1. ゼロ中間周波数（ＺＩＦ）アーキテクチャに構成された無線通信装置用直流補償装置であって、
    直流オフセット信号を入力信号と混合し、調整された入力信号を出力するコンバイナーと、
    前記調整された入力信号を受信し、利得調整信号に基づいて増幅入力信号を出力する利得増幅器と、
    前記増幅された入力信号を受信し、入力信号のパワーを予測し、ターゲットパワーレベルに前記入力信号のパワーを維持するために前記利得調整信号を出力する利得フィードバック回路と、
    前記増幅された入力信号中の直流レベルを予測し、直流予測信号を出力する直流予測器と、
    前記直流予測信号を受信し、利得変換信号に基づいて前記直流オフセット信号を出力する直流増幅器と、
    前記利得調整信号を受信し、前記直流増幅器へ前記利得変換信号を出力するコンバーターと、からなることを特徴とする直流補償装置。
  2. 請求項１記載の直流補償装置であって、前記利得変換器は、前記利得増幅器と前記直流増幅器の利得レンジを変換することを特徴とする直流補償装置。
  3. 請求項１記載の直流補償装置であって、さらに、
    対数利得スケールを有する前記利得増幅器と、
    線式利得スケールを有する前記直流増幅器と、
    前記対数利得スケールと前記線式利得スケール間を変換する前記コンバーターと、からなることを特徴とする直流補償装置。
  4. 請求項１記載の直流補償装置であって、さらに、
    前記増幅入力信号をデジタル入力信号に変換するアナログ・デジタル変換器と、
    前記デジタル入力信号の直流レベルを予測し、デジタル直流予測信号を出力する前記直流予測器と、
    前記デジタル直流予測信号を受信して、デジタル直流オフセット信号を出力する直流増幅器と、
    前記デジタル直流オフセット信号を対応するアナログ直流オフセット電圧へ変換し、前記アナログ直流オフセット電圧を前記コンバイナーへ出力する直流デジタル・アナログ変換器と、からなることを特徴とする直流補償装置。
  5. 請求項４記載の直流補償システムであって、さらに、
    前記デジタル入力信号を受信して、デジタル利得調整信号を出力する前記利得フィードバック回路と、
    前記デジタル利得調整信号を、前記利得増幅器の利得を制御するアナログ利得調整信号へ変換する利得ＤＡＣと、
    前記デジタル利得調整信号を受信して、デジタル利得変換信号を出力して前記直流増幅器の利得を制御する前記コンバーターと、からなることを特徴とする直流補償装置。
  6. ＺＩＦトランシーバーからなる無線通信装置であって、
    該ＺＩＦトランシーバーは、
    無線周波数信号をベースバンド入力信号へ変換するＲＦミキサー回路と、
    直流オフセットをベースバンド入力信号に混合して、調整されたベースバンド入力信号を生成するコンバイナーと、
    前記調整済みベースバンド入力信号を受信し、利得調整信号に基づいて増幅入力信号をアサートするベースバンド増幅器と、
    ベースバンドプロセッサーと、からなり、
    該ベースバンドプロセッサーは、
    増幅入力信号を受信し、入力信号のパワーを予測し、ターゲットパワーレベルに入力信号のパワーを維持するため利得調整信号をアサートする利得制御ロジックと、
    増幅入力信号中の直流量を予測し、増幅入力信号中の直流量を減少させるため直流オフセットを出力する直流制御ロジックと、
    利得制御ロジックと直流制御ロジックとの間の利得レベルを変換する利得インターフェースと、から構成されることを特徴とする無線通信装置。
  7. 請求項６記載の無線通信装置であって、さらに直流制御ロジックとからなり、
    該ロジックはさらに、
    増幅入力信号中の直流量を予測して直流予測信号を出力する直流予測器と、
    前記直流予測信号を受信して、また利得変換信号に基づいて前記直流オフセットを出力する直流増幅器と、
    前記利得調整信号を受信して、また前記利得変換信号を出力するコンバーターを有する前記利得インターフェースと、からなることを特徴とする無線通信装置。
  8. 請求項７記載の無線通信装置であって、前記コンバーターは前記ベースバンド増幅器と前記直流増幅器の利得レンジの間で変換を行うことを特徴とする無線通信装置。
  9. 請求項７記載の無線通信装置であって、さらに、
    対数利得スケールを有する前記ベースバンド増幅器と、
    線式利得スケールを有する前記直流増幅器と、
    前記対数利得スケールと前記線式利得スケール間を変換する前記コンバーターと、からなることを特徴とする無線通信装置。
  10. 請求項６記載の無線通信装置であって、さらに、
    前記増幅入力信号をアナログ信号としてアサートする前記ＺＩＦトランシーバーと、
    ベースバンドプロセッサと、からなり、
    該ベースバンドプロセッサは、
    前記増幅入力信号をデジタル利得調整信号へ変換するアナログ・デジタル変換器と、
    前記デジタル入力信号を受信して、デジタル利得調整信号を出力する前記利得制御ロジックと、
    前記デジタル利得調整信号を受信して、前記利得調整信号を前記ベースバンド増幅器へ出力する利得デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
    前記デジタル入力信号を受信して、デジタル直流オフセット信号を出力する前記直流制御ロジックと、
    前記デジタル直流オフセット信号を受信して、前記直流オフセットを前記コンバイナーへ出力する直流ＤＡＣと、からなることを特徴とする無線通信装置。
  11. 請求項６記載の無線通信装置であって、
    前記無線周波数信号は同相（Ｉ）部分と直交（Ｑ）部分とを含み、
    前記ＲＦミキサー回路は、Ｉ及びＱチャンネルミキサー回路を備え、それぞれが無線周波数信号をＩ及びＱのベースバンド入力信号にそれぞれ分割し、
    前記コンバイナーは、前記Ｉ及びＱのベースバンド入力信号からＩ及びＱの直流オフセットをそれぞれ減算して、調整済みＩ、Ｑベースバンド入力信号をそれぞれ出力するＩ、Ｑチャンネルコンバイナーを備え、
    前記ベースバンド増幅器は、前記調整済みＩ、Ｑベースバンド入力信号をそれぞれ受信して、また前記利得調整信号に基づき増幅Ｉ、Ｑ入力信号をアサートするＩ、Ｑチャンネル増幅器から構成され、
    前記直流制御ロジックは、前記増幅Ｉ、Ｑ入力信号のそれぞれの直流量を予測し、Ｉ、Ｑチャンネルのそれぞれの直流を減少させるためＩ、Ｑ直流オフセットを出力し、
    前記利得インターフェースは、前記利得制御ロジックと前記直流制御ロジックとの間の利得レベルをそれぞれ変換するＩ、Ｑインターフェースを有することを特徴とする無線通信装置。
  12. 無線ゼロ中間周波数（ＺＩＦ）装置中の直流成分を減少させる方法であって、
    受信無線周波数（ＲＦ）信号をベースバンド信号へ変換し、
    直流オフセットと前記ベースバンド信号を混合して調整済みベースバンド信号を求め、
    利得信号に基づいて前記調整済みベースバンド信号を増幅して増幅入力信号を求め、
    前記増幅入力信号から入力部ベースバンド信号のパワーレベルを予測し、
    前記利得信号を調整して、前記入力ベースバンド信号のターゲットパワーレベルを達成し、
    前記増幅入力信号の直流レベルを測定して直流成分予測を求め、
    利得変換信号に基づき前記直流予測を増幅して直流オフセットを出力し、
    前記利得信号に基づき利得変換信号を生成することを特徴とする方法。
  13. 請求項１２記載の方法であって、前記利得変換信号を生成することは、利得レンジ間を変換することからなることを特徴とする方法。
  14. 請求項１３記載の方法であって、前記利得変換信号を生成することは、対数利得スケールと線式利得スケール間の変換を行うことからなることを特徴とする方法。
  15. 請求項１２記載の方法であって、前記ベースバンド信号と直流オフセットを混合することは、前記ベースバンド信号から前記直流オフセットの減算を行うことからなることを特徴とする方法。
  16. 請求項１２記載の方法であって、前記直流予測を増幅することは、前記直流予測を減衰させて前記直流オフセットを出力することからなることを特徴とする方法。
  17. 請求項１６記載の方法であって、前記直流予測を減衰させることは、さらに前記直流予測を反転させ、前記直流オフセットを出力することからなり、また前記ベースバンド信号と直流オフセットを混合することは、前記直流オフセットを前記ベースバンド信号に加えることからなることを特徴とする方法。
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