JP2004361311A - 受信時刻計測装置及びこれを用いた距離計測装置 - Google Patents

Abstract

【課題】占有周波数帯幅を拡大せずに、高精度に受信時刻を計測可能な受信時刻計測装置を提供する。
【解決手段】送信装置１から、特異部分（復調信号の波形のＭ階微分で現れる不連続点）が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号を生じさせる送信信号を送信する一方、受信信号を復調して特異部分が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号を出力する復調部１２と、復調部１２の出力する復調信号に含まれる特異部分を検出して特異部分検出信号を出力する特異部分検出部１３と、特異部分検出部１３の出力する特異部分検出信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する時刻計測部１４とを備えて構成した。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信信号の受信時刻を計測する受信時刻計測装置に関し、特に、占有周波数帯幅を拡大することなく高精度に受信時刻を計測可能な受信時刻計測装置に関する。また、この受信時刻計測装置を用いた距離計測装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
送信装置から受信装置への電波の伝搬時間を計測して距離を算出する距離計測装置では、受信装置における電波の受信時刻を計測する必要がある。
【０００３】
電波の受信時刻計測方法として、従来、スペクトル拡散通信を用いた計測方法がある（例えば、非特許文献１参照）。以下に、ＰＮ符号による直接拡散方式を用いた場合について簡単に説明する。
【０００４】
送信装置は、データ信号をＰＮ符号で拡散処理してベースバンド帯域の拡散信号を生成し、この拡散信号を変調してＲＦ（無線周波数）帯域の無線信号として送信する。受信装置は、受信した無線信号をベースバンド帯域の復調信号に復調し、復調信号を送信側と同じＰＮ符号を用いて整合フィルタで逆拡散処理する。整合フィルタ出力は、復調信号が整合フィルタのＰＮ符号と同位相であるとき最大値を示し、ＰＮ符号の１チップ以上位相がずれると略零となるので、例えば最大値の発生時刻を計測して受信時刻とする。
【０００５】
また、別の計測方法としてウェーブレット変換を用いる方法がある（例えば、特許文献１参照）。この方法は、ウェーブレット変換を用いて受信信号のタイミング情報を抽出するもので、具体的には復調信号の信号レベル不連続点の時間位置を検出している。受信装置において、信号レベルの不連続点が存在する復調信号を、ウェーブレット変換を行う直交ウェーブレット変換器に入力する。一般的に、信号レベルの不連続点は高周波を含むので、直交ウェーブレット変換器で対象の高周波信号をフィルタリングして抽出し、直交ウェーブレット変換器の出力から不連続点の時間位置を検出している。
【０００６】
【非特許文献１】
丸林他、「スペクトル拡散通信とその応用」、電子情報通信学会
【特許文献１】
特開平８−７０３３０号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、距離計測の精度は受信時刻計測の精度に依存し、前者の方法で計測精度を向上するにはＰＮ符号のチップレート（周波数）を高くすればよい。しかし、送信する無線信号の占有周波数帯幅が通常は電波法等で制限されているため、使用できるチップレートには上限があり、計測精度をこの上限以上に向上させることは難しいという問題ある。
【０００８】
後者の方法は、復調信号のレベル不連続点を検出対象としており高精度な受信時刻計測が実現可能であり、復調信号にレベル不連続点が存在することが条件である。しかし、前述のようにレベル不連続点は高周波を含むため、無線通信する場合において、復調信号、延いては無線信号の占有周波数帯幅の拡大を招き、周波数資源の利用効率の観点で問題がある。また、占有周波数帯幅を制限内に抑えようとすれば、送信側で２値のデータ信号の送信レート（情報伝送速度）を下げなければならない。このため、無線通信においては、通常、送信側で図１９（Ａ）に示すような信号レベルの不連続なデータ信号を、ローパスフィルタにより高周波成分をカットして図１９（Ｂ）に示すようなレベル不連続が生じない滑らかな信号とし、これを変調信号として搬送波を変調し送信することにより、占有周波数帯幅を抑え情報伝送速度を低下させないようにしている。この場合、受信装置の復調処理で生成される復調信号（図１９（Ｂ）と同じ信号）にはレベル不連続点が存在しないため、後者の計測方法は採用できない。信号レベルが連続している信号を用いて高精度に時刻が検出できれば、無線信号の占有周波数帯幅を拡大せずに済み、また、情報伝送速度を犠牲にしなくて済む等、産業利用上の有用性は高い。しかし、従来において、信号レベルが連続している信号を用いて高精度に時刻検出できるものは提案されていない。
【０００９】
本発明は上記問題点に着目してなされたもので、信号レベルの連続している信号を用いて受信時刻を高精度に計測できる受信時刻計測装置を提供することを目的とする。また、この受信時刻計測装置を用いた距離計測装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このため、請求項１の発明は、送信装置からの送信信号の受信時刻を計測する受信時刻計測装置であって、前記送信信号を、特異部分が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号を生じさせる信号とする一方、受信信号を復調して前記復調信号を出力する復調部と、該復調部の出力する復調信号に含まれる前記特異部分を検出して特異部分検出信号を出力する特異部分検出部と、該特異部分検出部の出力する特異部分検出信号に基づいて前記受信信号の受信時刻を計測する第１時刻計測部と、を備えて構成した。
【００１１】
かかる構成では、送信装置から特異部分が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号を生じさせるような信号を送信する。復調部は、受信信号を復調し、特異部分が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号を出力する。特異部分検出部は、復調信号に含まれる特異部分を検出して特異部分検出信号を出力する。第１時刻計測部は、入力する特異部分検出信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測し通報する。
【００１２】
前記特異部分は、請求項２のように、前記復調信号の波形のＭ階微分で現れる不連続点とするとよい。具体的には、請求項３のように、前記復調信号は、異なる連続関数で表される複数の波形を接続して構成される信号レベル変化部分を有し、前記不連続点が前記信号レベル変化部分における波形の接続点に生じる信号とするとよい。更に、請求項４のように、前記復調信号の波形の１階微分で得られる波形は、少なくとも信号レベル変化部分の始点と終点で連続であるようにすることが有益である。
【００１３】
前記特異部分検出手段は、請求項５のように、前記復調信号の波形のＭ階微分で現れる不連続点を検出する構成であるようにする。具体的には、請求項６のように、前記特異部分検出部は、Ｍ階微分で現れる不連続点の検出可能なウェーブレットによるウェーブレット変換により特異部分検出信号を生成する構成とするとよい。
【００１４】
請求項７のように、復調信号に存在するノイズによる前記受信時刻の誤計測を防止する誤計測防止部を設ける構成とするとよい。
かかる構成では、ノイズ部分を特異部分と見なして誤計測をするようなことを防止できるようになる。
【００１５】
前記誤計測防止部は、具体的には請求項８のように、特異部分検出信号と予め定めた相関用基準信号との相関演算を行って両信号の類似度が高いほど高レベルの相関信号を出力する相関演算部であり、前記第１時刻計測部は、前記相関演算部からの相関信号に基づいて受信時刻を計測する構成とするとよい。
【００１６】
かかる構成では、ノイズと相関用基準信号との類似度は低いので、ノイズが存在する場合には、相関信号レベルが低くなり、受信時刻は計測されない。
請求項９の発明では、前記復調部が、互いに直交関係にある２つの第１及び第２復調信号を出力する構成であるとき、前記特異部分検出部は、第１及び第２復調信号に含まれる前記特異部分をそれぞれ検出して第１及び第２特異部分検出信号を出力する第１及び第２検出部を有し、前記第１時刻計測部は、第１及び第２検出部からそれぞれ出力される第１及び第２特異部分検出信号の各自乗演算結果を加算した自乗和信号を出力する自乗和演算部を備え、該自乗和演算部からの前記自乗和信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する構成とするとよい。
【００１７】
かかる構成では、自乗和演算部により受信信号を復調する際の位相差を考慮することなく受信時刻の計測処理が実行できるようになる。
請求項１０の発明では、前記第１時刻計測部は、前記自乗和演算部の前段に、前記第１及び第２特異部分検出信号について予め定めた相関用基準信号との相関演算をそれぞれ行って両信号の類似度が高いほど高レベルの第１及び第２相関信号をそれぞれ出力する第１及び第２演算部を有する相関演算部を備え、前記自乗和演算部から出力される第１及び第２相関信号に基づいた自乗和信号により受信信号の受信時刻を計測する構成とするとよい。
【００１８】
かかる構成では、請求項９の構成においてノイズの影響も排除することができるようになる。
請求項１１の発明では、前記復調信号が、ＰＮ系列の符号信号とするとよい。この場合、請求項１２のように、復調信号の逆拡散処理を行って逆拡散信号を出力する逆拡散処理部と、該逆拡散処理部からの逆拡散信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する第２時刻計測部とを備える構成とするとよい。
【００１９】
かかる構成では、耐ノイズ性に優れたスペクトラム拡散通信方式を利用した受信時刻計測処理が可能となる。
請求項１３のように、前記第２時刻計測部で計測した受信時刻を基準受信時刻として当該基準受信時刻に基づいて前記第１時刻計測部で計測される受信時刻の存在範囲を予め定め、前記第１時刻計測部で計測された受信時刻が、前記存在範囲内であるときに計測時刻正常を通報し前記存在範囲外のときに計測時刻異常を通報する計測値判定部を備える構成とするとよい。
【００２０】
かかる構成では、ノイズの影響を受け難い基準受信時刻に基づいてノイズの影響による第１時刻計測部で計測された受信時刻の精度悪化を検出できるようになる。また、第１時刻計測部で計測された受信時刻の精度が基準受信時刻の計測精度より悪化することを防止できるようになる。
【００２１】
請求項１３の発明において、請求項１４のように、前記第２時刻計測部で計測した受信時刻を基準受信時刻として当該基準受信時刻に基づいて前記第１時刻計測部で時刻計測処理を行う復調信号範囲又は特異部分検出信号範囲を設定し、前記復調信号範囲又は特異部分検出信号範囲についてのみ、前記第１時刻計測部で時刻計測処理を行う構成とするとよい。
【００２２】
かかる構成では、時刻計測処理を簡素化できるようになる。
請求項１５の発明は、送信装置と受信装置間の距離を計測する距離計測装置であって、前記送信装置は、受信装置側計時部と互いに同期する送信装置側計時部を備え、当該送信装置側計時部の時刻情報に基づいて予め定めた送信時刻に送信信号を送信する構成であり、前記受信装置は、請求項１〜１４のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置と、前記受信装置側計時部と、該受信装置側計時部の時刻情報から得られる送信時刻情報と前記受信時刻計測装置で計測した受信時刻とから送信装置と受信装置間の距離を算出する距離算出部とを備えることを特徴とする。
【００２３】
かかる構成では、送信装置と受信装置間の距離を高精度に計測できるようになる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る受信時刻計測装置の第１実施形態を適用した通信装置の構成を示すブロック図である。
【００２５】
図１において、通信装置は、送信信号を送信する送信装置１と、送信装置１からの送信信号を受信する受信装置１０とからなり、受信装置１０は、送信信号の受信時刻を計測する受信時刻計測装置１１を備える。
【００２６】
送信装置１は、受信時刻計測装置１１の復調部１２において特異部分が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号を生じさせる送信信号を送信する構成であり、例えば変調信号のディジタル波形データをＤ／Ａ変換器によりＤ／Ａ変換してアナログ変調信号を生成する変調信号生成部２と、アナログ変調信号を変調してＲＦ帯域の無線信号を出力する変調部３とを備え、この無線信号をアンテナから送信する。
【００２７】
本実施形態の受信時刻計測装置１１は、アンテナを介して入力する送信信号を復調して復調信号を出力する前記復調部１２と、復調信号を入力して復調信号に含まれる特異部分を検出して特異部分検出信号を出力する特異部分検出部１３と、特異部分検出信号を入力して受信信号の受信時刻を計測し通報する第１時刻計測部としての時刻計測部１３とを備える。
【００２８】
前記復調部１２は、特異部分が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号を出力する。ここで、前記特異部分は、復調信号の波形のＭ階微分（Ｍは自然数）で現れる不連続点である。
【００２９】
前記特異部分検出部１３は、復調信号の波形のＭ階微分（Ｍは自然数）で現れる不連続点を検出して特異部分検出信号として出力するものである。具体的には、Ｍ階微分で現れる不連続点を検出可能なウェーブレット変換を行い、ウェーブレット変換結果から特異部分検出信号を生成して出力するものであり、ウェーブレット変換として離散ウェーブレット変換を用いる場合には、サブバンド分解フィルタを用いて構成される。
【００３０】
図２に、離散ウェーブレット変換を行うサブバンド分解フィルタを用いた特異部分検出部１３の構成例を示す。
図２において、特異部分検出部１３は、復調信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１３Ａと、帯域４分割のサブバンド分解フィルタ１３Ｂとで構成される。サブバンド分解フィルタ１３Ｂは、３つのＨＰＦ１３ａ〜１３ｃと、３つのＬＰＦ１３ｄ〜１３ｆと、６つのサンプリング器１３ｇ〜１３ｌとで構成される。
【００３１】
復調信号は、Ａ／Ｄ変換器１３Ａでディジタルの離散化復調信号に変換されてサブバンド分解フィルタ１３Ｂに入力する。入力した離散化復調信号は、ＨＰＦ１３ａとＬＰＦ１３ｄに入力され、各出力はそれぞれのサンプリング器１３ｇと１３ｈで１個おきに間引かれて１／２にダウンサンプリグされる。このときのＨＰＦ１３ａ側の出力をＤ１とする。ＬＰＦ１３ｄ側の出力は、後段のＨＰＦ１３ｂとＬＰＦ１３ｅに入力され、各出力はそれぞれのサンプリング器１３ｉと１３ｊで１／２にダウンサンプリグされ、ＨＰＦ１３ｂ側の出力をＤ２とする。ＬＰＦ１３ｅ側の出力は、後段のＨＰＦ１３ｃとＬＰＦ１３ｆに入力され、その出力はそれぞれのサンプリング器１３ｋと１３ｌで１／２にダウンサンプリグされ、ＨＰＦ１３ｃ側の出力をＤ３、ＬＰＦ１３ｆ側の出力をＡとする。１組のＨＰＦとＬＰＦは復調信号の周波数帯域を２分割する。従って、サブバンド分解フィルタ１３Ｂは、離散化復調信号を高域から低域に向かって４：２：１：１の比率の帯域に４分割する。不連続点検出による時刻計測は周波数が高い程精度がよく、本実施形態では出力Ｄ１を特異部分検出信号として出力する構成である。
【００３２】
尚、ウェーブレット変換は、信号処理や信号解析の分野で用いられており、ウェーブレット変換による微分不連続性の検出については、例えば文献「Ｓｉｎｇｕｌａｒｉｔｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｗｉｔｈ Ｗａｖｅｌｅｔｓ」（Ｓ．Ｍａｌｌａｔ ａｎｄ Ｗ．Ｌ．Ｈｗａｎｇ：ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．３８，Ｎｏ．２，ｐｐ．６１７−６４３（１９９２−３））や、「ウェーブレット解析とフィルタバンク」（Ｇ．ストラング他著・高橋他訳，倍風館）、「ウェーヴレットビギナーズガイド」（榊原著，東京電機大学出版局）に記載されている。
【００３３】
前記時刻計測部１４は、例えば図３のように、レベル比較器１４Ａと、計時部１４Ｂと、受信時刻算定部１４Ｃとを備えて構成される。レベル比較器１４Ａは、特異部分検出信号（本実施形態では図２の出力Ｄ１）の信号レベルと予め設定した閾値Ｖｔｈとを比較し、特異部分検出信号の信号レベルが閾値Ｖｔｈ以上になったときに論理値１の信号を受信時刻算定部１４Ｃに出力する。計時部１４Ｂは現在時刻情報を受信時刻算定部１４Ｃに出力する。受信時刻算定部１４Ｃは、レベル比較部１４Ａから論理値１の信号が入力したときの時刻情報により受信信号の受信時刻を計測する。尚、特異部分検出信号が正負となる場合には、図３の点線で示すように絶対値化回路１４Ｄを設けて特異部分検出信号の絶対値をレベル比較器１４Ａに入力する構成とするとよい。
【００３４】
ここで、Ｍ階微分により不連続点を生じる復調信号について説明する。
Ｍ階微分により不連続点を生じる復調信号の波形は、異なる連続関数で表される複数の波形を接続することにより信号レベルを連続させる構成とする。これにより、Ｍ階微分で現れる不連続点が、異なる連続関数で表される複数の波形の接続点に生じる。復調信号において、異なる連続関数で表される複数の波形で構成され信号レベルが変化している範囲を信号レベル変化部分と呼ぶことにする。
【００３５】
信号レベル変化部分の構成方法は具体的には以下の通りである。
信号レベル変化部分は、横軸を変数ｔで表し、α≦ｔ≦βの範囲であって、例えばｔ＝γ１、γ２∈［α，β］（γ１＜γ２）にＭ階微分の不連続を生じるように構成する。このとき、信号レベル変化部分は、α≦ｔ≦γ１の範囲で定義された連続関数ｆａ（ｔ）で表される波形と、γ１≦ｔ≦γ２の範囲で定義された連続関数ｆｂ（ｔ）で表される波形と、γ２≦ｔ≦βの範囲で定義された連続関数ｆｃ（ｔ）で表される波形とにより構成するものとすれば、ｆａ（ｔ）、ｆｂ（ｔ）及びｆｃ（ｔ）は、それぞれ少なくとも以下の（１）〜（４）の条件を満たすように定める。
（１）ｆａ（γ１）＝ｆｂ（γ１）、ｆｂ（γ２）＝ｆｃ（γ２）
（２）ｆａ（α）＝ｆＤ１（α）、ｆｃ（β）＝ｆＤ２（β）
ｆＤ１（ｔ）、ｆＤ２（ｔ）はそれぞれｔ≦αとｔ≧β区間の復調信号を表す連続関数である。
（３）ｆａ（ｔ）、ｆｂ（ｔ）及びｆｃ（ｔ）はそれぞれ［α，γ１］、［γ１，γ２］及び［γ２，β］でＭ階微分可能である。
（４）ｆａ₋ ^（Ｍ）（γ１）≠ｆｂ_＋ ^（Ｍ）（γ１）、ｆｂ₋ ^（Ｍ）（γ２）≠ｆｃ_＋ ^（Ｍ）（γ２）
ｆ^（Ｍ）（ｔ）は関数ｆ（ｔ）のＭ階微分の導関数であり、ｆ₋ ^（Ｍ）（ρ）及びｆ_＋ ^（Ｍ）（ρ）はそれぞれｔ＝ρでの左側微係数及び右側微係数である。
【００３６】
上記（１）は、信号レベル変化部分の各波形の接続点γ１，γ２にレベル不連続を生じないための条件である。上記（２）は、信号レベル変化部分の始点α及び終点βでレベル不連続を生じないための条件である。上記（１）と（２）の条件により、復調信号の信号レベルの連続性が確保される。上記（３）は、ｆａ（ｔ）、ｆｂ（ｔ）及びｆｃ（ｔ）はレベル不連続のない連続関数であり、そのＭ階までの導関数も連続であることを意味する。上記（４）は、ｆａ（ｔ）、ｆｂ（ｔ）及びｆｃ（ｔ）のＭ階の導関数はそれぞれの接続点で連続でないことを意味する。上記（３）と（４）の条件により、復調信号の波形のＭ階微分で現れる不連続点は異なる連続関数で表現される複数の波形の接続点に生じることになる。
【００３７】
尚、不連続点を１つだけにするには、γ１＝γ２とすればよい。また、複数の接続点のうちでＭ階の微分でレベル不連続にならない点があってもよく、その場合は、上記（４）の条件でその接続点におけるＭ階の左側微係数と右側微係数は等しくなる。
【００３８】
関数ｆａ（ｔ）（ｔ∈［α，γ１］）と関数ｆｂ（ｔ）（ｔ∈［γ１，γ２］）が異なるとは、ｆａ（ｔ）を［γ１，γ２］へそのまま拡張したときに、ｆａ（ξ）≠ｆｂ（ξ）となるξ∈［γ１，γ２］が存在することである。従って、例えば関数ｆｂ（ｔ）がｔ軸上でｆａ（ｔ）をτだけずらした関数ｆａ（ｔ−τ）である場合でも、ｆａ（ｔ）とｆｂ（ｔ）が上記条件を満たすときは両関数は異なる関数として扱う。更に、ｆａ（ｔ）とｆｂ（ｔ）が異なる関数であり、且つ、ｆｂ（ｔ）とｆｃ（ｔ）が異なる関数であるとき、上記条件に無関係にｆａ（ｔ）とｆｃ（ｔ）は異なる関数であるとして扱う。
【００３９】
前述したように無線通信において、送信信号は電波法等で占有周波数帯幅が規定されており、送信信号の周波数帯幅は制限され、従って、復調信号の周波数帯幅も制限される。周波数帯幅の制限をフィルタ等で行うと、信号レベル変化部分に存在する特異部分に影響を与え、特異部分検出信号のレベル低下等を引き起こす虞れがある。そのため、送信信号の周波数帯幅が元々上記電波法の制限を満たすように復調信号（及び送信側の変調信号）を構成することが望ましく、これにより、帯域制限のためのフィルタが不要となる。また、信号の高周波周波数成分は、主に信号レベルが変化する部分の成分に因ると考えられる。従って、信号レベル変化部分の波形を与える関数は、前述の（１）〜（４）の条件を満たし、且つ、送信信号が電波法等で規定される占有周波数帯幅を満たすように定めることが望ましい。
【００４０】
図４〜図６に、Ｍ＝１、２、３についての波形の具体例を示す。尚、各図において、信号レベル変化部分以外は＋１又は−１の一定値としている。
図４は、Ｍ＝１の場合、即ち、波形の１階微分で不連続点が現れるような信号レベル変化部分の波形例と、その波形に対する特異部分検出部１３のサブバンド分解フィルタ１３ＢのＤ１〜Ｄ３の出力例を示す。
【００４１】
波形ｆ１（ｔ）は次の数１の式で表せる。
【００４２】
【数１】

【００４３】
ここで、ａは正の実数である（ただし、図４ではａ＝１としている）。
ｆ１（ｔ）においてｔ∈［−Ｔ／２，Ｔ／２］が信号レベル変化部分である。ｔ＝±Ｔ／２の点はそれぞれ異なる２つの関数で表される波形で構成されている。即ち、信号レベル変化部分は異なる関数で表現される複数の波形の接続で構成されている。そして、接続点ｔ＝±Ｔ／２の点に１階微分で現れる不連続点が、図示のようにサブバンド分解フィルタ１３Ｂの出力Ｄ１〜Ｄ３の変化として検出される。
【００４４】
図５は、Ｍ＝２の場合、即ち、波形の２階微分で不連続点が現れるような信号レベル変化部分の波形例と、その波形に対する特異部分検出部１３のサブバンド分解フィルタ１３ＢのＤ１〜Ｄ３の出力例を示す。
【００４５】
波形ｆ２（ｔ）は次の数２の式で表せる。
【００４６】
【数２】

【００４７】
ｐは２以上の自然数である（ただし、図ではｐ＝３）
波形ｆ２（ｔ）でｔ∈［−Ｔ／２，Ｔ／２］が信号レベル変化部分である。
フィルタ等を使用せずに占有周波数帯幅を抑制するため、復調信号の信号レベル変化部分はそれ以外の部分と滑らかに連続していることが望ましい。具体的には、信号レベル変化部分の始点と終点で、復調信号の波形の１階微分の値が連続であることが望ましい。更に、信号レベル変化部分の波形を１階微分して得られる波形もその信号レベルが連続していることがより望ましい。波形ｆ２（ｔ）はそのような特性を実現でき、ｐ＝２以上では、ｆ２（ｔ）の１階微分の値は、信号レベル変化部分の始点と終点で零であり、始点と終点の間で連続する。そして、ｆ２（ｔ）の２階微分で、異なる２つの関数で表現される波形の接続点ｔ＝０に不連続が現れ、図示のようにサブバンド分解フィルタ１３Ｂの出力Ｄ１〜Ｄ３の変化として検出される。尚、ｐ＝２では２階微分によりｔ＝０の他にｔ＝±Ｔ／２にも不連続が生じ、ｐ＝３以上とすれば、図示のようにｔ＝±Ｔ／２では連続となり、ｔ＝０のみに不連続が生じる。
【００４８】
図６は、Ｍ＝３の場合、即ち、波形の３階微分で不連続点が現れるような信号レベル変化部分の波形例と、その波形に対する特異部分検出部１３のサブバンド分解フィルタ１３ＢのＤ１〜Ｄ３の出力例を示す。
【００４９】
波形ｆ３（ｔ）は次の数３の式で表せる。
【００５０】
【数３】

【００５１】
波形ｆ３（ｔ）は、図５の波形ｆ２（ｔ）と同様に、信号レベル変化部分の始点と終点で、復調信号の波形の１階微分の値が連続であり、信号レベル変化部分の波形を１階微分して得られる波形もその信号レベルが連続する特性を満たしている。更に、波形ｆ３（ｔ）は２階微分についても１階微分で得られる波形と同様の特性を有する。波形ｆ３（ｔ）でｔ∈［−Ｔ／２，Ｔ／２］が信号レベル変化部分である。そして、図示のように、接続点ｔ＝±Ｔ／２の点に３階微分で現れる不連続点が、サブバンド分解フィルタ１３Ｂの出力Ｄ１〜Ｄ３の変化として検出される。
【００５２】
送信装置１において、変調部３は例えば振幅変調や角度変調等の種々の変調方式が利用可能であり、上述したような特異部分（復調信号の波形のＭ階微分で現れる不連続点）が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続している復調信号を生じさせる送信信号を送信できればよい。受信装置１０の復調部１２は、送信装置１からの送信信号を復調できる構成とすることは言うまでもない。
【００５３】
図７に、図１に示す変調部３と復調部１２の構成例を示す。
図７の（Ａ）は変調部３を示し、（Ｂ）は復調部１２を示す。
図７（Ａ）において、変調信号ｆＭ（ｔ）は、変調信号生成部２で生成され、受信装置１０の復調部１２で本来生成されるべき復調信号と同じ信号であり、信号レベル変化部分が例えば上述した関数ｆ１（ｔ）、ｆ２（ｔ）又はｆ３（ｔ）等で構成される信号である。
【００５４】
図７（Ａ）、（Ｂ）の変調部３と復調部１２による変復調動作を説明する。
変調部３では、変調信号ｆＭ（ｔ）が入力すると、Ｖ／Ｆ変換器で中心周波数ｆｏを変調信号ｆＭ（ｔ）で周波数変調したベースバンド帯域の信号ｆｃｏ（ｔ）に変換し、この周波数変調信号ｆｃｏ（ｔ）を信号源ＲＦの変調用基準信号（周波数ｆｒ）により周波数変換器で無線帯域に周波数変換し、フィルタで不要な周波数帯域成分を除去して送信信号ｆＳＤ（ｔ）を生成し送信する。この送信信号ｆＳＤ（ｔ）が受信されて入力する図（Ｂ）の復調部１２では、送信信号ｆＳＤ（ｔ）を周波数変換器で信号源ＬＯの復調用基準信号（周波数ｆｒ）により周波数変換し、フィルタで不要な周波数帯域成分を除去してベースバンド帯域の周波数変換信号ｆＤＮ（ｔ）としてＦ／Ｖ変換器に入力し、Ｆ／Ｖ変換器で信号ｆＤＮ（ｔ）の周波数に比例した電圧レベルの周波数検波信号ｆＤＭ（ｔ）を生成する。この周波数検波信号ｆＤＭ（ｔ）は、例えば周波数ｆｏを電圧出力の基準として次式で表せる。
【００５５】
ｆＤＭ（ｔ）＝Ｄ・ｆＭ（ｔ） （Ｄは定数）
この式から復調信号としてｆＭ（ｔ）を得ることができる。従って、送信装置１は、特異部分（復調信号の波形のＭ階微分で現れる不連続点）が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続している復調信号を生じさせる送信信号を送信できる。
【００５６】
図８は、変調部３と復調部１２の別の構成例を示す。
図８の（Ａ）は変調部３を示し、（Ｂ）は復調部１２を示す。
図８は一般的な直交変復調回路であり、変調部３の動作は、変調信号ｆＭＩ（ｔ）をＩｓ入力とし、変調信号ｆＭＱ（ｔ）をＱｓ入力として、直交変調器で、信号源ＲＦからの変調用基準信号（周波数ｆｒ）をＩｓ入力とＱｓ入力で変調して信号ｆＱＭ（ｔ）を出力し、出力信号ｆＱＭ（ｔ）の不要周波数帯成分をフィルタで除去して送信信号ｆＳＤ（ｔ）を送信する。ここで、ｆＭＩ（ｔ）とｆＭＱ（ｔ）は、ｆＭＩ（ｔ）^２＋ｆＭＱ（ｔ）^２＝１が成立するように定め、次式とする。
【００５７】
ｆＭＩ（ｔ）＝ｆＭ（ｔ）
ｆＭＱ（ｔ）＝ｓｉｎ［ｃｏｓ^−１（ｆＭ（ｔ））］
ただし、（｜ｆＭ（ｔ）｜≦１）である。
【００５８】
ここで、ｆＭ（ｔ）は図７の変調信号と同様で、本来生成されるべき復調信号と同じ信号で、信号レベル変化部分が例えば上述した関数ｆ１（ｔ）、ｆ２（ｔ）又はｆ３（ｔ）等で構成される信号である。
【００５９】
また、フィルタから出力される送信信号ｆＳＤ（ｔ）がｆＱＭ（ｔ）と殆ど同等になるようにフィルタとｆＭ（ｔ）を定める。これにより、ｆＳＤ（ｔ）＝ｆＱＭ（ｔ）となる。
【００６０】
送信信号ｆＳＤ（ｔ）が受信されて入力する復調部１２では、直交復調器で、信号源ＬＯからの復調用基準信号（周波数ｆｒ）により受信信号を復調して、互いに直交関係にある直交復調信号ｆＩＲ（ｔ）とｆＱＲ（ｔ）を出力し、フィルタで不要な高周波成分を除去して信号ｆＤＩ（ｔ）とｆＤＱ（ｔ）を出力する。ここで、信号ｆＤＩ（ｔ）、ｆＤＱ（ｔ）は次式で表せる。
【００６１】
ｆＤＩ（ｔ）＝Ｅ′・ｃｏｓ［ｃｏｓ^−１（ｆＭ（ｔ））＋φ′］
ｆＤＱ（ｔ）＝Ｅ′・ｓｉｎ［ｃｏｓ^−１（ｆＭ（ｔ））＋φ′］
ここでＥ′は定数である。上式で、位相差φ′＝０を保持できるとき、
ｆＤＩ（ｔ）＝Ｅ′・ｆＭ（ｔ）
ｆＤＱ（ｔ）＝Ｅ′・（１−ｆＭ（ｔ）^２）^１／２
となり、ｆＤＩ（ｔ）としてｆＭ（ｔ）を得ることができ、図８の直交変復調方式を採用した場合は、位相差φ′＝０を保持できる構成とすれば、特異部分検出用の復調信号としてｆＤＩ（ｔ）を用いることができる。
【００６２】
以下に、第１実施形態の計測動作について説明する。
送信装置１では、変調信号生成部２において、変調部３が図７（Ａ）の場合には変調信号ｆＭ（ｔ）を生成し、図８（Ａ）の場合にはｆＭＩ（ｔ）及びｆＭＱ（ｔ）を生成して変調部３に入力し、前述したように変調部３から送信信号ｆＳＤ（ｔ）を送信する。ここで、前記変調信号ｆＭ（ｔ）或いはｆＭＩ（ｔ）は、信号レベル変化部分が例えば前述した図４〜図６で示すような関数ｆ１（ｔ）、ｆ２（ｔ）又はｆ３（ｔ）等で構成される信号であり、送信信号ｆＳＤ（ｔ）は周波数帯幅が電波法等の占有周波数帯幅の規定を満たすものである。
【００６３】
受信装置１０では、前記送信信号ｆＳＤ（ｔ）を受信して受信時刻計測装置１１に入力する。受信時刻計測装置１１では、受信信号が復調部１２に入力し、前述したように復調部１２が図７（Ｂ）の場合には復調信号ｆＤＭ（ｔ）（＝ｆＭ（ｔ））を出力し、図８（Ｂ）の場合には復調信号としてｆＤＩ（ｔ）（＝ｆＭ（ｔ）；ただし、位相差φ′＝０が保持されているものとする）を出力する。復調信号ｆＤＭ（ｔ）或いはｆＤＩ（ｔ）は、図２に示す構成の特異部分検出部１３に入力し、出力Ｄ１を特異部分検出信号として出力する。ここで、復調信号の信号レベル変化部分が、例えば、１階微分で不連続点が現れる関数ｆ１（ｔ）で構成されている場合は特異部分検出信号として図４の出力Ｄ１が出力され、２階微分で不連続点が現れる関数ｆ２（ｔ）で構成されている場合は特異部分検出信号として図５の出力Ｄ１が出力され、３階微分で不連続点が現れる関数ｆ３（ｔ）で構成されている場合は特異部分検出信号として図６の出力Ｄ１が出力される。
【００６４】
特異部分検出部１３からの特異部分検出信号Ｄ１は、時刻計測部１４のレベル比較器１４Ａに入力して予め設定した閾値Ｖｔｈと比較され、特異部分検出信号Ｄ１の信号レベルが閾値Ｖｔｈ以上になれば、レベル比較器１４Ａから論理値１の信号が受信時刻算定部１４Ｃに入力する。受信時刻算定部１４Ｃには、計時部１４Ｂから時刻情報が逐次入力しており、受信時刻算定部１４Ｃは、レベル比較器１４Ａから論理値１の信号が入力したときの時刻を受信信号の受信時刻として通報する。尚、図５のように特異部分検出信号Ｄ１が負の値の場合には、図３の点線で示す絶対値化回路１４Ｄを設けてレベル比較器１４Ａに入力すればよい。
【００６５】
かかる構成によれば、信号レベルが連続している信号を用いて無線信号の占有周波数帯幅を拡大することなく、受信信号の受信時刻を高精度に検出することが可能となる。従って、有限の周波数資源を有効利用でき、また、情報伝送速度を低下させずに済み、実用的効果大である。
【００６６】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
無線通信においては、受信信号へのノイズ混入を配慮する必要があり、受信信号にノイズが混入した場合、復調信号に含まれる特異部分の検出を妨害したり、誤ってノイズを特異部分として検出する虞れがあり、時刻計測精度の悪化を招く。
【００６７】
第２実施形態は、ノイズによる誤計測を防止するよう構成したものであり、例えば、図１の特異部分検出部１３と時刻計測部１４との間に、誤計測防止部として図９の構成の相関演算部２０を設ける構成である。
【００６８】
図９において、相関演算部２０は、入力信号と相関用基準信号との相関演算を行い両者の類似度が高いときほど高レベルの相関信号を出力するものであり、ｎ個の遅延要素Ｄからなる遅延回路２１と、各遅延要素Ｄの出力Ｄｓ１〜Ｄｓｎと相関用基準信号から定める相関演算用の係数１〜係数ｎとをそれぞれ乗算するｎ個の乗算器２２−１〜２２−ｎと、ｎ個の乗算器２２−１〜２２−ｎの出力を加算して相関信号を出力する加算回路２３とで構成される。
【００６９】
次に、図９の相関演算部２０の動作を図１０を参照して説明する。
例えば復調信号が図１０（ａ）のように１階微分で不連続点が生じる波形（図４参照）で構成される信号レベル変化部分を含むもので、図中のＴｘを単位として同じ信号レベル変化部分の繰り返しで構成されるものとする。この場合、特異部分検出部１３からは図１０（ｂ）のような特異部分検出信号Ｄ１が出力される。特異部分検出信号Ｄ１は遅延回路２１を各遅延要素Ｄで遅延されながら伝搬し、伝搬中における各遅延要素Ｄの出力Ｄｓ１〜Ｄｓｎに係数１〜係数ｎを乗算器２２−１〜２２−ｎで掛け合わせる（尚、同図でＤｓ１〜Ｄｓｎは実際よりも粗い間隔として示してある）。その演算結果を加算回路２３で加算して相関信号として出力する。係数１〜係数ｎは、遅延回路２１の出力Ｄｓ１〜Ｄｓｎの出力パターンが本来生成されるべき特異部分検出信号の発生パターンであるときに加算回路２３から高レベルの相関信号が発生するよう入力信号と相関用基準信号の相関演算を実現するよう相関用基準信号から定める。ここで、相関用基準信号は、本来生成されるべき特異部分検出信号を類似度が高い信号と見なすように定める。これにより、特異部分検出信号Ｄ１が遅延回路２１に入力し、遅延回路２１の出力パターンが本来生成されるべき特異部分検出信号の発生パターンであれば、加算回路２３から高レベルの相関信号が発生し、その後は本来の発生パターンが継続する限り図１０（ｃ）に示すようにＴｘの周期で加算回路２３から時刻計測部１４における閾値Ｖｔｈ以上の高レベルの相関信号が発生する。ノイズの混入により特異検出信号Ｄ１の発生パターンが本来のパターンと異なると、加算回路２３からの相関信号レベルは閾値Ｖｔｈより低くなる。これにより、ノイズが存在するとレベル比較器１４Ａから論理値１の出力が発生せず、受信時刻を通報することはなく、ノイズによる誤計測を防止できる。
【００７０】
また、ノイズにより誤計測防止のため、図９の相関演算部２０に代えて、例えば復調部１２と特異部分検出部１３との間に誤計測防止部として図１１の構成のノイズ抑制部３０を設ける構成としてもよい。
【００７１】
図１１のノイズ抑制部３０は、加算回路３１と遅延回路３２とで構成され、入力信号を加算回路３１と遅延回路３２に入力する。遅延回路３２は、入力信号を所定時間遅延して加算回路３１に伝達する。加算回路３１は、入力信号と遅延回路３２の遅延出力を加算しその加算信号を特異部分検出部１３に入力する復調信号として出力する。ここで、ノイズ抑制部３０に入力する復調信号は、所定の信号波形（以下、復調信号ブロックとする）を単位とし、この復調信号ブロックの繰り返しで構成される信号とし、復調信号ブロックには信号レベル変化部分が１つ以上含まれるものとする。
【００７２】
かかる構成では、遅延回路３２の遅延時間を復調信号ブロックの繰り返し周期と同一に設定すれば、加算回路３１は、ノイズが存在しなければ時間軸上で連続する２つの復調信号ブロックを加算することになり、ノイズが存在すれば本来生成されるべき復調信号ブロック波形と異なる波形の加算信号となる。
【００７３】
尚、図１１のノイズ抑制部３０は、特異部分検出部１３と時刻計測部１４との間に設けてもよい。また、図９の相関演算部２０と図１１のノイズ抑制部３０を組み合わせてもよい。例えば、復調部１２と特異部分検出部１３との間にノイズ抑制部３０を設けると共に特異部分検出部１３と時刻計測部１４との間に相関演算部２０を設ける構成や特異部分検出部１３と時刻計測部１４との間に特異部分検出部１３側から順次ノイズ抑制部３０と相関演算部２０を設ける構成等が考えられる。
【００７４】
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
復調部１２に図８の直交復調回路を用いる場合に、位相差φ′＝０の保持を必要とするが、このためには一般的に複雑な位相保持のための構成が必要となり、装置が複雑化する。
【００７５】
図１２に示す本発明の第３実施形態は、複雑な位相保持構成を不要とするものである。
図１２において、本実施形態の受信時刻計測装置４１の復調部４２は、図８（Ｂ）に示す構成である。また、特異部分検出部４３は、復調信号Ｉに含まれる特異部分を検出して特異部分検出信号Ｉを出力する第１検出部４３Ａ及び復調信号Ｑに含まれる特異部分を検出して特異部分検出信号Ｑを出力する第２検出部４３Ｂを備える。第１検出部４３Ａ及び第２検出部４３Ｂは、図２と同様の構成である。時刻計測部４４は、図３の構成に、相関演算部４５及び自乗和演算部４６を付加し、自乗和演算部４６の自乗和信号をレベル比較器１４Ａに入力する構成である。ここで、復調信号Ｉ及び特異部分検出信号Ｉが第１復調信号及び第１特異部分検出信号に相当し、復調信号Ｑ及び特異部分検出信号Ｑが第２復調信号及び第２特異部分検出信号に相当する。
【００７６】
相関演算部４５は、特異部分検出信号Ｉと相関用基準信号との相関演算を実行して相関信号Ｉを出力する第１演算部４５Ａ及び特異部分検出信号Ｑと相関用基準信号との相関演算を実行して相関信号Ｑを出力する第２演算部４５Ｂを備える。第１演算部４５Ａ及び第２演算部４５Ｂは、図９と同様の構成である。ここで、第１演算部４５Ａと第２演算部４５Ｂの相関用基準信号は同一の信号を用い、例えば、位相差φ′＝０のときに本来生成されるべき特異部分検出信号Ｉを用いる。相関信号Ｉが第１相関信号に相当し相関信号Ｑが第２相関信号に相当する。
【００７７】
自乗和演算部４６は、図１３に示すように、相関信号Ｉの自乗演算を行う乗算器４６Ａと、相関信号Ｑの自乗演算を行う乗算器４６Ｂと、両乗算器４６Ａ，４６Ｂの出力を加算して自乗和信号を出力する加算回路４６Ｃとを備えて構成される。
【００７８】
尚、ノイズを考慮しなければ相関演算部４５は不要である。
かかる構成では、復調信号Ｉ，Ｑとして
Ｉ＝ｆＤＩ（ｔ）＝Ｅ′・ｃｏｓ［ｃｏｓ^−１（ｆＭ（ｔ））＋φ′］
Ｑ＝ｆＤＱ（ｔ）＝Ｅ′・ｓｉｎ［ｃｏｓ^−１（ｆＭ（ｔ））＋φ′］
が出力される。
【００７９】
それぞれの復調信号Ｉ，Ｑには特異部分の情報が含まれており、特異部分検出部４３の各第１及び第２検出部４３Ａ，４３Ｂから例えば出力Ｄ１が前述のようにして特異部分検出信号Ｉ，Ｑとしてそれぞれ出力され、相関演算部４５の各第１及び第２演算部４５Ａ，４５Ｂから前述のようにしてそれぞれの加算信号が相関信号Ｉ，Ｑとして出力される。各相関信号Ｉ，Ｑは自乗和演算部４６の各乗算器４６Ａ，４６Ｂで自乗演算され、加算回路４６Ｃで加算された自乗和信号がレベル比較器１４Ａで閾値Ｖｔｈと比較され、受信時刻算定部１４Ｃで受信時刻が計測される。
【００８０】
かかる構成によれば、自乗和演算部４６で自乗和演算することにより、位相差φ′の影響を排除できる。また、相関演算部４５を設けることによりノイズの影響を抑制できる。従って、高精度に受信時刻を計測できる。
【００８１】
上述の各実施形態において、復調信号としてＰＮ符号を用いることができる。ＰＮ符号は、データ値の変化点を複数個持つので、この変化点の中の一部又は全てを前述した信号レベル変化部分として構成した復調信号とすればよい。
【００８２】
次に、復調信号をＰＮ符号で構成した場合の本発明の第４実施形態について説明する。
図１４は、本実施形態の受信時刻計測装置の構成図である。
【００８３】
図１４において、本実施形態の受信時刻計測装置５１は、復調部５２と、特異部分検出部５３と、第１時刻計測部５４と、逆拡散処理部５５と、第２時刻計測部５６と、計測値判定部５７とを備えて構成される。尚、前記復調部５２及び特異部分検出部５３は第１実施形態と同様の構成であり、第１時刻計測部５４は、図３のレベル比較器の前段に図９の相関演算部２０を設けた構成である。
【００８４】
前記逆拡散処理部５５は、ＰＮ符号で構成した復調信号をＡ／Ｄ変換器で離散化し、この離散化復調信号をディジタル整合フィルタで逆拡散処理して図１５（ａ）に示すような波形の逆拡散信号を出力する。前記第２時刻計測部５６は、図３の構成を有し、入力する前記逆拡散信号が所定の閾値以上になった時刻を計測して基準受信時刻として計測値判定部５７に入力する。計測値判定部５７は、第２時刻計測部５３から入力する基準受信時刻に基づいて第１時刻計測部５４から入力する受信時刻の正常／異常を判定して判定信号を出力する。尚、逆拡散処理部５５と第２時刻計測部５４による時刻計測方法は、前述したスペクトラム拡散通信を用いた計測方式であり、「スペクトラム拡散通信とその応用」（丸林他、電子情報通信学会）に記載されている。
【００８５】
次に、第４実施形態の動作を説明する。
復調部５２からの復調信号は、逆拡散処理部５５と特異部分検出部５３にそれぞれ入力する。特異部分検出部５３からはその出力Ｄ１が特異部分検出信号として発生し第１時刻計測部５４に入力する。第１時刻計測部５４では、相関演算部２０により特異部分検出信号と基準用相関信号との相関演算を実行して図１５（ｂ）に示す波形の相関信号が生成される。尚、ＰＮ符号で構成した復調信号の場合には、ＰＮ符号の周期で相関信号が高レベルとなる。この相関信号レベルと閾値をレベル比較器１４Ａで比較し、相関信号レベルが所定の閾値以上となったときの時刻を受信時刻として計測値判定部５７に出力する。計測値判定部５４は、前述のようにして逆拡散処理部５５、第２時刻計測部５６を経て入力する基準受信時刻に基づいて第１時刻計測部５４の受信時刻が正常／異常かを判定する。
【００８６】
図１５の逆拡散信号と相関信号は同じ復調信号から生成されるので、逆拡散信号と相関信号の高レベル発生時刻の間には一定の関係が存在する。即ち、第２時刻計測部５６からの基準受信時刻と受信時刻との間には一定の関係が存在する。また、スペクトル拡散通信は耐ノイズ性の高い通信方式であり、第２時刻計測部５６から得られる基準受信時刻は、第１時刻計測部５４から得られる受信時刻に比べて精度は劣るが耐ノイズ性に優れる。そこで、基準受信時刻に基づいて受信時刻が存在すべき時間軸上での範囲（以下、受信時刻存在範囲とする）を計測精度等を勘案して予め定める。例えば、基準受信時刻を中心としてＰＮ符号の前後１チップ幅を受信時刻存在範囲として定める。そして、計測値判定部５７では、第１時刻計測部５４の受信時刻が、前記受信時刻存在範囲内であるとき受信時刻は正しい値と判定して正常を通報し、前記受信時刻存在範囲外であるとき受信時刻は正しくない値と判定して異常を通報する。
【００８７】
かかる構成によれば、受信時刻計測の精度が基準受信時刻の計測精度より悪化することはなく、また、ノイズ増加による受信時刻の計測精度の悪化を検出できるので、受信時刻計測装置の信頼性が向上する。
【００８８】
尚、図１４に点線で示すように、第２時刻計測部５６の基準受信時刻も計測受信時刻情報として出力するよう構成してもよい。
復調部５２が図８の直交復調回路である場合は、基準受信時刻は位相差φ′に影響される。従って、復調信号Ｉ，Ｑをそれぞれ逆拡散処理する逆拡散処理部と、各逆拡散処理部からそれぞれ出力される各逆拡散信号を自乗和演算する自乗和演算部とを設け、自乗和演算部からの自乗和信号を第２時刻計測部５６に入力して基準受信時刻を計測すれば、基準受信時刻に対する位相差φ′の影響を排除できる。前記各逆拡散処理部は図１４の逆拡散処理部と同じ構成でよく、自乗和演算部は図１３の構成でよい。この場合、特異部分検出部５３及び第１時刻計測部５４は、図１２に示す第３実施形態の構成とする。
【００８９】
次に、図１４の第４実施形態における信号処理を軽減する場合の本発明の第５実施形態について説明する。
前述したように、第１時刻計測部５４から得られる受信時刻と第２時刻計測部５６から得られる基準受信時刻の間には一定の関係があり、基準受信時刻から受信時刻存在範囲を定めることができる。受信時刻は相関信号と時間軸上で１対１の関係にあり、相関信号は時間軸上で相関範囲の特異部分検出信号と１対１の関係にあり、特異部分検出信号は時間軸上で所定範囲の復調信号と１対１の関係にある。図１６は、受信時刻を求めるための特異部分検出処理と相関演算について、上述の関係に基づいてそれぞれ使用される信号データの範囲を模式的に示したものであり、図に示すように、受信時刻存在範囲に対応する復調信号範囲を定めることができる。受信時刻の計測処理を、図１６における復調信号範囲内の復調信号についてのみ行うようにすることで、受信時刻の計測処理を軽減できる。
【００９０】
図１７は、受信時刻計測処理を所定の復調信号範囲のみ行うようにした本発明の第５実施形態の要部構成図である。
図１７において、本実施形態の受信時刻計測装置は、図１４の特異部分検出部５３の前段に信号記憶部６０を設ける構成である。
【００９１】
信号記憶部６０は、復調信号を離散化復調信号に変換するＡ／Ｄ変換器６１と、離散化復調信号と時刻情報とを対応付けして記憶すると共に入力する基準受信時刻に基づいてその後の信号処理に使用するための復調信号範囲を定める記憶装置６２とを備える。
【００９２】
本実施形態の動作を説明する。
復調信号が信号記憶部６０に入力すると、Ａ／Ｄ変換器６１で離散化復調信号に変換され、記憶装置６２に順次入力する。記憶装置６２は、離散化復調信号が入力する毎に時刻情報と対応付けて記憶する。第２時刻計測部５６から基準受信時刻が入力すると、基準受信時刻に基づいて復調信号範囲を定め、記憶した離散化復調信号の中から前記復調信号範囲に該当するものを、入力した順番通りに読出復調信号として特異部分検出部５３に順次出力すると共に、対応付けて記憶した時刻情報を読出時刻情報として第１時刻計測部５４に順次出力する。特異部分検出部５３では、入力した離散化復調信号に基づく特異部分検出信号を第１時刻計測部５４に出力する。第１時刻計測部５４は、特異部分検出信号に基づく相関信号と読出時刻情報とから受信時刻を計測する。
【００９３】
かかる構成によれば、復調信号の所定の範囲だけ信号処理すればよいので、受信時刻計測のための信号処理を軽減できる。
尚、図１７の構成の場合、特異部分検出部５３の図２におけるＡ／Ｄ変換器は不要である。また、信号記憶部６０を特異部分検出部５３の後段に設けて特異部分検出信号範囲を定めて記憶するようにしてもよく、この場合は、特異部分検出部５３が図２の構成である場合には、信号記憶部６０のＡ／Ｄ変換器は不要である。
【００９４】
次に、上述した本発明の受信時刻計測装置を適用した本発明に係る距離計測装置の一実施形態の構成を図１８に示す。
図１８において、本実施形態の距離計測装置７０は、送信装置８０と受信装置９０から構成される。
【００９５】
前記送信装置８０は、変調信号生成部８１、変調部８２及び送信装置側計時部としての計時部８３を備える。変調信号生成部８１及び変調部８２は前述した受信時刻計測装置の場合と同様の構成である。計時部８３は、受信装置９０側の計時部９２と十分な精度で同期しているものである。
【００９６】
受信装置９０は、前述した本発明の受信時刻計測装置９１、受信装置側計時部としての計時部９２及び距離算出部９３を備える。距離算出部９３は、受信時刻計測装置９１からの受信時刻情報と計時部９２からの時刻情報とから送信装置８０と受信装置９０との間の距離を算出する。
【００９７】
次に、本実施形態の距離計測装置の距離計測動作について説明する。
送信装置８０は、計時部８３の時刻情報に基づいて予め定めた送信時刻毎に変調信号生成部８１で変調信号を生成して送信信号を送信する。送信信号を受信した受信装置９０では、受信時刻計測装置９１で受信時刻を計測し計測結果を距離算出部９３に通報する。距離算出部９３は、送信側の計時部８３と互いに同期する計時部９２の時刻情報に基づいて予め定めた送信時刻情報を得る。これにより、距離算出部９３は、（距離）＝（光速）×（（受信時刻）−（送信時刻））の演算式により距離を算出する。
【００９８】
尚、距離算出部９３において受信時刻と送信時刻を対応付けることができるよう、送信時刻は（計測予定の最大距離）／（光速）で算出される時間よりも十分間隔をあけて設定することが望ましい。
【００９９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の受信時刻計測装置によれば、特異部分が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号の特異部分を検出して受信時刻を計測する構成としたので、信号レベルが連続する復調信号を利用して受信時刻を高精度に計測することが可能である。従って、無線信号の占有周波数帯幅を拡大せずに済み、有限な周波数資源を有効利用できると共に、無線通信における情報伝送速度を犠牲にしなくて済むようになる。
【０１００】
また、本発明の距離計測装置によれば、本発明の受信時刻計測装置を用いて送信装置と受信装置間の距離を計測するので、高精度に送信装置と受信装置間の距離を計測できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る受信時刻計測装置の第１実施形態を示す構成図
【図２】特異部分検出部の構成図
【図３】時刻計測部の構成図
【図４】１階微分で不連続点が現れる信号レベル変化部分の波形例
【図５】２階微分で不連続点が現れる信号レベル変化部分の波形例
【図６】３階微分で不連続点が現れる信号レベル変化部分の波形例
【図７】変調部と復調部の構成例を示し、（Ａ）は変調部、（Ｂ）は復調部
【図８】変調部と復調部の別の構成例を示し、（Ａ）は変調部、（Ｂ）は復調部
【図９】本発明に係る受信時刻計測装置の第２実施形態における相関演算部の構成図
【図１０】相関演算部の動作説明図
【図１１】ノイズ抑制部の構成図
【図１２】本発明に係る受信時刻計測装置の第３実施形態の要部構成図
【図１３】自乗和演算部の構成図
【図１４】本発明に係る受信時刻計測装置の第４実施形態を示す構成図
【図１５】逆拡散信号と相関信号の時間軸上における関係を示す図
【図１６】受信時刻計測のために使用される信号データ範囲の関係を模式的に示した図
【図１７】本発明に係る受信時刻計測装置の第５実施形態を示す構成図
【図１８】本発明に係る距離計測装置の一実施形態を示す構成図
【図１９】無線通信における従来の送信信号生成例の説明図で、（Ａ）は信号レベルの不連続なデータ信号、（Ｂ）はローパスフィルタで高周波成分をカットした信号
【符号の説明】
１，８０ 送信装置
１０，９０ 受信装置
１１、９１ 受信時刻計測装置
１２、４２、５２ 復調部
１３、４３、５３ 特異部分検出部
１４、４４、５４ 時刻計測部
２０、４５ 相関演算部
３０ ノイズ抑制部
３４ 確認回路
４２，８２ ２重系照合部
４３，８３ 電源遮断用リレー
４６ 自乗和演算部
５５ 逆拡散処理部
５６ 第２時刻計測部
５７ 計測値判定部
６０ 信号記憶部
７０ 距離計測装置
９２ 計時部
９３ 距離算出部

Claims (15)

1. 送信装置からの送信信号の受信時刻を計測する受信時刻計測装置であって、
   前記送信信号を、特異部分が時間軸上で局所的に存在し且つ信号レベルが連続する復調信号を生じさせる信号とする一方、
   受信信号を復調して前記復調信号を出力する復調部と、
   該復調部の出力する復調信号に含まれる前記特異部分を検出して特異部分検出信号を出力する特異部分検出部と、
   該特異部分検出部の出力する特異部分検出信号に基づいて前記受信信号の受信時刻を計測する第１時刻計測部と、
   を備えて構成したことを特徴とする受信時刻計測装置。
2. 前記特異部分は、前記復調信号の波形のＭ階微分で現れる不連続点である請求項１に記載の受信時刻計測装置。
3. 前記復調信号は、異なる連続関数で表される複数の波形を接続して構成される信号レベル変化部分を有し、前記不連続点が前記信号レベル変化部分における波形の接続点に生じる信号である請求項２に記載の受信時刻計測装置。
4. 前記復調信号の波形の１階微分で得られる波形は、少なくとも信号レベル変化部分の始点と終点で連続である請求項３に記載の受信時刻計測装置。
5. 前記特異部分検出手段は、前記復調信号の波形のＭ階微分で現れる不連続点を検出する構成である請求項２〜４のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置。
6. 前記特異部分検出部は、Ｍ階微分で現れる不連続点の検出可能なウェーブレットによるウェーブレット変換により特異部分検出信号を生成する構成である請求項５に記載の受信時刻計測装置。
7. 復調信号に存在するノイズによる前記受信時刻の誤計測を防止する誤計測防止部を設ける構成とした請求項１〜６のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置。
8. 前記誤計測防止部は、特異部分検出信号と予め定めた相関用基準信号との相関演算を行って両信号の類似度が高いほど高レベルの相関信号を出力する相関演算部であり、前記第１時刻計測部は、前記相関演算部からの相関信号に基づいて受信時刻を計測する構成である請求項７に記載の受信時刻計測装置。
9. 前記復調部が、互いに直交関係にある２つの第１及び第２復調信号を出力する構成であるとき、前記特異部分検出部は、第１及び第２復調信号に含まれる前記特異部分をそれぞれ検出して第１及び第２特異部分検出信号を出力する第１及び第２検出部を有し、前記第１時刻計測部は、第１及び第２検出部からそれぞれ出力される第１及び第２特異部分検出信号の各自乗演算結果を加算した自乗和信号を出力する自乗和演算部を備え、該自乗和演算部からの前記自乗和信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する構成である請求項１〜６のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置。
10. 前記第１時刻計測部は、前記自乗和演算部の前段に、前記第１及び第２特異部分検出信号について予め定めた相関用基準信号との相関演算をそれぞれ行って両信号の類似度が高いほど高レベルの第１及び第２相関信号をそれぞれ出力する第１及び第２演算部を有する相関演算部を備え、前記自乗和演算部から出力される第１及び第２相関信号に基づいた自乗和信号により受信信号の受信時刻を計測する構成である請求項９に記載の受信時刻計測装置。
11. 前記復調信号が、ＰＮ系列の符号信号である請求項１〜１０のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置。
12. 復調信号の逆拡散処理を行って逆拡散信号を出力する逆拡散処理部と、該逆拡散処理部からの逆拡散信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する第２時刻計測部とを備える構成とした請求項１１に記載の受信時刻計測装置。
13. 前記第２時刻計測部で計測した受信時刻を基準受信時刻として当該基準受信時刻に基づいて前記第１時刻計測部で計測される受信時刻の存在範囲を予め定め、前記第１時刻計測部で計測された受信時刻が、前記存在範囲内であるときに計測時刻正常を通報し前記存在範囲外のときに計測時刻異常を通報する計測値判定部を備える請求項１２に記載の受信時刻計測装置。
14. 前記第２時刻計測部で計測した受信時刻を基準受信時刻として当該基準受信時刻に基づいて前記第１時刻計測部で時刻計測処理を行う復調信号範囲又は特異部分検出信号範囲を設定し、前記復調信号範囲又は特異部分検出信号範囲についてのみ、前記第１時刻計測部で時刻計測処理を行う構成とした請求項１３に記載の受信時刻計測装置。
15. 送信装置と受信装置間の距離を計測する距離計測装置であって、
    前記送信装置は、受信装置側計時部と互いに同期する送信装置側計時部を備え、当該送信装置側計時部の時刻情報に基づいて予め定めた送信時刻に送信信号を送信する構成であり、
    前記受信装置は、請求項１〜１４のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置と、前記受信装置側計時部と、該受信装置側計時部の時刻情報から得られる送信時刻情報と前記受信時刻計測装置で計測した受信時刻とから送信装置と受信装置間の距離を算出する距離算出部とを備えることを特徴とする距離計測装置。

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