JPH10145331A - 微弱信号検出装置及び距離測定装置 - Google Patents
微弱信号検出装置及び距離測定装置Info
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- JPH10145331A JPH10145331A JP30019496A JP30019496A JPH10145331A JP H10145331 A JPH10145331 A JP H10145331A JP 30019496 A JP30019496 A JP 30019496A JP 30019496 A JP30019496 A JP 30019496A JP H10145331 A JPH10145331 A JP H10145331A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 雑音に埋もれた微弱信号を高いＳ／Ｎ比で検
出すると共に、伝送路の距離（長さ）を精度よく算出す
る。 【構成】 所定のクロック周期を有するクロック信号に
同期するデジタルのＰＮパターン信号と搬送波信号とが
信号合成されて送信された信号を受信して、この受信信
号から元のＰＮパターン信号を検出する微弱信号検出装
置において、受信信号を搬送波信号を用いて復調する復
調器３２と、復調器から出力された復調信号を前記クロ
ック周期より短いサンプリング周期でＡ／Ｄ変換するＡ
／Ｄ変換器３４と、ＰＮパターン信号を遅延する遅延回
路３７と、サンプリング周期毎にＡ／Ｄ変換された復調
信号と遅延された遅延ＰＮパターン信号に対して積和演
算を行い、前記クロック周期が経過する毎に、この積和
演算値を出力していくデジタル相関器３６とを備えてい
る。
出すると共に、伝送路の距離（長さ）を精度よく算出す
る。 【構成】 所定のクロック周期を有するクロック信号に
同期するデジタルのＰＮパターン信号と搬送波信号とが
信号合成されて送信された信号を受信して、この受信信
号から元のＰＮパターン信号を検出する微弱信号検出装
置において、受信信号を搬送波信号を用いて復調する復
調器３２と、復調器から出力された復調信号を前記クロ
ック周期より短いサンプリング周期でＡ／Ｄ変換するＡ
／Ｄ変換器３４と、ＰＮパターン信号を遅延する遅延回
路３７と、サンプリング周期毎にＡ／Ｄ変換された復調
信号と遅延された遅延ＰＮパターン信号に対して積和演
算を行い、前記クロック周期が経過する毎に、この積和
演算値を出力していくデジタル相関器３６とを備えてい
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は大きな雑音成分を含む受
信信号から微弱な信号成分を検出する微弱信号検出装置
及び信号の伝送路の長さを測定する距離測定装置に関す
る。
信信号から微弱な信号成分を検出する微弱信号検出装置
及び信号の伝送路の長さを測定する距離測定装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】通信衛星を用いた衛星通信システムや移
動体通信システムや光ファイバを用いた国際通信システ
ム等においては、伝送路の距離が長い、また出力電力が
大きくできない等の種々の理由にて、受信側装置で受信
された受信信号は、信号レベルが低く、高いレベルの雑
音が混入し、Ｓ／Ｎ比が大幅に低下している。
動体通信システムや光ファイバを用いた国際通信システ
ム等においては、伝送路の距離が長い、また出力電力が
大きくできない等の種々の理由にて、受信側装置で受信
された受信信号は、信号レベルが低く、高いレベルの雑
音が混入し、Ｓ／Ｎ比が大幅に低下している。
【０００３】このよう大きな雑音か混入した受信信号か
ら微弱信号を検出する手法として、スペクトラム拡散通
信方式（ＳＳＣ Spread Spectum Communication）が採
用される。このスペクトラム拡散通信方式においては、
周知の通り、情報の送信局は、送信すべき情報信号のス
ペクトラムを例えば擬似ランダム信号（ＰＮパターン信
号）等により広い周波数帯に亘って拡散して伝送路へ送
信する。
ら微弱信号を検出する手法として、スペクトラム拡散通
信方式（ＳＳＣ Spread Spectum Communication）が採
用される。このスペクトラム拡散通信方式においては、
周知の通り、情報の送信局は、送信すべき情報信号のス
ペクトラムを例えば擬似ランダム信号（ＰＮパターン信
号）等により広い周波数帯に亘って拡散して伝送路へ送
信する。
【０００４】情報の受信局は、この拡散された微弱信号
を受信すると、この受信信号のスペクトラムを逆拡散
（収束）し、元の情報信号に復元する。さらに、復元さ
れた信号に対して相関処理を行うことによって、Ｓ／Ｎ
比を向上できる。
を受信すると、この受信信号のスペクトラムを逆拡散
（収束）し、元の情報信号に復元する。さらに、復元さ
れた信号に対して相関処理を行うことによって、Ｓ／Ｎ
比を向上できる。
【０００５】また、前述した衛星通信システムや移動体
通信システムや光ファイバ通信システムにおける伝送路
の品質を試験する試験項目のなかには、伝送路の距離
（長さ）を測定する項目がある。このような伝送路の距
離を測定する距離測定装置においは、送信側から例えば
ＰＮパターン信号を被測定伝送路へ送信し、この被測定
伝送路を経由したＰＮパターン信号を受信して、送信Ｐ
Ｎパターン信号と受信ＰＮパターン信号との時間差から
距離を算出する。
通信システムや光ファイバ通信システムにおける伝送路
の品質を試験する試験項目のなかには、伝送路の距離
（長さ）を測定する項目がある。このような伝送路の距
離を測定する距離測定装置においは、送信側から例えば
ＰＮパターン信号を被測定伝送路へ送信し、この被測定
伝送路を経由したＰＮパターン信号を受信して、送信Ｐ
Ｎパターン信号と受信ＰＮパターン信号との時間差から
距離を算出する。
【０００６】この時間差を正確に測定する手法として、
受信ＰＮパターン信号と、送信ＰＮパターン信号を遅延
回路で遅延時間τだけ遅延させた遅延ＰＮパターン信号
との相関係数Ｒを算出する。そして、遅延時間τを順次
変化させていって、最大相関係数Ｒmax が得られる遅延
時間τを前記送信ＰＮパターン信号と受信ＰＮパターン
信号との時間差と決定し、この時間差に信号の伝送速度
を乗算して距離を算出する。
受信ＰＮパターン信号と、送信ＰＮパターン信号を遅延
回路で遅延時間τだけ遅延させた遅延ＰＮパターン信号
との相関係数Ｒを算出する。そして、遅延時間τを順次
変化させていって、最大相関係数Ｒmax が得られる遅延
時間τを前記送信ＰＮパターン信号と受信ＰＮパターン
信号との時間差と決定し、この時間差に信号の伝送速度
を乗算して距離を算出する。
【０００７】図９に上述した相関関数算出手法を採用し
た距離測定装置の概略構成を示す。また、図１０に同距
離測定装置の動作を示すタイムチャートを示す。
た距離測定装置の概略構成を示す。また、図１０に同距
離測定装置の動作を示すタイムチャートを示す。
【０００８】ＰＮパターン発生器１は、例えばＮ段のシ
フトレジスタと１個の排他的論理和ゲートとから構成さ
れ、図１０に示すように、クロック発生器１４から入力
される所定のクロック周期Ｔ0 （周波数ｆ0 ）を有する
クロック信号ｃに同期して、（２N −１）のデータ周期
を有するＭ系列のＰＮパターン信号ａを出力する。
フトレジスタと１個の排他的論理和ゲートとから構成さ
れ、図１０に示すように、クロック発生器１４から入力
される所定のクロック周期Ｔ0 （周波数ｆ0 ）を有する
クロック信号ｃに同期して、（２N −１）のデータ周期
を有するＭ系列のＰＮパターン信号ａを出力する。
【０００９】ＰＮパターン発生器１から出力されたＰＮ
パターン信号ａは搬送波発振器３から出力された搬送波
周波数ｆC （周期ＴC ｆC ≧２ｆ0 ）を有する搬送波
信号ｂと信号合成器（ミキサ）２で信号合成される。信
号合成器（ミキサ）２から出力された合成信号ｄは増幅
器４で増幅された後、例えばアンテナ５を介して電波放
射される。
パターン信号ａは搬送波発振器３から出力された搬送波
周波数ｆC （周期ＴC ｆC ≧２ｆ0 ）を有する搬送波
信号ｂと信号合成器（ミキサ）２で信号合成される。信
号合成器（ミキサ）２から出力された合成信号ｄは増幅
器４で増幅された後、例えばアンテナ５を介して電波放
射される。
【００１０】送信側のアンテナ５から電波放射された電
波が受信側のアンテナ６で受信された受信信号ｇはバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）７で帯域制限された後、増幅
器８で増幅される。増幅器８で増幅された受信信号ｈは
次のアナログ相関器９へ入力される。
波が受信側のアンテナ６で受信された受信信号ｇはバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）７で帯域制限された後、増幅
器８で増幅される。増幅器８で増幅された受信信号ｈは
次のアナログ相関器９へ入力される。
【００１１】一方、ＰＮパターン発生器１から出力され
たＰＮパターン信号ａは信号合成器（ミキサ）２へ入力
されると共に、遅延回路１０へ入力される。遅延回路１
０で外部から指定された遅延時間τ1 だけ遅延された遅
延ＰＮパターン信号ａ1 は、前記信号合成器２と同一構
成の信号合成器１１で搬送波信号ｂと信号合成されて、
遅延合成信号ｄ1 としてアナログ相関器９へ入力され
る。
たＰＮパターン信号ａは信号合成器（ミキサ）２へ入力
されると共に、遅延回路１０へ入力される。遅延回路１
０で外部から指定された遅延時間τ1 だけ遅延された遅
延ＰＮパターン信号ａ1 は、前記信号合成器２と同一構
成の信号合成器１１で搬送波信号ｂと信号合成されて、
遅延合成信号ｄ1 としてアナログ相関器９へ入力され
る。
【００１２】アナログ相関器９は乗算器９ａと積分器９
ｂとで構成されている。乗算器９ａには増幅器８からの
受信信号ｈと遅延合成信号ｄ1 とが入力される。乗算器
９ａは、受信信号ｈと遅延合成信号ｄ1 とをアナログ的
に乗算して、乗算信号ｉを次の積分器９ｂへ送出する。
ｂとで構成されている。乗算器９ａには増幅器８からの
受信信号ｈと遅延合成信号ｄ1 とが入力される。乗算器
９ａは、受信信号ｈと遅延合成信号ｄ1 とをアナログ的
に乗算して、乗算信号ｉを次の積分器９ｂへ送出する。
【００１３】積分器９ｂは、例えば抵抗とコンデンサ等
で構成され、乗算信号ｉの電荷をコンデンサに蓄積す
る。そして、積分器９ｂはコンデンサの端子電圧を相関
係数ｊとして出力する。なお、この積分器９ｂにおける
積分時間ＴI は予め外部から与えられている。
で構成され、乗算信号ｉの電荷をコンデンサに蓄積す
る。そして、積分器９ｂはコンデンサの端子電圧を相関
係数ｊとして出力する。なお、この積分器９ｂにおける
積分時間ＴI は予め外部から与えられている。
【００１４】アナログ相関器９から出力された相関係数
ｊは次のＡ／Ｄ変換器１２で所定のサンプリング周期ｆ
S （ｆS 》ｆ0 ）でＡ／Ｄ変換されて次のデータ処理部
１３へ入力される。
ｊは次のＡ／Ｄ変換器１２で所定のサンプリング周期ｆ
S （ｆS 》ｆ0 ）でＡ／Ｄ変換されて次のデータ処理部
１３へ入力される。
【００１５】データ処理部１３には、遅延回路１０に設
定された遅延時間τ1 が入力されている。そして、例え
ば、操作者が遅延回路１０に設定する遅延時間τ1 を順
次変更していった場合における各相関係数ｊを算出す
る。
定された遅延時間τ1 が入力されている。そして、例え
ば、操作者が遅延回路１０に設定する遅延時間τ1 を順
次変更していった場合における各相関係数ｊを算出す
る。
【００１６】データ処理部１３は、最大相関係数ｊm が
得られる遅延時間τs を決定し、この遅延時間τs をア
ンテナ５，６相互間で構成される伝送路の信号の伝送所
要時間とし、この遅延時間τs に信号の伝送速度Ｖを乗
算することによって、伝送路の距離Ｌ（＝τs ×Ｖ）を
算出する。
得られる遅延時間τs を決定し、この遅延時間τs をア
ンテナ５，６相互間で構成される伝送路の信号の伝送所
要時間とし、この遅延時間τs に信号の伝送速度Ｖを乗
算することによって、伝送路の距離Ｌ（＝τs ×Ｖ）を
算出する。
【００１７】このように、アナログ相関器９を用いて、
受信信号ｈと遅延合成信号ｄ1 との相関係数ｊを算出す
ることは、受信信号ｈに全く雑音が含まれない場合は遅
延合成信号ｄ1 は受信信号ｈに対して遅延時間τs だけ
遅れた信号となるので、アナログ相関器９は受信信号ｈ
の自己相関係数を算出していることになる。一般に、信
号の自己相関係数を算出することによって、この信号に
含まれる周波数成分を有しない雑音成分を除去すること
が可能である。
受信信号ｈと遅延合成信号ｄ1 との相関係数ｊを算出す
ることは、受信信号ｈに全く雑音が含まれない場合は遅
延合成信号ｄ1 は受信信号ｈに対して遅延時間τs だけ
遅れた信号となるので、アナログ相関器９は受信信号ｈ
の自己相関係数を算出していることになる。一般に、信
号の自己相関係数を算出することによって、この信号に
含まれる周波数成分を有しない雑音成分を除去すること
が可能である。
【００１８】したがって、図１０に示すように、たとえ
受信信号ｈに信号レベルを大きく越えるレベルの雑音が
混入していたとしても、この受信信号ｈと元の合成信号
ｄとの間の時間差を正確に測定でき、正しい伝送路の距
離Ｌが得られる。
受信信号ｈに信号レベルを大きく越えるレベルの雑音が
混入していたとしても、この受信信号ｈと元の合成信号
ｄとの間の時間差を正確に測定でき、正しい伝送路の距
離Ｌが得られる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図９に
示す距離測定装置においても、まだ解消すべき次のよう
な課題があった。
示す距離測定装置においても、まだ解消すべき次のよう
な課題があった。
【００２０】すなわち、上述した距離測定装置におい
て、伝送路の距離Ｌが精度よく算出される条件は、最大
相関係数ｊm が得られる遅延時間τs を精度よく決定す
ることである。
て、伝送路の距離Ｌが精度よく算出される条件は、最大
相関係数ｊm が得られる遅延時間τs を精度よく決定す
ることである。
【００２１】しかし、アナログ相関器９で得られる相関
係数ｊは、図９に示すように、アナログの乗算器９ａの
計算精度とアナログの積分器９ｂの計算精度に依存す
る。一般に、アナログの乗算器９ａは二つの入力信号
ｈ，ｄ1 相互間に大きなレベル差が存在した場合は、大
きな乗算誤差が発生する懸念がある。この乗算誤差は出
力される乗算信号ｉのオフセット（直流バイアス分）と
なって現れる。
係数ｊは、図９に示すように、アナログの乗算器９ａの
計算精度とアナログの積分器９ｂの計算精度に依存す
る。一般に、アナログの乗算器９ａは二つの入力信号
ｈ，ｄ1 相互間に大きなレベル差が存在した場合は、大
きな乗算誤差が発生する懸念がある。この乗算誤差は出
力される乗算信号ｉのオフセット（直流バイアス分）と
なって現れる。
【００２２】また、たとえほぼ同一信号レベルの信号
ｈ，ｄ1 が入力したとしても、周囲温度等に起因して、
出力される乗算信号ｉに直流ドリフトが発生する懸念が
ある。乗算器９ａから出力される乗算信号ｉに直流ドリ
フトが発生すると、前述した抵抗やコンデンサ等で構成
されたアナログの積分器９ｂの積分結果としての相関係
数ｊにこの直流ドリフトがそのまま残る。
ｈ，ｄ1 が入力したとしても、周囲温度等に起因して、
出力される乗算信号ｉに直流ドリフトが発生する懸念が
ある。乗算器９ａから出力される乗算信号ｉに直流ドリ
フトが発生すると、前述した抵抗やコンデンサ等で構成
されたアナログの積分器９ｂの積分結果としての相関係
数ｊにこの直流ドリフトがそのまま残る。
【００２３】また、アナログの積分器９ｂにおいても、
周囲温度等に起因して、出力される積分結果に直流ドリ
フトが発生する懸念がある。
周囲温度等に起因して、出力される積分結果に直流ドリ
フトが発生する懸念がある。
【００２４】前述したように、得られる相関係数ｊのＳ
／Ｎ比を上昇させるためには、積分器９ｂにおける積分
時間（測定時間）ＴI を長くする必要があるが、この積
分時間ＴI を長くすると、乗算信号ｉに含まれる直流ド
リフトが相関係数ｊに含まれることになり、アナログ相
関器９を用いる限りにおいては、正しい相関係数ｊを得
ることが困難であった。
／Ｎ比を上昇させるためには、積分器９ｂにおける積分
時間（測定時間）ＴI を長くする必要があるが、この積
分時間ＴI を長くすると、乗算信号ｉに含まれる直流ド
リフトが相関係数ｊに含まれることになり、アナログ相
関器９を用いる限りにおいては、正しい相関係数ｊを得
ることが困難であった。
【００２５】したがって、たとえ同一遅延時間τ1 であ
っても異なる相関係数ｊが得られ、最大相関係数ｊm が
得られる遅延時間τs を正確に決定することが困難であ
り、結果的に、伝送路の距離測定精度が低下する。
っても異なる相関係数ｊが得られ、最大相関係数ｊm が
得られる遅延時間τs を正確に決定することが困難であ
り、結果的に、伝送路の距離測定精度が低下する。
【００２６】また、直流ドリフトの発生を極力抑制した
アナログの乗算器９ａや積分器９ｂは極めて高価でかつ
回路構成も複雑化する問題がある。
アナログの乗算器９ａや積分器９ｂは極めて高価でかつ
回路構成も複雑化する問題がある。
【００２７】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
ものであり、アナログの相関器の代りに、デジタル相関
器を用いることによって、大きな雑音が含まれる受信信
号から信号を検出でき、かつ常に正しい相関係数が得ら
れ、伝送路の距離を正確に測定できる微弱信号検出装置
及び距離測定装置を提供することを目的とする。
ものであり、アナログの相関器の代りに、デジタル相関
器を用いることによって、大きな雑音が含まれる受信信
号から信号を検出でき、かつ常に正しい相関係数が得ら
れ、伝送路の距離を正確に測定できる微弱信号検出装置
及び距離測定装置を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解消するため
に、請求項１の発明は、所定のクロック周期を有するク
ロック信号に同期するデジタルのＰＮパターン信号と搬
送波信号とが信号合成されて送信された信号を受信し
て、この受信信号から元のＰＮパターン信号を検出する
微弱信号検出装置において、受信信号を前記搬送波信号
を用いて復調する復調器と、この復調器から出力された
復調信号をクロック周期より短いサンプリング周期でＡ
／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、ＰＮパターン信号を遅延
する遅延回路と、サンプリング周期毎にＡ／Ｄ変換され
た復調信号と遅延回路より出力された遅延ＰＮパターン
信号に対して積和演算を行い、クロック周期が経過する
毎に、この積和演算値を出力していくデジタル相関器と
を備えている。
に、請求項１の発明は、所定のクロック周期を有するク
ロック信号に同期するデジタルのＰＮパターン信号と搬
送波信号とが信号合成されて送信された信号を受信し
て、この受信信号から元のＰＮパターン信号を検出する
微弱信号検出装置において、受信信号を前記搬送波信号
を用いて復調する復調器と、この復調器から出力された
復調信号をクロック周期より短いサンプリング周期でＡ
／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、ＰＮパターン信号を遅延
する遅延回路と、サンプリング周期毎にＡ／Ｄ変換され
た復調信号と遅延回路より出力された遅延ＰＮパターン
信号に対して積和演算を行い、クロック周期が経過する
毎に、この積和演算値を出力していくデジタル相関器と
を備えている。
【００２９】また、請求項２の距離測定装置において
は、デジタルのＰＮパターン信号を発生するＰＮパター
ン発生器と、このＰＮパターン発生器から出力されたＰ
Ｎパターン信号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝
送路へ送信する信号送信処理部と、被測定伝送路を経由
した信号を受信して搬送波信号を用いて元のＰＮパター
ン信号へ復調する信号受信処理部と、この信号受信処理
部から出力された復調ＰＮパターン信号をＡ／Ｄ変換す
るＡ／Ｄ変換器と、ＰＮパターン発生器から出力された
ＰＮパターン信号を遅延する遅延回路と、Ａ／Ｄ変換さ
れた復調ＰＮパターン信号と遅延された遅延ＰＮパター
ン信号との相関係数を算出するデジタル相関器と、この
デジタル相関器で算出される相関係数が最大値になるよ
うに遅延回路における遅延時間を制御する遅延時間制御
手段と、この遅延時間制御手段にて制御された遅延時間
に基づいて被測定伝送路の距離を算出する距離算出手段
とを備えている。
は、デジタルのＰＮパターン信号を発生するＰＮパター
ン発生器と、このＰＮパターン発生器から出力されたＰ
Ｎパターン信号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝
送路へ送信する信号送信処理部と、被測定伝送路を経由
した信号を受信して搬送波信号を用いて元のＰＮパター
ン信号へ復調する信号受信処理部と、この信号受信処理
部から出力された復調ＰＮパターン信号をＡ／Ｄ変換す
るＡ／Ｄ変換器と、ＰＮパターン発生器から出力された
ＰＮパターン信号を遅延する遅延回路と、Ａ／Ｄ変換さ
れた復調ＰＮパターン信号と遅延された遅延ＰＮパター
ン信号との相関係数を算出するデジタル相関器と、この
デジタル相関器で算出される相関係数が最大値になるよ
うに遅延回路における遅延時間を制御する遅延時間制御
手段と、この遅延時間制御手段にて制御された遅延時間
に基づいて被測定伝送路の距離を算出する距離算出手段
とを備えている。
【００３０】さらに、請求項３の距離測定装置において
は、デジタルのＰＮパターン信号を発生するＰＮパター
ン発生器と、このＰＮパターン発生器から出力されたＰ
Ｎパターン信号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝
送路へ送信する信号送信処理部と、被測定伝送路を経由
した信号を受信し、分岐器で２つの受信信号に分岐し、
第１の復調器では分岐された一方の受信信号を搬送波信
号で復調し、第２の復調器では分岐された他方の受信信
号を、９０°移相器で搬送波信号の位相を９０°移相し
た搬送波信号で復調する信号受信処理部と、この信号受
信処理部から出力された一対の復調信号をそれぞれＡ／
Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換器と、ＰＮパターン発生器
から出力されたＰＮパターン信号を遅延する遅延回路
と、Ａ／Ｄ変換された一方の復調信号と遅延された遅延
ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第１のデジタ
ル相関器と、Ａ／Ｄ変換された他方の復調信号と遅延さ
れた遅延ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第２
のデジタル相関器と、第１，第２のデジタル相関器で得
られた各相関係数をベクトル演算するベクトル演算手段
と、このベクトル演算手段で得られたベクトル相関係数
の値が最大値になるように遅延回路における遅延時間を
制御する遅延時間制御手段と、この遅延時間制御手段に
て制御された遅延時間に基づいて被測定伝送路の距離を
算出する距離算出手段とを備えている。
は、デジタルのＰＮパターン信号を発生するＰＮパター
ン発生器と、このＰＮパターン発生器から出力されたＰ
Ｎパターン信号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝
送路へ送信する信号送信処理部と、被測定伝送路を経由
した信号を受信し、分岐器で２つの受信信号に分岐し、
第１の復調器では分岐された一方の受信信号を搬送波信
号で復調し、第２の復調器では分岐された他方の受信信
号を、９０°移相器で搬送波信号の位相を９０°移相し
た搬送波信号で復調する信号受信処理部と、この信号受
信処理部から出力された一対の復調信号をそれぞれＡ／
Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換器と、ＰＮパターン発生器
から出力されたＰＮパターン信号を遅延する遅延回路
と、Ａ／Ｄ変換された一方の復調信号と遅延された遅延
ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第１のデジタ
ル相関器と、Ａ／Ｄ変換された他方の復調信号と遅延さ
れた遅延ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第２
のデジタル相関器と、第１，第２のデジタル相関器で得
られた各相関係数をベクトル演算するベクトル演算手段
と、このベクトル演算手段で得られたベクトル相関係数
の値が最大値になるように遅延回路における遅延時間を
制御する遅延時間制御手段と、この遅延時間制御手段に
て制御された遅延時間に基づいて被測定伝送路の距離を
算出する距離算出手段とを備えている。
【００３１】さらに、請求項４の距離測定装置において
は、デジタルのＰＮパターン信号を発生するＰＮパター
ン発生器と、ＰＮパターン発生器から出力されたＰＮパ
ターン信号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝送路
へ送信する信号送信処理部と、被測定伝送路を経由した
信号を受信し、分岐器で２つの受信信号に分岐し、分岐
された一方の受信信号は第１の復調器にて搬送波信号を
用いて復調し、分岐された他方の受信信号は９０°移相
器で位相を９０°移相し、第２の復調器にて搬送波信号
を用いて復調する信号受信処理部と、この信号受信処理
部から出力された一対の復調信号をそれぞれＡ／Ｄ変換
する一対のＡ／Ｄ変換器と、ＰＮパターン発生器から出
力されたＰＮパターン信号を遅延する遅延回路と、Ａ／
Ｄ変換された一方の復調信号と遅延された遅延ＰＮパタ
ーン信号との相関係数を算出する第１のデジタル相関器
と、Ａ／Ｄ変換された他方の復調信号と遅延された遅延
ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第２のデジタ
ル相関器と、第１，第２のデジタル相関器で得られた各
相関係数をベクトル演算するベクトル演算手段と、この
ベクトル演算手段で得られたベクトル相関係数の値が最
大値になるように遅延回路における遅延時間を制御する
遅延時間制御手段と、この遅延時間制御手段にて制御さ
れた遅延時間に基づいて被測定伝送路の距離を算出する
距離算出手段とを備えている。
は、デジタルのＰＮパターン信号を発生するＰＮパター
ン発生器と、ＰＮパターン発生器から出力されたＰＮパ
ターン信号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝送路
へ送信する信号送信処理部と、被測定伝送路を経由した
信号を受信し、分岐器で２つの受信信号に分岐し、分岐
された一方の受信信号は第１の復調器にて搬送波信号を
用いて復調し、分岐された他方の受信信号は９０°移相
器で位相を９０°移相し、第２の復調器にて搬送波信号
を用いて復調する信号受信処理部と、この信号受信処理
部から出力された一対の復調信号をそれぞれＡ／Ｄ変換
する一対のＡ／Ｄ変換器と、ＰＮパターン発生器から出
力されたＰＮパターン信号を遅延する遅延回路と、Ａ／
Ｄ変換された一方の復調信号と遅延された遅延ＰＮパタ
ーン信号との相関係数を算出する第１のデジタル相関器
と、Ａ／Ｄ変換された他方の復調信号と遅延された遅延
ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第２のデジタ
ル相関器と、第１，第２のデジタル相関器で得られた各
相関係数をベクトル演算するベクトル演算手段と、この
ベクトル演算手段で得られたベクトル相関係数の値が最
大値になるように遅延回路における遅延時間を制御する
遅延時間制御手段と、この遅延時間制御手段にて制御さ
れた遅延時間に基づいて被測定伝送路の距離を算出する
距離算出手段とを備えている。
【００３２】
【作用】このように構成された請求項１の微弱信号検出
装置においては、受信側において、大きい雑音成分を含
む受信信号が先ず搬送波信号で復調されて元のＰＮパタ
ーン信号に対応する復調信号が得られる。この復調信号
には前述した大きな雑音成分とこの大きな雑音成分に埋
もれるように微小なＰＮパターン信号成分とが含まれ
る。この復調信号がサンプリング周期でＡ／Ｄ変換器で
Ａ／Ｄ変換される。一方、元のデジタルのＰＮパターン
信号は遅延回路で遅延され遅延ＰＮパターン信号とな
る。
装置においては、受信側において、大きい雑音成分を含
む受信信号が先ず搬送波信号で復調されて元のＰＮパタ
ーン信号に対応する復調信号が得られる。この復調信号
には前述した大きな雑音成分とこの大きな雑音成分に埋
もれるように微小なＰＮパターン信号成分とが含まれ
る。この復調信号がサンプリング周期でＡ／Ｄ変換器で
Ａ／Ｄ変換される。一方、元のデジタルのＰＮパターン
信号は遅延回路で遅延され遅延ＰＮパターン信号とな
る。
【００３３】ＰＮパターン信号のクロック周期が経過す
る毎に、Ａ／Ｄ変換された復調信号と遅延された遅延Ｐ
Ｎパターン信号との相関係数がデジタル相関器で算出さ
れて再生パターン信号として出力される。
る毎に、Ａ／Ｄ変換された復調信号と遅延された遅延Ｐ
Ｎパターン信号との相関係数がデジタル相関器で算出さ
れて再生パターン信号として出力される。
【００３４】具体的には、サンプリング周期毎に、復調
信号の各信号値と遅延ＰＮパターン信号の各信号値とを
乗算して、前記クロック周期の継続期間内において、乗
算値を加算して、加算値（積和演算値）を一つのデータ
値として出力する。
信号の各信号値と遅延ＰＮパターン信号の各信号値とを
乗算して、前記クロック周期の継続期間内において、乗
算値を加算して、加算値（積和演算値）を一つのデータ
値として出力する。
【００３５】一般に、雑音成分のサンプリングされた各
瞬時値は正負の極性を含めて種々の値に分散する。一
方、信号成分は一定値を維持しているので、図５（ａ）
に示すように、この積和演算過程で復調信号における雑
音成分は低減し、Ｓ／Ｎ比は向上する。また、図５
（ｂ）に示すように、信号成分が大きくなると、雑音成
分も大きくなる場合においても、前述した同様の理由で
積和演算過程において、Ｓ／Ｎ比は向上する。
瞬時値は正負の極性を含めて種々の値に分散する。一
方、信号成分は一定値を維持しているので、図５（ａ）
に示すように、この積和演算過程で復調信号における雑
音成分は低減し、Ｓ／Ｎ比は向上する。また、図５
（ｂ）に示すように、信号成分が大きくなると、雑音成
分も大きくなる場合においても、前述した同様の理由で
積和演算過程において、Ｓ／Ｎ比は向上する。
【００３６】したがって、雑音成分が大きい復調信号か
らこの雑音成分に埋もれた微弱信号が検出される。
らこの雑音成分に埋もれた微弱信号が検出される。
【００３７】この場合、デジタル相関器の相関係数の精
度はＡ／Ｄ変換器の変換精度で定まるので非常に高い演
算精度を維持できる。すなわち、アナログ相関器のよう
にアナログの乗算器やアナログの積算器が組込まれてい
ないので、たとえ長時間に亘って積和演算を実施したと
しても、直流ドリフトが発生することはない。
度はＡ／Ｄ変換器の変換精度で定まるので非常に高い演
算精度を維持できる。すなわち、アナログ相関器のよう
にアナログの乗算器やアナログの積算器が組込まれてい
ないので、たとえ長時間に亘って積和演算を実施したと
しても、直流ドリフトが発生することはない。
【００３８】請求項２の距離測定装置は、上述した微弱
信号検出装置の動作原理を応用して被測定伝送路の距離
を測定する。
信号検出装置の動作原理を応用して被測定伝送路の距離
を測定する。
【００３９】送信信号処理部からデジタルのＰＮパター
ン信号とアナログの搬送波信号とを合成したアナログの
合成信号が被測定伝送路へ送信される。受信信号処理部
は受信した合成信号を搬送波信号で復調して元のＰＮパ
ターン信号に対応する復調信号を得て、Ａ／Ｄ変換す
る。
ン信号とアナログの搬送波信号とを合成したアナログの
合成信号が被測定伝送路へ送信される。受信信号処理部
は受信した合成信号を搬送波信号で復調して元のＰＮパ
ターン信号に対応する復調信号を得て、Ａ／Ｄ変換す
る。
【００４０】Ａ／Ｄ変換された元のＰＮパターン信号に
対応する復調信号と遅延ＰＮパターン信号との相関係数
がデジタル相関器で算出される。そして、最大の相関係
数が得られるように遅延ＰＮパターン信号における遅延
時間が制御される。そして、この制御された遅延時間及
び被測定伝送路の信号の伝送速度から被測定伝送路の距
離が自動的に算出される。
対応する復調信号と遅延ＰＮパターン信号との相関係数
がデジタル相関器で算出される。そして、最大の相関係
数が得られるように遅延ＰＮパターン信号における遅延
時間が制御される。そして、この制御された遅延時間及
び被測定伝送路の信号の伝送速度から被測定伝送路の距
離が自動的に算出される。
【００４１】この場合、距離の測定精度は遅延時間の決
定精度に依存するが、前述したように、相関係数の算出
精度はデジタル相関器における相関係数を算出する場合
のサンプリングデータ数に対応する。しかし、デジタル
相関器においては、サンプリングデータ数を増加（デー
タ採取期間）したとしても、直流ドリフトが発生するこ
とはないので、相関係数の算出精度を上昇でき、結果と
して、相関係数の最大値が得られる遅延時間を精度よく
算出できる。
定精度に依存するが、前述したように、相関係数の算出
精度はデジタル相関器における相関係数を算出する場合
のサンプリングデータ数に対応する。しかし、デジタル
相関器においては、サンプリングデータ数を増加（デー
タ採取期間）したとしても、直流ドリフトが発生するこ
とはないので、相関係数の算出精度を上昇でき、結果と
して、相関係数の最大値が得られる遅延時間を精度よく
算出できる。
【００４２】請求項３の距離測定装置においては、信号
受信処理部において、受信信号は２つの受信信号に分岐
される。分岐された一方の受信信号は搬送波信号で元の
ＰＮパターン信号に対応する復調信号に復調されたのち
Ａ／Ｄ変換される。
受信処理部において、受信信号は２つの受信信号に分岐
される。分岐された一方の受信信号は搬送波信号で元の
ＰＮパターン信号に対応する復調信号に復調されたのち
Ａ／Ｄ変換される。
【００４３】分岐された他方の受信信号は９０°移相さ
れた搬送波信号で元のＰＮパターン信号を９０°移相さ
れたＰＮパターン信号に対応する復調信号に復調された
のちＡ／Ｄ変換される。
れた搬送波信号で元のＰＮパターン信号を９０°移相さ
れたＰＮパターン信号に対応する復調信号に復調された
のちＡ／Ｄ変換される。
【００４４】それぞれ個別にＡ／Ｄ変換さた各復調信号
は、それぞれ個別に個別に遅延ＰＮパターン信号との相
関係数が算出される。
は、それぞれ個別に個別に遅延ＰＮパターン信号との相
関係数が算出される。
【００４５】そして、最終的にこれらの相関係数はベク
トル合成されて、そのベクトル相関係数が最大値となる
ように前記遅延時間が設定される。
トル合成されて、そのベクトル相関係数が最大値となる
ように前記遅延時間が設定される。
【００４６】すなわち、受信信号を復調する場合に、た
とえ位相ずれ等が発生したとしても、ベクトル合成する
ことによって、算出された相関係数に位相ずれに起因す
る誤差が抑制される。
とえ位相ずれ等が発生したとしても、ベクトル合成する
ことによって、算出された相関係数に位相ずれに起因す
る誤差が抑制される。
【００４７】請求項４の距離測定装置においては、信号
受信処理部において、受信信号は２つの受信信号に分岐
される。分岐された一方の受信信号は搬送波信号で元の
ＰＮパターン信号に対応する復調信号に復調されたのち
Ａ／Ｄ変換される。
受信処理部において、受信信号は２つの受信信号に分岐
される。分岐された一方の受信信号は搬送波信号で元の
ＰＮパターン信号に対応する復調信号に復調されたのち
Ａ／Ｄ変換される。
【００４８】分岐された他方の受信信号は９０°移相さ
れたのち搬送波信号で元のＰＮパターン信号を９０°移
相されたＰＮパターン信号に対応する復調信号に復調さ
れたのちＡ／Ｄ変換される。
れたのち搬送波信号で元のＰＮパターン信号を９０°移
相されたＰＮパターン信号に対応する復調信号に復調さ
れたのちＡ／Ｄ変換される。
【００４９】それぞれ個別にＡ／Ｄ変換さた各復調信号
は、それぞれ個別に個別に遅延ＰＮパターン信号との相
関係数が算出される。
は、それぞれ個別に個別に遅延ＰＮパターン信号との相
関係数が算出される。
【００５０】そして、最終的にこれらの相関係数はベク
トル合成されて、そのベクトル相関係数が最大値となる
ように前記遅延時間が設定される。
トル合成されて、そのベクトル相関係数が最大値となる
ように前記遅延時間が設定される。
【００５１】すなわち、受信信号を復調する場合に、た
とえ位相ずれ等が発生したとしても、ベクトル合成する
ことによって、算出された相関係数に位相ずれに起因す
る誤差が抑制される。
とえ位相ずれ等が発生したとしても、ベクトル合成する
ことによって、算出された相関係数に位相ずれに起因す
る誤差が抑制される。
【００５２】
【実施例】以下本発明の各実施例を説明する。
【００５３】（第１実施例）図１は第１実施例の距離測
定装置の概略構成を示すブロック図である。また、図２
は同距離測定装置の動作を示すタイムチャートである。
定装置の概略構成を示すブロック図である。また、図２
は同距離測定装置の動作を示すタイムチャートである。
【００５４】ＰＮパターン発生器２１は、図９のＰＮパ
ターン発生器１と同一構成であり、図２に示すように、
クロック発生器２２から入力される所定のクロック周期
Ｔ0（周波数ｆ0 ）を有するクロック信号ｃに同期し
て、（２N −１）のデータ周期を有するデジタルのＰＮ
パターン信号ａを出力する。
ターン発生器１と同一構成であり、図２に示すように、
クロック発生器２２から入力される所定のクロック周期
Ｔ0（周波数ｆ0 ）を有するクロック信号ｃに同期し
て、（２N −１）のデータ周期を有するデジタルのＰＮ
パターン信号ａを出力する。
【００５５】ＰＮパターン発生器２１から出力されたデ
ジタルのＰＮパターン信号ａは信号送信処理部２３内に
おいて、搬送波発振器２５から出力された搬送波周波数
ｆC（周期ＴC ｆC ≧２ｆ0 ）を有する搬送波信号ｂ
と信号合成器（ミキサ）２４で信号合成される。具体的
には、信号合成器（ミキサ）２４は、ＰＮパターン信号
ａの［１］レベル又は［０］レベルのレベル変化に応じ
て、搬送波信号ｂの位相を１８０°変更する。
ジタルのＰＮパターン信号ａは信号送信処理部２３内に
おいて、搬送波発振器２５から出力された搬送波周波数
ｆC（周期ＴC ｆC ≧２ｆ0 ）を有する搬送波信号ｂ
と信号合成器（ミキサ）２４で信号合成される。具体的
には、信号合成器（ミキサ）２４は、ＰＮパターン信号
ａの［１］レベル又は［０］レベルのレベル変化に応じ
て、搬送波信号ｂの位相を１８０°変更する。
【００５６】信号合成器（ミキサ）２４から出力された
合成信号ｄは増幅器２６で増幅された後、例えばアンテ
ナ２７を介して電波放射される。
合成信号ｄは増幅器２６で増幅された後、例えばアンテ
ナ２７を介して電波放射される。
【００５７】信号受信処理部２８においては、信号送信
処理部２３のアンテナ２７から電波放射された電波をア
ンテナ２９を介して受信する。
処理部２３のアンテナ２７から電波放射された電波をア
ンテナ２９を介して受信する。
【００５８】なお、信号送信処理部２３のアンテナ２７
と信号受信処理部２８のアンテナ２９との間が被測定伝
送路になるが、実際の測定においては、この被測定伝送
路は通信衛星までの往復経路や、都市相互間に敷設され
た光ファイバの往復経路であるので、信号送信処理部２
３と信号受信処理部２８とは同一のケースに収納されて
いる。したがって、信号送信処理部２３と信号受信処理
部２８との間の信号の時間遅れはない。
と信号受信処理部２８のアンテナ２９との間が被測定伝
送路になるが、実際の測定においては、この被測定伝送
路は通信衛星までの往復経路や、都市相互間に敷設され
た光ファイバの往復経路であるので、信号送信処理部２
３と信号受信処理部２８とは同一のケースに収納されて
いる。したがって、信号送信処理部２３と信号受信処理
部２８との間の信号の時間遅れはない。
【００５９】アンテナ２９で受信された受信信号ｇはバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３０で帯域制限された後、
増幅器３１で増幅される。増幅器３１で増幅された受信
信号は次の復調器３２へ入力される。
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３０で帯域制限された後、
増幅器３１で増幅される。増幅器３１で増幅された受信
信号は次の復調器３２へ入力される。
【００６０】復調器３２は受信信号を搬送波発振器２５
から出力された搬送波信号ｂで元のＰＮパターン信号に
対応する信号に復調する。復調器３２から出力された復
調信号はローパスフイルタ（ＬＰＦ）３３で高周波雑音
成分が除去され、新たな復調信号ｈ1 としてＡ／Ｄ変換
器３４へ入力される。
から出力された搬送波信号ｂで元のＰＮパターン信号に
対応する信号に復調する。復調器３２から出力された復
調信号はローパスフイルタ（ＬＰＦ）３３で高周波雑音
成分が除去され、新たな復調信号ｈ1 としてＡ／Ｄ変換
器３４へ入力される。
【００６１】このＡ／Ｄ変換器３４は、クロック入力端
子３５から入力される周波数ｆS （周期ＴS ）を有する
サンプリング信号ｋに同期して、入力された復調信号ｈ
1 を例えば正負の符号を最上位ビットに設定される８ビ
ットデータにＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換器３４から出
力されたデジタルの復調信号ｈ2 は次のデジタル相関器
３６へ入力される。
子３５から入力される周波数ｆS （周期ＴS ）を有する
サンプリング信号ｋに同期して、入力された復調信号ｈ
1 を例えば正負の符号を最上位ビットに設定される８ビ
ットデータにＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換器３４から出
力されたデジタルの復調信号ｈ2 は次のデジタル相関器
３６へ入力される。
【００６２】一方、ＰＮパターン発生器２１から出力さ
れたＰＮパターン信号ａは信号送信処理部２３へ入力さ
れると共に、遅延回路３７へ入力される。遅延回路３７
は入力されたＰＮパターン信号ａを制御部３９から指定
された遅延時間τ1 だけ遅延して遅延ＰＮパターン信号
ａ1 として次のデジタル相関器３６へ送出する。
れたＰＮパターン信号ａは信号送信処理部２３へ入力さ
れると共に、遅延回路３７へ入力される。遅延回路３７
は入力されたＰＮパターン信号ａを制御部３９から指定
された遅延時間τ1 だけ遅延して遅延ＰＮパターン信号
ａ1 として次のデジタル相関器３６へ送出する。
【００６３】デジタル相関器３６は、前記サンプリング
信号ｋに同期して復調信号ｈ1 と遅延ＰＮパターン信号
ａ1 との間で(1) 式に基づいて積和演算を行なって、相
関係数Ｒ（τ1 ）を算出する。
信号ｋに同期して復調信号ｈ1 と遅延ＰＮパターン信号
ａ1 との間で(1) 式に基づいて積和演算を行なって、相
関係数Ｒ（τ1 ）を算出する。
【００６４】
【数１】
【００６５】但し、ＴM ＝Ｍ・Ｔ0 ＝ｍ・ＴS ＴM ：一つの相関係数の測定期間 この一つの遅延時間τ1 に対応する一つの相関係数Ｒ
（τ1 ）を算出する場合の採取データ数ｍに対応する測
定時間ＴM は、ＰＮパターン信号ａのクロック周期Ｔ0
の整数の倍数Ｍの形で操作者にて与えられる。
（τ1 ）を算出する場合の採取データ数ｍに対応する測
定時間ＴM は、ＰＮパターン信号ａのクロック周期Ｔ0
の整数の倍数Ｍの形で操作者にて与えられる。
【００６６】デジタル相関器３６から出力される相関係
数Ｒ（τ1 ）は次の制御部３９へ入力される。制御部３
９は一種のマイクロコンピュータで構成されており、内
部のアプリケーションプログラム上にソフト的に構成さ
れた遅延時間制御部４０と距離算出部４１とが構成され
ている。
数Ｒ（τ1 ）は次の制御部３９へ入力される。制御部３
９は一種のマイクロコンピュータで構成されており、内
部のアプリケーションプログラム上にソフト的に構成さ
れた遅延時間制御部４０と距離算出部４１とが構成され
ている。
【００６７】遅延時間制御部４０は、デジタル相関器３
６から出力される相関係数Ｒ（τ1）が最大値になるよ
うに遅延回路３７における遅延時間τ1 を制御する。具
体的には、操作者による測定開始指令に応動して、同じ
く操作者が指定したクロック周期Ｔ0 の倍数Ｍから得ら
れる測定時間（測定周期）ＴM 経過する毎に、遅延回路
３７に送出する遅延時間τ1 を予め定められた最小値τ
1minから最大値τ1maxまで所定間隔毎に、順番に増加し
ていく。
６から出力される相関係数Ｒ（τ1）が最大値になるよ
うに遅延回路３７における遅延時間τ1 を制御する。具
体的には、操作者による測定開始指令に応動して、同じ
く操作者が指定したクロック周期Ｔ0 の倍数Ｍから得ら
れる測定時間（測定周期）ＴM 経過する毎に、遅延回路
３７に送出する遅延時間τ1 を予め定められた最小値τ
1minから最大値τ1maxまで所定間隔毎に、順番に増加し
ていく。
【００６８】そして、測定時間（測定周期）ＴM 経過す
る毎に、デジタル相関器３６から出力される相関係数Ｒ
（τ1 ）の大小を順番に比較していき、最大相関係数Ｒ
（τ1 ）max が得られる遅延時間τ1Sを決定する。
る毎に、デジタル相関器３６から出力される相関係数Ｒ
（τ1 ）の大小を順番に比較していき、最大相関係数Ｒ
（τ1 ）max が得られる遅延時間τ1Sを決定する。
【００６９】距離算出部４１は、この決定された遅延時
間τ1Sをアンテナ２７，２９相互間で構成される被測定
伝送路の信号の伝送所要時間とし、この遅延時間τ1Sに
信号の伝送速度Ｖを乗算することによって、被測定伝送
路の距離Ｌ（＝τ1S×Ｖ）を算出する。
間τ1Sをアンテナ２７，２９相互間で構成される被測定
伝送路の信号の伝送所要時間とし、この遅延時間τ1Sに
信号の伝送速度Ｖを乗算することによって、被測定伝送
路の距離Ｌ（＝τ1S×Ｖ）を算出する。
【００７０】次に、このように構成された距離測定装置
において、信号受信処理部２８にて受信され、復調され
た復調信号ｈ1 から雑音に埋もれた信号成分を相関係数
を算出することによって、高いＳ／Ｎ比で検出できる理
由を前述した図５（ａ）（ｂ）を用いて詳細に説明す
る。
において、信号受信処理部２８にて受信され、復調され
た復調信号ｈ1 から雑音に埋もれた信号成分を相関係数
を算出することによって、高いＳ／Ｎ比で検出できる理
由を前述した図５（ａ）（ｂ）を用いて詳細に説明す
る。
【００７１】雑音成分のサンプリングされた各瞬時値
は、正負の極性に亘り、例えば正規分布等で代表される
広い範囲に分散する。一方、信号成分は一定値を維持し
ているので、図５（ａ）に示すように、一定の測定期間
ＴM において(1) 式で示す積和演算の実行過程で雑音成
分は低減するが、信号成分は一定値を維持するので、Ｓ
／Ｎ比は向上する。
は、正負の極性に亘り、例えば正規分布等で代表される
広い範囲に分散する。一方、信号成分は一定値を維持し
ているので、図５（ａ）に示すように、一定の測定期間
ＴM において(1) 式で示す積和演算の実行過程で雑音成
分は低減するが、信号成分は一定値を維持するので、Ｓ
／Ｎ比は向上する。
【００７２】次に、図５（ｂ）に示すように、信号成分
が大きくなると、雑音成分も大きくなる場合について説
明する。
が大きくなると、雑音成分も大きくなる場合について説
明する。
【００７３】このように信号の大きさと雑音の大きさと
が相関を持つ場合は、(1) 式で示す積和演算をＮ回実行
すると、Ｓ／Ｎ比がＮ1/2 だけ上昇することが知られて
いる。このことを以下に示す。
が相関を持つ場合は、(1) 式で示す積和演算をＮ回実行
すると、Ｓ／Ｎ比がＮ1/2 だけ上昇することが知られて
いる。このことを以下に示す。
【００７４】今、Ｎ回の積和演算を行うとして、ｉ回目
の相関係数の測定データＸi(t)の信号成分をｓi 、雑音
成分をｎi としたとき、Ｎ回の測定による信号成分の和
は(2) 式となる。
の相関係数の測定データＸi(t)の信号成分をｓi 、雑音
成分をｎi としたとき、Ｎ回の測定による信号成分の和
は(2) 式となる。
【００７５】
【数２】
【００７６】となる。(2)(3)式において、ｓ，ｎは信号
と雑音の平均振幅である。これにより、積和演算後のＳ
／ＮはＳ／Ｎ＝Ｎｓ／（Ｎ1/2 ｎ）＝Ｎ1/2 （ｓ／ｎ）
…(4)となる。(3) 式において、Ｎ回の積和
演算によって、信号成分がＮ倍になり、雑音成分がＮ
1/2 倍となり、これらを合計したＳ／Ｎ比が全体として
Ｎ1/2 倍となることが理解できる。
と雑音の平均振幅である。これにより、積和演算後のＳ
／ＮはＳ／Ｎ＝Ｎｓ／（Ｎ1/2 ｎ）＝Ｎ1/2 （ｓ／ｎ）
…(4)となる。(3) 式において、Ｎ回の積和
演算によって、信号成分がＮ倍になり、雑音成分がＮ
1/2 倍となり、これらを合計したＳ／Ｎ比が全体として
Ｎ1/2 倍となることが理解できる。
【００７７】したがって、雑音成分が大きい復調信号か
らこの雑音成分に埋もれた微弱信号が検出される。
らこの雑音成分に埋もれた微弱信号が検出される。
【００７８】なお、Ｓ／Ｎ比の向上度合いは、図５
（ａ）（ｂ）に示すように、測定時間ＴM （積和演算時
間）の他に、各信号をＡ／Ｄ変換する場合におけるサン
プリング信号の周波数ｆS を高くして、積和演算を実施
する場合におけるデータ数を増加してもよい。
（ａ）（ｂ）に示すように、測定時間ＴM （積和演算時
間）の他に、各信号をＡ／Ｄ変換する場合におけるサン
プリング信号の周波数ｆS を高くして、積和演算を実施
する場合におけるデータ数を増加してもよい。
【００７９】そして、この第１実施例装置においては、
図２のタイムチャートに示すように、送信信号処理部２
３からアンテナ２７を介して送信された合成信号ｄが、
受信信号処理部２８にて受信される被測定伝送路を伝搬
される過程において、大きな雑音が混入して、受信信号
ｇや復調信号ｈ2 のＳ／Ｎ比が大幅に低下している。し
かし、デジタル相関器３６で復調信号ｈ2 と遅延ＰＮパ
ターン信号ａ1 との相関係数Ｒ（τ1 ）を算出すること
によって、遅延時間τ1 を変化させた場合における最大
相関係数Ｒ（τ1 ）max を高い精度で検出できる。
図２のタイムチャートに示すように、送信信号処理部２
３からアンテナ２７を介して送信された合成信号ｄが、
受信信号処理部２８にて受信される被測定伝送路を伝搬
される過程において、大きな雑音が混入して、受信信号
ｇや復調信号ｈ2 のＳ／Ｎ比が大幅に低下している。し
かし、デジタル相関器３６で復調信号ｈ2 と遅延ＰＮパ
ターン信号ａ1 との相関係数Ｒ（τ1 ）を算出すること
によって、遅延時間τ1 を変化させた場合における最大
相関係数Ｒ（τ1 ）max を高い精度で検出できる。
【００８０】なお、一つの遅延時間τ1 における相関係
数Ｒ（τ1 ）の測定時間ＴM を大きく設定することによ
って、各遅延時間τ1 における相関係数Ｒ（τ1 ）の測
定精度をより一層向上できるので、最終的に得られる被
測定伝送路の距離Ｌの測定精度をより一層向上できる。
数Ｒ（τ1 ）の測定時間ＴM を大きく設定することによ
って、各遅延時間τ1 における相関係数Ｒ（τ1 ）の測
定精度をより一層向上できるので、最終的に得られる被
測定伝送路の距離Ｌの測定精度をより一層向上できる。
【００８１】次に、被測定伝送路の距離ＬをＰＮパター
ン信号及びデジタル相関器３６を用いて正確に測定でき
る理由を図３及び図４を用いて説明する。
ン信号及びデジタル相関器３６を用いて正確に測定でき
る理由を図３及び図４を用いて説明する。
【００８２】前述したようにＭ系列のＰＮパターン信号
は（２N −１）のデータ周期を有する周期信号である。
したがって、ＰＮパターン発生器２１をクロック信号ｃ
に同期して起動させると、１周期Ｔは Ｔ＝ＴC （２N −１）＝Δ（２N −１） 但し、ＴC ＝Δとなる。したがって、ＰＮパターン信号
の各データの経過時間ｔを関数とする自己相関係数Ｒ
（ｔ）を算出すると、図３に示すように、データ周期Ｔ
経過する毎に鋭い［１］のピーク値が生じる。一方、そ
の他の時間位置では自己相関係数Ｒ（ｔ）は［１／ｎ］
である。
は（２N −１）のデータ周期を有する周期信号である。
したがって、ＰＮパターン発生器２１をクロック信号ｃ
に同期して起動させると、１周期Ｔは Ｔ＝ＴC （２N −１）＝Δ（２N −１） 但し、ＴC ＝Δとなる。したがって、ＰＮパターン信号
の各データの経過時間ｔを関数とする自己相関係数Ｒ
（ｔ）を算出すると、図３に示すように、データ周期Ｔ
経過する毎に鋭い［１］のピーク値が生じる。一方、そ
の他の時間位置では自己相関係数Ｒ（ｔ）は［１／ｎ］
である。
【００８３】実施例装置のように、同一周期を有する２
つのＰＮパターン信号相互間の相関係数Ｒ（τ1 ）は、
両方のＰＮパターン信号が完全に同期した時点で、図３
に示すように、鋭いピーク値を示す。したがって、この
鋭いピーク値は高い精度で検出でき、この鋭いピーク値
における遅延時間τ1Sを高い精度で特定できる。
つのＰＮパターン信号相互間の相関係数Ｒ（τ1 ）は、
両方のＰＮパターン信号が完全に同期した時点で、図３
に示すように、鋭いピーク値を示す。したがって、この
鋭いピーク値は高い精度で検出でき、この鋭いピーク値
における遅延時間τ1Sを高い精度で特定できる。
【００８４】図４（ａ）（ｂ）は、信号送信処理部２３
の信号合成器２４から出力される合成信号ｄの周波数特
性図である。搬送波抑圧比が十分な場合は、図４（ａ）
に示すように、合成信号ｄには搬送波周波数ｆC の成分
は含まれずに、搬送波抑圧比が不十分な場合は、図４
（ｂ）に示すように、合成信号ｄに搬送波周波数ｆC の
成分が含まれる。
の信号合成器２４から出力される合成信号ｄの周波数特
性図である。搬送波抑圧比が十分な場合は、図４（ａ）
に示すように、合成信号ｄには搬送波周波数ｆC の成分
は含まれずに、搬送波抑圧比が不十分な場合は、図４
（ｂ）に示すように、合成信号ｄに搬送波周波数ｆC の
成分が含まれる。
【００８５】このように、合成信号ｄに搬送波周波数ｆ
C の成分が含まれると、復調された信号ｈ1 ，ｈ2 にお
いて、雑音として特定周波数成分が残るので、たとえデ
ジタル相関器３６で相関係数Ｒ（τ1 ）を算出しても、
この相関係数Ｒ（τ1 ）において高いＳ／Ｎ比を得るこ
とは困難である。したがって、最適の搬送波抑圧比が得
られるように、搬送波信号ｂの信号レベルを調整してい
る。
C の成分が含まれると、復調された信号ｈ1 ，ｈ2 にお
いて、雑音として特定周波数成分が残るので、たとえデ
ジタル相関器３６で相関係数Ｒ（τ1 ）を算出しても、
この相関係数Ｒ（τ1 ）において高いＳ／Ｎ比を得るこ
とは困難である。したがって、最適の搬送波抑圧比が得
られるように、搬送波信号ｂの信号レベルを調整してい
る。
【００８６】（第２実施例）図１における距離測定装置
におけるデジタル相関器３６の測定時間ＴM をＰＮパタ
ーン信号ａのクロック周期Ｔ0 に設定すると（Ｍ＝
１）、この距離測定装置を微弱信号検出装置として使用
できる。
におけるデジタル相関器３６の測定時間ＴM をＰＮパタ
ーン信号ａのクロック周期Ｔ0 に設定すると（Ｍ＝
１）、この距離測定装置を微弱信号検出装置として使用
できる。
【００８７】すなわち、前述した(1) 式で示す積和演算
の範囲がＰＮパターン信号ａの１データの継続時間Ｔ0
となる。この時間Ｔ0 内においては、図２に示すよう
に、復調信号ｈ2 の大きな雑音成分に埋もれた信号成分
は一定値を維持するので、測定時間ＴM 毎、すなわちク
ロック周期Ｔ0 に同期してデジタル相関器３６から出力
される相関係数Ｒ（τ1 ）が雑音成分が除去された再生
ＰＮパターン信号そのものになる。
の範囲がＰＮパターン信号ａの１データの継続時間Ｔ0
となる。この時間Ｔ0 内においては、図２に示すよう
に、復調信号ｈ2 の大きな雑音成分に埋もれた信号成分
は一定値を維持するので、測定時間ＴM 毎、すなわちク
ロック周期Ｔ0 に同期してデジタル相関器３６から出力
される相関係数Ｒ（τ1 ）が雑音成分が除去された再生
ＰＮパターン信号そのものになる。
【００８８】そして、この出力された再生ＰＮパターン
信号をＡ／Ｄ変換器でデジタルの再生ＰＮパターン信号
に変換すればよい。よって、受信信号ｇから雑音成分に
埋もれた微弱な信号を精度よく検出できる。
信号をＡ／Ｄ変換器でデジタルの再生ＰＮパターン信号
に変換すればよい。よって、受信信号ｇから雑音成分に
埋もれた微弱な信号を精度よく検出できる。
【００８９】この場合、再生ＰＮパターン信号のＳ／Ｎ
比を向上させるには、測定時間ＴMを増加する代りに、
Ａ／Ｄ変換器３４におけるサンプリング周波数ｆS を上
昇させて、積和演算におけるサンプリングデータ数を増
加すればよい。
比を向上させるには、測定時間ＴMを増加する代りに、
Ａ／Ｄ変換器３４におけるサンプリング周波数ｆS を上
昇させて、積和演算におけるサンプリングデータ数を増
加すればよい。
【００９０】なお、実際に微弱信号検出装置として使用
する前に、制御部３９を起動させて、最大の相関係数Ｒ
（τ1 ）max が得られる遅延時間τ1Sを遅延回路３７に
設定しておくことによって、より再生ＰＮパターン信号
のＳ／Ｎ比を向上できる。
する前に、制御部３９を起動させて、最大の相関係数Ｒ
（τ1 ）max が得られる遅延時間τ1Sを遅延回路３７に
設定しておくことによって、より再生ＰＮパターン信号
のＳ／Ｎ比を向上できる。
【００９１】（第３実施例）図６は本発明の第３の実施
例の距離測定装置の概略構成を示すブロック図である。
図１に示す第１実施例装置と同一部分には同一符号が付
してある。したがって、重複する部分の詳細説明は省略
されている。
例の距離測定装置の概略構成を示すブロック図である。
図１に示す第１実施例装置と同一部分には同一符号が付
してある。したがって、重複する部分の詳細説明は省略
されている。
【００９２】この実施例装置においては、信号受信処理
部２８ａ内に、信号分岐器４２及び９０°移相器４４が
組込まれている。
部２８ａ内に、信号分岐器４２及び９０°移相器４４が
組込まれている。
【００９３】信号受信処理部２８ａ内の増幅器３１から
出力された受信信号は、信号分岐器４２で２方向に分岐
される。２方向に分岐された一方の受信信号は、図１に
示す第１実施例装置と同様に、復調器３２へ入力され
る。そして、この受信信号は復調器３２で搬送波信号ｂ
を用いて復調されて、ローパスフィルタ３３を介してＡ
／Ｄ変換器３４でＡ／Ｄ変換されて、元のＰＮパターン
信号ａに対応する復調信号ｈ3 として第１のデジタル相
関器としてのデジタル相関器３６へ入力される。デジタ
ル相関器３６は、遅延回路３７で遅延された遅延ＰＮパ
ターン信号ａ1と前記復調信号ｈ3 との相関係数ＲX を
算出する。
出力された受信信号は、信号分岐器４２で２方向に分岐
される。２方向に分岐された一方の受信信号は、図１に
示す第１実施例装置と同様に、復調器３２へ入力され
る。そして、この受信信号は復調器３２で搬送波信号ｂ
を用いて復調されて、ローパスフィルタ３３を介してＡ
／Ｄ変換器３４でＡ／Ｄ変換されて、元のＰＮパターン
信号ａに対応する復調信号ｈ3 として第１のデジタル相
関器としてのデジタル相関器３６へ入力される。デジタ
ル相関器３６は、遅延回路３７で遅延された遅延ＰＮパ
ターン信号ａ1と前記復調信号ｈ3 との相関係数ＲX を
算出する。
【００９４】信号分岐器４２で２方向に分岐された他方
の受信信号は、別の復調器３２ａへ入力される。この復
調器３２ａには搬搬送波信号ｂの位相を９０°移相器４
４で９０°移相された搬搬送波信号ｂ1 が入力されてい
る。この他方の受信信号は復調器３２ａで搬送波信号ｂ
1 を用いて復調されて、ローパスフィルタ３３ａを介し
て第１のＡ／Ｄ変換器としてのＡ／Ｄ変換器３４ａでＡ
／Ｄ変換されて、元のＰＮパターン信号ａを９０°移相
したＰＮパターン信号に対応する復調信号ｈ4として第
２のデジタル相関器としてのデジタル相関器３６ａへ入
力される。
の受信信号は、別の復調器３２ａへ入力される。この復
調器３２ａには搬搬送波信号ｂの位相を９０°移相器４
４で９０°移相された搬搬送波信号ｂ1 が入力されてい
る。この他方の受信信号は復調器３２ａで搬送波信号ｂ
1 を用いて復調されて、ローパスフィルタ３３ａを介し
て第１のＡ／Ｄ変換器としてのＡ／Ｄ変換器３４ａでＡ
／Ｄ変換されて、元のＰＮパターン信号ａを９０°移相
したＰＮパターン信号に対応する復調信号ｈ4として第
２のデジタル相関器としてのデジタル相関器３６ａへ入
力される。
【００９５】デジタル相関器３６ａは、他のデジタル相
関器３６と同一構成を有しており、遅延回路３７で遅延
された遅延ＰＮパターン信号ａ1 と前記復調信号ｈ4 と
の相関係数ＲY を算出する。
関器３６と同一構成を有しており、遅延回路３７で遅延
された遅延ＰＮパターン信号ａ1 と前記復調信号ｈ4 と
の相関係数ＲY を算出する。
【００９６】各デジタル相関器３６，３６ａで算出され
た各相関係数ＲX ，ＲY は制御部３９ａへ入力される。
制御部３９ａ内には、ベクトル演算部４３と遅延時間制
御部４０ａと距離算出部４１ａとが設けられている。
た各相関係数ＲX ，ＲY は制御部３９ａへ入力される。
制御部３９ａ内には、ベクトル演算部４３と遅延時間制
御部４０ａと距離算出部４１ａとが設けられている。
【００９７】ベクトル演算部４３は、各デジタル相関器
３６，３６ａから測定時間ＴM （測定周期）経過毎に入
力される各相関係数ＲX ，ＲY をベクトル合成する。こ
のベクトル合成手法を図７を用いて説明する。
３６，３６ａから測定時間ＴM （測定周期）経過毎に入
力される各相関係数ＲX ，ＲY をベクトル合成する。こ
のベクトル合成手法を図７を用いて説明する。
【００９８】前記復調信号ｈ3 と復調信号ｈ4 とは位相
が互いに９０°異なるので、得られた各相関係数ＲX ，
ＲY も互いに９０°位相が異なる。
が互いに９０°異なるので、得られた各相関係数ＲX ，
ＲY も互いに９０°位相が異なる。
【００９９】よって、各ベクトル相関係数ＲX ，Ｒ
Y を(5)(6)式で定義できる。
Y を(5)(6)式で定義できる。
【０１００】 ＲX ＝Ａ COSωt …(5) ＲY ＝Ａ COS (ωt ＋π／２）＝Ａ sinωt …(6) 但し、Ａは位相に依存しない値（スカラー量）である。
【０１０１】したがって、合成ベクトル相関関数Ｒ
（τ1 ）は(7) 式となる。
（τ1 ）は(7) 式となる。
【０１０２】 Ｒ（τ1 ）＝ＲX ＋ＲY …(7) この合成ベクトル相関関数Ｒ（τ1 ）のスカラー量
（絶対値）Ｒ（τ1 ）は(8) 式で示される。
（絶対値）Ｒ（τ1 ）は(8) 式で示される。
【０１０３】 Ｒ（τ1 ）＝｜Ｒ（τ1 ）｜ ＝［｜ＲX ｜2 ＋｜ＲY ｜2 ］1/2 ＝Ａ［ COS2 ωt ＋ sin2 ωt ］ ＝Ａ …(8) このようにして求められた相関関数Ｒ（τ1 ）は次の遅
延時間制御部４０ａへ送出される。
延時間制御部４０ａへ送出される。
【０１０４】遅延時間制御部４０ａはベクトル演算部４
３から測定時間ＴM 経過毎に入力される相関関数Ｒ（τ
1 ）が最大相関関数Ｒ（τ1 ）max になる遅延時間τ1S
を決定して、次の距離算出部４１ａへ送出する。距離算
出部４１ａはこの遅延時間τ1Sに信号の伝送速度Ｖを乗
算することによって、被測定伝送路の距離Ｌ（＝τ1S×
Ｖ）を算出する。
３から測定時間ＴM 経過毎に入力される相関関数Ｒ（τ
1 ）が最大相関関数Ｒ（τ1 ）max になる遅延時間τ1S
を決定して、次の距離算出部４１ａへ送出する。距離算
出部４１ａはこの遅延時間τ1Sに信号の伝送速度Ｖを乗
算することによって、被測定伝送路の距離Ｌ（＝τ1S×
Ｖ）を算出する。
【０１０５】このように構成された距離測定装置の技術
的効果を説明する。
的効果を説明する。
【０１０６】例えば図１に示す距離測定装置の受信信号
処理部２８のアンテナ２９の受信方向が変化して、信号
の伝送所要時間に変化を与える場合がある。また、被測
定伝送路が図１．図６に示す電波経路ではなくて、同軸
ケーブルや光ファイバ等の場合は、ケーブルの伸縮等に
より、伝送所要時間に変化を与える場合がある。
処理部２８のアンテナ２９の受信方向が変化して、信号
の伝送所要時間に変化を与える場合がある。また、被測
定伝送路が図１．図６に示す電波経路ではなくて、同軸
ケーブルや光ファイバ等の場合は、ケーブルの伸縮等に
より、伝送所要時間に変化を与える場合がある。
【０１０７】いずれの場合も、復調器３２において受信
信号ｇを復調した場合において、復調信号に位相ずれが
発生する懸念がある。よって、たとえ遅延回路３７にお
いて遅延時間を同一遅延時間τ1 に設定した場合におい
ても、測定するタイミングが異なれば、相関関数Ｒ（τ
1 ）が異なる値となる不都合が生じる。
信号ｇを復調した場合において、復調信号に位相ずれが
発生する懸念がある。よって、たとえ遅延回路３７にお
いて遅延時間を同一遅延時間τ1 に設定した場合におい
ても、測定するタイミングが異なれば、相関関数Ｒ（τ
1 ）が異なる値となる不都合が生じる。
【０１０８】しかしながら、図６に示す第３実施例装置
のように、受信信号ｇから互いに位相が９０°異なる２
つのＰＮパターン信号に対応した信号ｈ3 ，ｈ4 に復調
することによって、各相関係数ＲX ，ＲY をベクトル合
成することによって、得られるベクトル相関関数Ｒ
（τ1 ）の絶対値Ａは図７に示すように、たとえ両者の
位相が相対的にずれたとしても円周上を移動するので、
常に一定値を維持する。よって、復調器３２，３２ａに
生じる位相ずれに起因する相関関数Ｒ（τ1 ）が最大相
関関数Ｒ（τ1 ）max になる遅延時間τ1Sの決定、及び
その後における被測定伝送路に対する距離算出精度が低
下することが未然に防止される。
のように、受信信号ｇから互いに位相が９０°異なる２
つのＰＮパターン信号に対応した信号ｈ3 ，ｈ4 に復調
することによって、各相関係数ＲX ，ＲY をベクトル合
成することによって、得られるベクトル相関関数Ｒ
（τ1 ）の絶対値Ａは図７に示すように、たとえ両者の
位相が相対的にずれたとしても円周上を移動するので、
常に一定値を維持する。よって、復調器３２，３２ａに
生じる位相ずれに起因する相関関数Ｒ（τ1 ）が最大相
関関数Ｒ（τ1 ）max になる遅延時間τ1Sの決定、及び
その後における被測定伝送路に対する距離算出精度が低
下することが未然に防止される。
【０１０９】（第４実施例）図８は本発明の第４実施例
に係わる距離測定装置の概略構成を示すブロック図であ
る。図６に示す第３実施例装置と同一部分には同一符号
が付してある。したがって、重複する部分の詳細説明は
省略されている。
に係わる距離測定装置の概略構成を示すブロック図であ
る。図６に示す第３実施例装置と同一部分には同一符号
が付してある。したがって、重複する部分の詳細説明は
省略されている。
【０１１０】この実施例装置においては、受信信号処理
部２８ｂにおいて、分岐器４２にて分岐された一方の受
信信号ｇ1 をそのまま復調器３２へ送出し、分岐された
他方の受信信号ｇ2 を９０°移相器４４ａで９０°位相
をずらせて他方の復調器３２ａへ送出している。そし
て、各復調器３２，３２ａには搬送波発振器２５から同
一位相の搬送波信号ｂが入力されている。
部２８ｂにおいて、分岐器４２にて分岐された一方の受
信信号ｇ1 をそのまま復調器３２へ送出し、分岐された
他方の受信信号ｇ2 を９０°移相器４４ａで９０°位相
をずらせて他方の復調器３２ａへ送出している。そし
て、各復調器３２，３２ａには搬送波発振器２５から同
一位相の搬送波信号ｂが入力されている。
【０１１１】このような構成の距離測定装置において
も、Ａ／Ｄ変換器３４，３４ａから出力される各復調信
号は互いに位相が９０°異なる２つのＰＮパターン信号
に対応する復調信号ｈ3 ，ｈ4 となる。各デジタル相関
器３６，３６ａから出力される相関係数ＲX ，ＲY の各
ベクトル相関係数ＲX ，ＲY は図７に示すように、
相対的に９０°の位相差を維持するので、前述した第３
実施例装置とほぼ同様の効果を得ることができる。
も、Ａ／Ｄ変換器３４，３４ａから出力される各復調信
号は互いに位相が９０°異なる２つのＰＮパターン信号
に対応する復調信号ｈ3 ，ｈ4 となる。各デジタル相関
器３６，３６ａから出力される相関係数ＲX ，ＲY の各
ベクトル相関係数ＲX ，ＲY は図７に示すように、
相対的に９０°の位相差を維持するので、前述した第３
実施例装置とほぼ同様の効果を得ることができる。
【０１１２】
【発明の効果】以上説明したように本発明の微弱信号検
出装置においては、受信側において、大きい雑音成分を
含む受信信号を搬送波信号で復調して元のＰＮパターン
信号に対応する復調信号を得て、さらにこの復調信号を
Ａ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換の復調信号と元のＰＮパター
ン信号を遅延した遅延ＰＮパターン信号との相関係数を
デジタル相関器で得て、この相関係数を再生ＰＮパター
ン信号としている。
出装置においては、受信側において、大きい雑音成分を
含む受信信号を搬送波信号で復調して元のＰＮパターン
信号に対応する復調信号を得て、さらにこの復調信号を
Ａ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換の復調信号と元のＰＮパター
ン信号を遅延した遅延ＰＮパターン信号との相関係数を
デジタル相関器で得て、この相関係数を再生ＰＮパター
ン信号としている。
【０１１３】したがって、アナログの乗算器やアナログ
の積分器が組込まれていないので、たとえ長時間に亘っ
て積和演算を実施したとしても、直流ドリフトが発生す
ることはないので、微弱信号の検出精度を向上できる。
の積分器が組込まれていないので、たとえ長時間に亘っ
て積和演算を実施したとしても、直流ドリフトが発生す
ることはないので、微弱信号の検出精度を向上できる。
【０１１４】また、本発明の距離測定装置においては、
自己相関係数が非常に高いＰＮパターン信号を用い、受
信信号から復調した元のＰＮパターン信号に対応する復
調信号のＡ／Ｄ変換値と遅延ＰＮパターン信号のＡ／Ｄ
変換値とのデジタル相関係数を算出して、この相関係数
から被測定伝送路の距離を算出している。
自己相関係数が非常に高いＰＮパターン信号を用い、受
信信号から復調した元のＰＮパターン信号に対応する復
調信号のＡ／Ｄ変換値と遅延ＰＮパターン信号のＡ／Ｄ
変換値とのデジタル相関係数を算出して、この相関係数
から被測定伝送路の距離を算出している。
【０１１５】したがって、サンプリングデータ数を増加
（データ採取期間）したとしても、直流ドリフトが発生
することはないので、相関係数の算出精度を上昇でき、
結果として、相関係数の最大値が得られる遅延時間を精
度よく算出でき、被測定伝送路の距離測定精度を向上し
ている。
（データ採取期間）したとしても、直流ドリフトが発生
することはないので、相関係数の算出精度を上昇でき、
結果として、相関係数の最大値が得られる遅延時間を精
度よく算出でき、被測定伝送路の距離測定精度を向上し
ている。
【０１１６】さらに、別の発明においては、信号受信処
理部において、受信信号は互いに位相が９０°異なる２
つのＰＮパターン信号に対応する２つの信号へ復調され
る。すなわち、受信信号を復調する場合に、たとえ位相
ずれ等が発生したとしても、ベクトル合成することによ
って、算出された相関係数に位相ずれに起因する誤差が
抑制される。よって、より一層距離の測定精度を向上で
きる。
理部において、受信信号は互いに位相が９０°異なる２
つのＰＮパターン信号に対応する２つの信号へ復調され
る。すなわち、受信信号を復調する場合に、たとえ位相
ずれ等が発生したとしても、ベクトル合成することによ
って、算出された相関係数に位相ずれに起因する誤差が
抑制される。よって、より一層距離の測定精度を向上で
きる。
【図１】 本発明の第１実施例の距離測定装置の概略構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図２】 同第１実施例の動作を示すタイムチャート
【図３】 同第１実施例に用いられるＰＮパターン信号
の自己相関係数を示す特性図
の自己相関係数を示す特性図
【図４】 同第１実施例の信号合成器から出力される合
成信号の周波数特性図
成信号の周波数特性図
【図５】 同第１実施例の信号受信処理部の受信信号に
おける信号と雑音との関係を示す図
おける信号と雑音との関係を示す図
【図６】 本発明の第３実施例の距離測定装置の概略構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図７】 同第３実施例における各相関係数のベクトル
を示す図
を示す図
【図８】 本発明の第４実施例の距離測定装置の概略構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図９】 アナログ相関器を用いた従来の距離測定装置
の概略構成を示すブロック図
の概略構成を示すブロック図
【図１０】 同従来装置の動作を示すタイムチャート
２１…ＰＮパターン発生器、２２…クロック発生器、２
３…信号送信処理装置、２４…信号合成器、２５…搬送
波発振器、２６，３１…増幅器、２７，２９…アンテ
ナ、２８…信号受信処理部、３０…バンドパスフィル
タ、３２，３２ａ…復調器、３３，３３ａ…ローパスフ
ィルタ、３４，３４ａ…Ａ／Ｄ変換器、３６，３６ａ…
デジタル相関器、３７…遅延回路、３９，３９ａ…制御
部、４０，４０ａ…遅遅延時間制御部、４１，４１ａ…
距離算出部、４３…ベクトル演算部、４４，４４ａ…９
０°移相器
３…信号送信処理装置、２４…信号合成器、２５…搬送
波発振器、２６，３１…増幅器、２７，２９…アンテ
ナ、２８…信号受信処理部、３０…バンドパスフィル
タ、３２，３２ａ…復調器、３３，３３ａ…ローパスフ
ィルタ、３４，３４ａ…Ａ／Ｄ変換器、３６，３６ａ…
デジタル相関器、３７…遅延回路、３９，３９ａ…制御
部、４０，４０ａ…遅遅延時間制御部、４１，４１ａ…
距離算出部、４３…ベクトル演算部、４４，４４ａ…９
０°移相器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 堀内 幸夫 東京都新宿区西新宿２丁目３番２号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 山本 周 東京都新宿区西新宿２丁目３番２号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 秋葉 重幸 東京都新宿区西新宿２丁目３番２号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 若林 博晴 東京都新宿区西新宿２丁目３番２号 国際 電信電話株式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】 所定のクロック周期を有するクロック信
号に同期するデジタルのＰＮパターン信号と搬送波信号
とが信号合成されて送信された信号を受信して、この受
信信号から元のＰＮパターン信号を検出する微弱信号検
出装置において、 前記受信信号を前記搬送波信号を用いて復調する復調器
(32)と、 この復調器から出力された復調信号を前記クロック周期
より短いサンプリング周期でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換
器(34)と、 前記ＰＮパターン信号を遅延する遅延回路(37)と、 前記サンプリング周期毎に前記Ａ／Ｄ変換された復調信
号と前記遅延回路より出力された遅延ＰＮパターン信号
に対して積和演算を行い、前記クロック周期が経過する
毎に、この積和演算値を出力していくデジタル相関器(3
6)とを備えた微弱信号検出装置。 - 【請求項２】 デジタルのＰＮパターン信号を発生する
ＰＮパターン発生器(21)と、 このＰＮパターン発生器から出力されたＰＮパターン信
号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝送路へ送信す
る信号送信処理部(23)と、 前記被測定伝送路を経由した信号を受信して前記搬送波
信号を用いて元のＰＮパターン信号へ復調する信号受信
処理部(28)と、 この信号受信処理部から出力された復調ＰＮパターン信
号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器(34)と、 前記ＰＮパターン発生器から出力されたＰＮパターン信
号を遅延する遅延回路(37)と、 前記Ａ／Ｄ変換された復調ＰＮパターン信号と前記遅延
された遅延ＰＮパターン信号との相関係数を算出するデ
ジタル相関器(26)と、 このデジタル相関器で算出される相関係数が最大値にな
るように前記遅延回路における遅延時間を制御する遅延
時間制御手段(40)と、 この遅延時間制御手段にて制御された遅延時間に基づい
て前記被測定伝送路の距離を算出する距離算出手段(41)
とを備えた距離測定装置。 - 【請求項３】 デジタルのＰＮパターン信号を発生する
ＰＮパターン発生器(21)と、 このＰＮパターン発生器から出力されたＰＮパターン信
号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝送路へ送信す
る信号送信処理部(23)と、 前記被測定伝送路を経由した信号を受信し、分岐器(42)
で２つの受信信号に分岐し、第１の復調器(32)では前記
分岐された一方の受信信号を前記搬送波信号で復調し、
第２の復調器(32a) では前記分岐された他方の受信信号
を、９０°移相器(44)で前記搬送波信号の位相を９０°
移相した搬送波信号で復調する信号受信処理部(28a)
と、 この信号受信処理部から出力された一対の復調信号をそ
れぞれＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換器(34.34a)と、 前記ＰＮパターン発生器から出力されたＰＮパターン信
号を遅延する遅延回路(37)と、 前記Ａ／Ｄ変換された一方の復調信号と前記遅延された
遅延ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第１のデ
ジタル相関器(36)と、 前記Ａ／Ｄ変換された他方の復調信号と前記遅延された
遅延ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第２のデ
ジタル相関器(36a) と、 前記第１，第２のデジタル相関器で得られた各相関係数
をベクトル演算するベクトル演算手段(43)と、 このベクトル演算手段で得られたベクトル相関係数の値
が最大値になるように前記遅延回路における遅延時間を
制御する遅延時間制御手段(40a) と、 この遅延時間制御手段にて制御された遅延時間に基づい
て前記被測定伝送路の距離を算出する距離算出手段(41
a) とを備えた距離測定装置。 - 【請求項４】 デジタルのＰＮパターン信号を発生する
ＰＮパターン発生器(21)と、 このＰＮパターン発生器から出力されたＰＮパターン信
号と搬送波信号とを信号合成して被測定伝送路へ送信す
る信号送信処理部(23)と、 前記被測定伝送路を経由した信号を受信し、分岐器(42)
で２つの受信信号に分岐し、前記分岐された一方の受信
信号は第１の復調器(32)にて前記搬送波信号を用いて復
調し、前記分岐された他方の受信信号は９０°移相器(4
4a) で位相を９０°移相し、第２の復調器(32a) にて前
記搬送波信号を用いて復調する信号受信処理部(28b)
と、 この信号受信処理部から出力された一対の復調信号をそ
れぞれＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換器(34.34a)と、 前記ＰＮパターン発生器から出力されたＰＮパターン信
号を遅延する遅延回路(37)と、 前記Ａ／Ｄ変換された一方の復調信号と前記遅延された
遅延ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第１のデ
ジタル相関器(36)と、 前記Ａ／Ｄ変換された他方の復調信号と前記遅延された
遅延ＰＮパターン信号との相関係数を算出する第２のデ
ジタル相関器(36a) と、 前記第１，第２のデジタル相関器で得られた各相関係数
をベクトル演算するベクトル演算手段(43)と、 このベクトル演算手段で得られたベクトル相関係数の値
が最大値になるように前記遅延回路における遅延時間を
制御する遅延時間制御手段(40a) と、 この遅延時間制御手段にて制御された遅延時間に基づい
て前記被測定伝送路の距離を算出する距離算出手段(41
a) とを備えた距離測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30019496A JP2945875B2 (ja) | 1996-11-12 | 1996-11-12 | 距離測定装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30019496A JP2945875B2 (ja) | 1996-11-12 | 1996-11-12 | 距離測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10145331A true JPH10145331A (ja) | 1998-05-29 |
| JP2945875B2 JP2945875B2 (ja) | 1999-09-06 |
Family
ID=17881876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30019496A Expired - Fee Related JP2945875B2 (ja) | 1996-11-12 | 1996-11-12 | 距離測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2945875B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005210611A (ja) * | 2004-01-26 | 2005-08-04 | Seiko Epson Corp | 情報伝送方式および電子機器 |
| CN103389126A (zh) * | 2013-07-03 | 2013-11-13 | 中国科学院宁波材料技术与工程研究所 | 一种微弱信号的处理方法及装置 |
-
1996
- 1996-11-12 JP JP30019496A patent/JP2945875B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005210611A (ja) * | 2004-01-26 | 2005-08-04 | Seiko Epson Corp | 情報伝送方式および電子機器 |
| CN103389126A (zh) * | 2013-07-03 | 2013-11-13 | 中国科学院宁波材料技术与工程研究所 | 一种微弱信号的处理方法及装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2945875B2 (ja) | 1999-09-06 |
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