JP2004328999A - ブラシレスｄｃモータの駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 非同期回転中のモータに直結した回転位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータを、回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込む。
【解決手段】 非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータ１４を演算装置３Ａとドライブ回路部４とにより半導体スイッチング素子群２を全てオフにして無通電状態とした上で、設定したモータ電流のｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔとモータのＥｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｑ，Ｌｄと検出されたブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相とから演算装置３ＡによりブラシレスＤＣモータ１４への初期両軸出力電圧Ｅｑ１，Ｅｄ１と初期出力周波数を算出して起動時間ｔ₀区間中のみブラシレスＤＣモータ１４へ出力する。起動時間ｔ₀ 経過後は、演算装置３Ａにより出力電圧実効値を変更し、かつ出力周波数も同期周波数に変更することでブラシレスＤＣモータ１４をそのまま同期運転に引き込む。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電源と、直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子および負極側に接続された半導体スイッチング素子を有し、両半導体スイッチング素子は３相分として３対備え、互いに直列に接続されて接続点がモータへの出力端子となっており、さらに３相のうち少なくとも２相分のモータ電流検出器と演算装置を備えた、複数極の磁石を有する回転子と３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する固定子とから構成され、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータの駆動装置であり、かつブラシレスＤＣモータの非同期回転中における回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）検出手段を備えたブラシレスＤＣモータの駆動装置によりブラシレスＤＣモータを駆動する方法に関する。

図１３は特開平３−２０７２９０に記載された従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。このブラシレスＤＣモータ駆動装置は、複数極の磁極を有する回転子１０と３相Ｙ結線に接続された電機子コイル７，８，９を有する固定子から構成され、モータに直結した回転位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータ１４を駆動するものであって、半導体スイッチング素子群２と位置検出回転制御装置１５とマイクロコンピュータ１６と時間検出器１７で構成されている。

時間検出器１７は位置検出回転制御装置１５から半導体スイッチング素子群２の回転信号の一部を入力し、ある回転信号の出力時からその次の回転信号の出力までの時間を計測してマイクロコンピュータ１６にそのデータを送る。マイクロコンピュータ１６は時間検出器１７より送られたデータを判断し、所定の時間より短いときに脱調と判断し、その後脱調の再起動の制御を行う。

しかしながら、前記従来の構成では、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータが脱調した際には、ブラシレスＤＣモータが停止するのを待ってから再度立ち上げる必要があり、したがって回転中のモータに対し停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことはできないという問題点があった。

本発明の目的は、非同期回転中の、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことのできる、ブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供することである。

本発明の請求項１のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータを無通電状態とした上で、検出したブラシレスＤＣモータの回転子速度に対応したモータ同期周波数よりも高い電圧周波数の電圧を短時間のみ出力した上で同期周波数に戻して非同期回転中のブラシレスＤＣモータを同期運転に引き込む。

請求項２の実施態様によれば、無通電状態からモータ電流を起動する際にモータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、ｑ軸電流は正方向に一定の増加率で、ｄ軸電流は負方向に一定の増加率で駆動する。モータ電流とモータ電圧とは、ｑ軸とｄ軸とに分けて設定（図５参照）される以下の電圧方程式（１），（２）を満たす関係にある。

Ｅｑ＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝ ・・・・・（１）
Ｅｄ＝Ｒ・Ｉｄ−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・・（２）
Ｅｑ：モータへの出力電圧のｑ軸成分Ｅｄ：モータへの出力電圧のｄ軸成分Ｅｏ：モータの誘起電圧定数ω：モータの回転子速度Ｐ：回転子磁極対数Ｒ：モータの電機子巻き線抵抗値Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンスＬｄ：モータのｄ軸インダクタンスＩｑ：モータのｑ軸電流Ｉｄ：モータのｄ軸電流永久磁石同期モータが同期状態で大きな正出力トルクを発生するためには、モータ電流が図２の丸印で示す位置にあることが必要である。

したがって、モータを瞬時に同期状態に引き込むためには、モータ電流を瞬時に上記位置まで起動させ、そこで安定させることが必要になる。起動開始時はモータ電流はゼロなので、図２に示す位置Ｐ₀ となる。この起動開始位置から目標とする位置までの電流の経路については安定性を考え、図２に示すように、直線的に一定に増加させる。この経路からわかるようにｑ軸電流増加率：ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ＝一定＞０ｄ軸電流増加率：ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ＝一定＜０となる。

したがって、モータ電流をこのように起動しようとすれば、点Ｐ₀ においては、（１），（２）式でＩｄ＝Ｉｑ＝０を代入して得られる電圧Ｅｑ₁＝Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・・出力電圧ｑ軸成分初期値Ｅｄ₁＝Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・・・・出力電圧ｄ軸成分初期値をモータに印加すればよいことになる。

また、点Ｐ₁ においては、時間の経過をｔ₁とすると、ここではＩｑ，ＩｄはＩｑ＝｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ₁Ｉｄ＝｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ₁となっている。これを（１），（２）式に代入すると、印加電圧Ｅｑ，ＥｄはＥｑ＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ₁＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ₁ ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝
Ｅｄ＝Ｒ・ｄ｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ₁ −Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ₁ ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝
となる。

ここで、ｔ₁ は非常に短い時間で、Ｅｑ₁の式中のωとＥｑの式中のωとは等しくみなせるので、 Ｅｑ＝〔Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝〕＋Ｐ・ω・Ｌｄ・ ｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ₁＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ₁ ＝Ｅｑ₁ ＋〔Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝＋Ｒ・ ｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ₁Ｅｄ＝Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・ ｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔ₁ ＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔ₁ ＝Ｅｄ₁＋〔−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋ Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝〕・ｔ₁ となる。

点Ｐ₁ ，Ｐ₂間、点Ｐ₂ ，Ｐ₃ 間、点Ｐ₃ ，Ｐ₄ 間も十分に短い時間なので、ωはこの間一定であるとみなすことができ、したがって各点Ｐ₂，Ｐ₃ ，Ｐ₄ で印加すべき電圧Ｅｑ，Ｅｄは同様に表わすことができる。つまり、Ｅｑ＝Ｅｑ₁ ＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・ｔＥｄ＝Ｅｄ₁＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・ｔとなる。

この式からわかるように、ＥｑについてはＥｑ₁ を初期値として一定の増加率Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝で負方向に増加させ、ＥｄについてはＥｄ₁を初期値として一定の増加率−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝（ここで、Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝は値が小さいので負となる）で負方向に増加させればよいことになる。

これを図示すると、図３のようになる。さらに、点Ｐ₄ 以降はモータ電流が目標位置に到達しているので、電流をそこに固定するため、Ｅｑ，Ｅｄを以下のように変えることになる。点Ｐ₄における印加電圧Ｅｑ，ＥｄをそれぞれＥｑ₄ ，Ｅｄ₄ とすると、Ｅｑ，Ｅｄは、点Ｐ₄ までの電流の増加率をｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔとして、Ｅｑ＝Ｅｑ₄−Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝
＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ’＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ’Ｅｄ＝Ｅｄ₄ −Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝
＝Ｒ・Ｉｄ’−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ’となる。ここで、Ｉｑ’，Ｉｄ ’は目標地点Ｐ₄に達したときの電流値である。

しかしながら、各点ごとにＥｑ，Ｅｄを変えていくこと、具体的に言うと、各点ごとにモータへの印加電圧実効値と印加電圧周波数を変えていくことは高速な演算装置ならば実現できるが、安価な低速の演算装置では不可能である。そこで、本発明は以下の方法により、安価な低速の演算装置でも前記のＥｑ，Ｅｄに近い印加電圧を作り出す。

まず、起動開始時点における回転子速度ωと、回転子位相（誘起電圧位相）θは既知であるとする。ここで、起動目標とするＩｑ’、Ｉｄ’および起動時間ｔ₀を設定すれば、ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ＝Ｉｑ’／ｔ₀ ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ＝Ｉｄ’／ｔ₀が決定される。

ここから、起動開始時におけるモータへの印加電圧Ｅｑ₁ ，Ｅｄ₁が（１），（２）式より次のように算出される。
Ｅｑ₁ ＝Ｅｏ・ω＋Ｌｑ・（Ｉｑ’／ｔ₀）
Ｅｄ₁ ＝Ｌｄ・（Ｉｄ’／ｔ₀）
さらに、目標（点Ｐ₄ ）到達時でのモータへの印加電圧Ｅｑ’，Ｅｄ’も（１），（２）式により次のように算出される。

Ｅｑ’＝Ｅｑ₁ ＋Ｒ・Ｉｑ’＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ’Ｅｄ’＝Ｅｄ₁＋Ｒ・Ｉｄ’−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ’ここまでは、低速演算装置も高速演算装置も同じである。高速演算装置の場合、例えば、点Ｐ₀ ではモータへの印加電圧実効値ＥｒｍｓはＥｒｍｓ＝（Ｅｑ₁ ²＋Ｅｄ₁ ²）^1/2モータのＵ相の誘起電圧位置がθならば、Ｕ相への印加電圧Ｅｕは、Ｅｕ＝２^1/2・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ｛Ｐ・ω・ｔ＋（δ₁ ／Δｔ）・ｔ＋δ₀＋θ｝
Ｖ相への印加電圧ＥｖはＥｖ＝２^1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ｛Ｐ・ω・ｔ＋（δ₁ ／Δｔ）・ｔ＋δ₀＋θ＋２π／３｝
同様に、点Ｐ₁ では、点Ｐ₁に到達するまでの時間をｔ₁ としてモータへの印加電圧実効値Ｅｒｍｓ＝（Ｅｑ₂ ²＋Ｅｄ₂ ²）^1/2Ｕ相への印加電圧ＥｕはＥｕ＝２^1/2・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔Ｐ・ω・ｔ＋（δ₂ ／Δｔ）・（ｔ−ｔ₁ ）＋δ₁ ＋δ₀＋θ〕
Ｖ相への印加電圧ＥｖはＥｖ＝２^1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔Ｐ・ω・ｔ＋（δ₂ ／Δｔ）・（ｔ−ｔ₁ ）＋δ₁＋δ₀ ＋θ＋２π／３〕
以上、各点ごとに同様の処理を行うことになる。

低速演算装置の場合、算出したＥｑ₁ ，Ｅｄ₁ ，Ｅｑ ’，Ｅｄ ’によりδ₁ ＋δ₂ ＋δ₃＋δ₄ ＝ｔａｎ^-1（−Ｅｄ’ ／Ｅｑ’）−ｔａｎ^-1（−Ｅｄ₁ ／Ｅｑ₁）
ここで、δ₁ ＋δ₂ ＋δ₃＋δ₄ ＝δ −δ₀ とおく。この（δ −δ₀ ）についてΔｆ＝（δ −δ₀）／（２π・ｔ₀ ）を算出し、モータの同期周波数Ｆ（＝Ｐ・ω／２π）にΔｆを加えた周波数で初期位相δ₀、実効値電圧Ｅｒｍｓ＝（Ｅｑ₁ ²＋Ｅｄ₁ ²）^1/2で時間ｔ₀ だけモータへの各相へ次のような電圧Ｅｕ，Ｅｖを印加する。

Ｅｕ＝２^1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔２π・（Ｆ₀＋Δｆ）・ｔ＋δ₀ ＋θ〕｝
Ｅｖ＝２^1/2 ・Ｅｒｍｓ・ｓｉｎ〔２π・（Ｆ＋Δｆ）・ｔ＋δ₀＋θ＋２π／３〕
したがって、目標とすべき、図４中点線で示す印加電圧に近い印加電圧を作り出すことができるので、モータ電流Ｉｑ，Ｉｄも目標とする電流Ｉｑ’，Ｉｄ’に近い位置にもっていくことができる。

その後（時間ｔｏの経過後）は、出力周波数をモータ同期周波数Ｆに合わせ、かつ実効値電圧を次式Ｅｑ＝Ｅｏ・ω＋〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝＋Ｐ・ω・Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝〕・ｔ₀Ｅｄ＝〔Ｒ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝−Ｐ・ω・Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝〕・ｔ₀のＥｑ，ＥｄによるＥｒｍｓ＝（Ｅｑ²＋Ｅｄ² ）^1/2 に設定すれば、以後そのまま同期運転に入ることができる。

本発明の請求項３のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、無通電回転中のブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）を検出する際に、演算装置により直列に接続された両半導体スイッチイング素子のオン・オフ比率を制御することで確定されるモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値を利用する。

請求項４の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の電流検出器により得られるモータ電流値から演算装置により算出される実効電流値に対し、モータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、前記算出される実効電流値を全てｑ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｑ軸電流を検出し、さらに演算装置により算出される実効電流値の変化率からｑ軸電流増加率（ｄｑ／ｄｔ）を検出する。

請求項５の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器により得られるモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値（相誘起電圧位相値）を電気角でπ進み、またはπ遅れとして検出する。請求項６の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、この各相電流位相値の変化率から回転子速度を検出する。

請求項７の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出されるモータ電流実効値に対し、これを全てｄ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｄ軸電流を検出し、さらに演算装置によりブラシレスＤＣモータの各特性値を使用して回転子速度を検出する。

請求項８の実施態様によれば、３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値（相誘起電圧位相値）を電気角でπ／２遅れまたは３π／２進みとして検出する。

直列に接続された両半導体スイッチング素子のオン・オフ比率を制御することで確定されるモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力することで、ブラシレスＤＣモータへの線間出力電圧値はゼロとなり、同様に相出力電圧値もゼロ（以下、これをゼロ電圧出力とする）にできる。これによりモータ電流とモータへの出力電圧とを前記のｑ軸とｄ軸とに分けて設定（図５参照）される（１），（２）式において、左辺側のＥｑ、Ｅｄが共にゼロとなる。これにより（１），（２）式は次の（３），（４）式に変更される。

０＝Ｅｏ・ω＋Ｒ・Ｉｑ＋Ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｌｑ・｛ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ｝・・・・（３）
０＝Ｒ・Ｉｄ−Ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ＋Ｌｄ・｛ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ｝・・・・（４）
ここで、無通電回転中のブラシレスＤＣモータに対しゼロ電圧出力した場合のモータ電流の動きは上記（３），（４）式においてＩｑとＩｄの初期値を共にゼロとした場合の電流の動きとなる。

このＩｑとＩｄの時間経過による変化の様子を示したものが図１１および図１２である。図１１はゼロ電圧出力開始当初の両軸電流波形の動きを示したものであり、必ずＩｑが先にマイナス値から立ち上りＩｄはやや遅れてから立ち上がる。その後両軸電流は共に振動しながら徐々に収束してゆき、Ｉｑはゼロに、Ｉｄは回転子速度に対応したマイナス値に収束していく様子を図１２に示している。

ここで、請求項４に記載の方法により、電流検出器を例えばＶ相電流（Ｉｖ）とＷ相電流（Ｉｗ）を検出するように配置したとすれば、図１１に示したゼロ電圧出力開始当初の両軸電流の動きから演算装置により算出したモータ電流実効値Ｉｒｍｓにおいて、 Ｉｒｍｓ＝｛Ｉｗ・Ｉｗ／２＋（Ｉｗ＋２・Ｉｖ）・（Ｉｗ＋２・Ｉｖ）／ ６｝^1/2 ＝（Ｉｑ・Ｉｑ＋Ｉｄ・Ｉｄ）^1/2 ≒−Ｉｑ （∵Ｉｄ≒０）
とみなすことができ、さらにはｄ（Ｉｑ）／ｄｔ≒ｄ（−Ｉｒｍｓ）／ｄｔとみなすこともできる。

上記の算出値（Ｉｑ，ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，Ｉｄ）をブラシレスＤＣモータの各特性値（Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ）を使用して式（３）に代入すればブラシレスＤＣモータの回転子速度（ω）が検出できる。さらに、請求項５に記載の方法により、３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の電流検出器により得られるモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、このモータ電流は図１１に示すようにｑ軸のマイナス電流とみなせることから、回転子位相値（相誘起電圧位相値）は各相のモータ電流位相値に対し電気角でπ進んだまたはπ遅れた位置にくるので回転子位相値（相誘起電圧位相値）も検出できる。

以上、請求項３，４，５，記載の方法により脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段をもたないブラシレスＤＣモータにおいて回転を停止することなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができる。あるいは、請求項６記載の手段により３相とも全て同一となる電圧出力を、ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動がｑ軸電流はゼロに、ｄ軸電流は回転子速度に対応したマイナス値に収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、この各相電流位相値の変化率から回転子速度は検出できる。あるいはまた、請求項７に記載の手段により３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出されるモータ電流実効値に対し、図１２に示すようにこれを全てｄ軸電流のマイナス電流とみなせるので、ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ≒０Ｉｑ≒０とみなせること、およびブラシレスＤＣモータの各特性値（Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ）を使用して式（３）に代入すればブラシレスＤＣモータの回転子速度（ω）が検出できる。

さらに、請求項８に記載の方法により３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値から演算装置により算出される各相電流位相値に対し、このモータ電流は図１２に示すようにｄ軸のマイナス電流とみなせることから、回転子位相値（相誘起電圧位相値）は各相のモータ電流位相値に対し電気角でπ／２遅れたまたは３π／２進んだ位置にくるので回転子位相値（相誘起電圧位相値）も検出できる。

以上請求項３，４，５の記載の方法により、または請求項３，６，７，８記載の手段によっても脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータにおいて回転を停止することなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができる。

以上説明したように、本発明は下記のような効果がある。
１〕請求項１，２の発明は、非同期回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、安価な演算装置により短時間で安定したモータ電流を起動でき、ブラシレスＤＣモータの回転を停止することなくそのまま起動して同期運転に引き込むことができる。

２〕請求項３〜８の発明は、脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、無通電状態からモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値を利用することで、ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができるので、脱調回転中のブラシレスＤＣモータに対し回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むことができる。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１は本発明の第１の実施形態（請求項１，２に対応）のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。本実施形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置は、３相Ｙ結線に接続されたそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相電機子コイル７，８，９からなる固定子と複数極の磁石を有する回転子１０からなり、モータ軸に直結された回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータ１４を駆動するもので、直流電源１と、トランジスタＳ₁ 〜Ｓ₆ からなる半導体スイッチング素子群２と、演算装置３Ａと、演算装置３Ａから半導体スイッチング素子群２へのオン・オフ命令をドライブ信号として半導体スイッチング素子群２へ伝送するドライブ回路部４と、モータ電流を検出する電流検出器５，６と、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の出力端子１１，１２，１３で構成されている。ここで、回転子速度と回転子位相は演算装置３Ａと電流検出器５、６によって前もって検出されている。

非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータ１４を演算装置３Ａとドライブ回路部４とにより半導体スイッチング素子群２を全てオフにして無通電状態とした上で、設定したモータ電流のｄ（Ｉｑ）／ｄｔ，ｄ（Ｉｄ）／ｄｔとモータの各特性値Ｅｏ，Ｐ，Ｒ，Ｌｑ，Ｌｄと検出されたブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相とから演算装置３ＡによりブラシレスＤＣモータ１４への初期両軸出力電圧Ｅｑ₁ ，Ｅｄ₁ と初期出力周波数（同期周波数（Ｆ）＋△ｆ）を〔課題を解決するための手段〕の項に記載の方法により算出して起動時間ｔ₀区間中のみブラシレスＤＣモータ１４へ出力する。起動時間ｔ₀経過後は、演算装置３Ａにより出力電圧実効値を〔課題を解決するための手段〕の項記載の方法により変更し、かつ出力周波数も同期周波数に変更することでブラシレスＤＣモータ１４をそのまま同期運転に引き込む。

図６は本発明の第２の実施形態の（請求項３〜５に対応）のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図、図７〜図１０は図６中の各相の出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。演算装置３Ｂのみが高速演算装置、低速演算装置いずれの場合もあり得るという点で、図１中のドライブ装置３Ａと異なっている。

演算装置３Ｂは、無通電回転中のブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相（相誘起電圧位相）を検出する際に、電流検出器５，６から得られたモータ電流値を利用して、ブラシレスＤＣモータ１４への出力端子電圧値が３相とも同一となるように、図７〜図１０に示すように、直列に接続されたトランジスタＳ₁ とＳ₄ 、Ｓ₂ とＳ₅、Ｓ₃ とＳ₆ のオン／オフのデューティ比を算出し、そのデューティ比に基づいた、半導体スイッチ素子群２のオン／オフ命令をドライブ信号としてドライブ回路部４に出力する。

また、図９、図１０においては各相の上下両トランジスタＳ₁ と Ｓ₄ 、Ｓ₂とＳ₅ 、Ｓ₃ とＳ₆の同時オンを防止するために各キャリア周期において設定されている上下両トランジスタＳ₁ とＳ₄ 、Ｓ₂とＳ₅ 、Ｓ₃ とＳ₆ の同時オフ時間（以下、これをデッドタイムとする）の影響（ドライブ信号のデューティ比から決定される出力電圧よりも常に（デッドタイム）×Ｖ_DC／Ｔ（Ｖ_DCは直流電源１の電圧、Ｔはキャリア周期）だけ実際の電圧がずれること）を修正するために、電流検出器５，６により検出した各相電流の正負極性値をもとに演算装置３Ｂにより上下両トランジスタＳ₁とＳ₄ 、Ｓ₂ とＳ₅ 、Ｓ₃ とＳ₆ のオン／オフ比率を修正し、各相の出力端子電圧値をより正確に同一にすることもできる。すなわち、モータ電流の極性により出力電圧がプラス側、マイナス側のどちらにずれるのかを判断できるので、電流検出器５，６によりその相のモータ電流が正極性と判別されれば、マイナス側にデッドタイム分だけ出力電圧がずれるので、逆に上段側トランジスタのオン幅をデッドタイム分増加させてそのずれ分をキャンセルし、モータ電流が負極性と判別されれば、逆に上段側トランジスタのオン幅をデッドタイム分減少させる。

以上によりブラシレスＤＣモータ１４へのゼロ電圧出力を行い、このゼロ電圧出力開始当初の電流検出器５，６により検出した、例えばＶ相とＷ相の同一時間におけるそれぞれの瞬時検出電流値をもとに、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した請求項４および請求項５の方法によりブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出する。検出後は、検出した回転子速度と回転子位相値（相誘起電圧位相値）に基づき演算装置３Ｂにより適切な出力電圧を算出し、ブラシレスＤＣモータ１４に電圧出力して同期運転に引き込めばよい。

次に、本発明の第３の実施形態を説明する。構成は、第２の実施形態として示した図６および図７〜図１０と同じである。ブラシレスＤＣモータ１４へのゼロ電圧出力をｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動がｑ軸電流はゼロに、ｄ軸電流は回転子速度に対応したマイナス値に収束するまで継続し、この収束した際のモータ電流を電流検出器５，６により検出した、例えばＶ相とＷ相の同一時間におけるそれぞれの瞬時検出電流値をもとに、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した請求項６および請求項８の方法により、ブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出する。また、モータ電流の収束状態の確認は、ゼロ電圧出力開始後前もって設定した時間を経過したかどうかで判断するか、またあるいは検出した実効値電流の変動量（図１２参照）で、またあるいは検出した各相電流位相値の変動量で判断できる。

図７〜図１０の各相の出力端子電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態において、図７と図８はそれぞれ下側のあるいは上側のトランジスタに負担が集中するのでこれを避けるために半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号を適当な時間間隔で図７と図８とで交互に入れ替えることも考えられる。

次に、本発明の第４の実施形態について説明する。これは、第３の実施形態に対しブラシレスＤＣモータ１４の回転子速度を、〔課題を解決するための手段〕の項において説明した請求項７の方法により検出する点が異なる。

本発明によればブラシレスＤＣモータの駆動装置において、脱調回転中のモータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータに対し、無通電状態からモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の電流検出器から得られたモータ電流値を利用することで、ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることなくそのまま同期運転に引き込むために必要な情報であるブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相値（相誘起電圧位相値）を検出することができ、また、安価な演算装置により短時間で安定したモータ電流を起動できるので、脱調回転中のブラシレスＤＣモータに対し回転を停止させることなくそのまま起動して同期運転に引き込むという用途に適用できる。

本発明の第１の実施形態の、ブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。 モータ電流を安定に起動させる際のｑ軸電流とｄ軸電流の動きを示す図である。 モータ電流を安定に起動させる際の出力電圧ｑ軸成分とｄ軸成分の動きを示す図である。 図１の実施形態における出力電圧ｑ軸成分とｄ軸成分の動きを示す図である。 モータ電流と各電圧とをｑ軸とｄ軸に分けたベクトル図である。 本発明の第２の実施形態の、ブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成図である。 図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。 図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチイング素子群２ヘのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。 図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群２へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。 図６中における出力端子１１，１２，１３の電圧値を同一とするための半導体スイッチング素子群へのオン／オフドライブ信号の状態を示す図である。 ゼロ電圧出力開始当初のｑ軸電流波形とｄ軸電流波形を示す図である。 ゼロ電圧出力時のｑ軸電流波形とｄ軸電流波形の収束していく様子を示す図である。 従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成例を示す図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 半導体スイッチング素子群
３Ａ，３Ｂ 演算装置
４ ドライブ回路部
５，６ 電流検出器
７，８，９ 電機子コイル
１０ 回転子
１１，１２，１３ 出力端子
１４ ブラシレスＤＣモータ
Ｓ₁ 〜Ｓ₆トランジスタ

Claims (8)

1. 直流電源と、前記直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子および負極側に接続された半導体スイッチング素子を有し、前記両半導体スイッチング素子は３相分として３対備え、互いに直列に接続されて接続点がモータへの出力端子となっており、さらに３相のうち少なくとも２相分のモータ電流検出器と演算装置を備えた、複数極の磁石を有する回転子と３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する固定子とから構成され、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータの駆動装置であり、かつ前記ブラシレスＤＣモータの非同期回転中における回転子速度および回転子位相検出手段を備えたブラシレスＤＣモータの駆動装置によりブラシレスＤＣモータを駆動する方法において、非同期回転中にあるブラシレスＤＣモータを無通電状態とした上で、前記検出手段により検出したブラシレスＤＣモータの回転子速度に対応したモータ同期周波数よりも高い電圧周波数の電圧を短時間のみ出力した上で同期周波数に戻して非同期回転中のブラシレスＤＣモータを同期運転に引き込むことを特徴とする、ブラシレスＤＣモータの駆動方法。
2. 無通電状態からモータ電流を起動する際にモータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、ｑ軸電流は正方向に一定の増加率で、ｄ軸電流は負方向に一定の増加率で駆動する、請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
3. 直流電源と、前記直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子および負極側に接続された半導体スイッチング素子を有し、前記両半導体スイッチング素子は３相分として３対備え、互いに直列に接続されて接続点がモータへの出力端子となっており、さらに３相のうち少なくとも２相分のモータ電流検出器と演算装置を備えた、複数極の磁石を有する回転子と３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する固定子とから構成され、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないブラシレスＤＣモータの駆動装置であり、かつ前記ブラシレスＤＣモータの非同期回転中における回転子速度および回転子位相検出手段を備えたブラシレスＤＣモータの駆動装置によりブラシレスＤＣモータを駆動する方法において、無通電回転中のブラシレスＤＣモータの回転子速度および回転子位相を検出する際に、前記演算装置により前記直列に接続された両半導体スイッチイング素子のオン・オフ比率を制御することで確定されるモータへの出力端子電圧値を３相とも同一となるように制御してモータへ電圧出力し、かつこのときの３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値を利用することを特徴とする、ブラシレスＤＣモータの駆動方法。
4. ３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器により得られるモータ電流値から前記演算装置により算出される実効電流値に対し、モータ電流を相誘起電圧と同一方向成分であるｑ軸電流と電気角で−π／２ずれた方向成分であるｄ軸電流とに分けた場合、前記算出される実効電流値を全てｑ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｑ軸電流を検出し、さらに前記演算装置により算出される実効電流値の変化率からｑ軸電流増加率（ｄｑ／ｄｔ）を検出する請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
5. ３相とも全て同一となる電圧出力を開始した初期における３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器により得られるモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値（相誘起電圧位相値）を電気角でπ進み、またはπ遅れとして検出する請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
6. ３相とも全て同一となる電圧出力を、前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、この各相電流位相値の変化率から回転子速度を検出する請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
7. ３相ともすべて同一となる電圧出力を、前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出されるモータ電流実効値に対し、これをすべてｄ軸電流とし、かつ符号をマイナス値とみなすことでｄ軸電流を検出し、さらに前記演算装置によりブラシレスＤＣモータの各特性値を使用して回転子速度を検出する、請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
8. ３相ともすべて同一となる電圧出力を、前記ｑ軸電流とｄ軸電流とに分けられたモータ電流の振動が収束するまで継続し、この収束した際の３相のうち少なくとも２相分の前記電流検出器から得られたモータ電流値から前記演算装置により算出される各相電流位相値に対し、回転子位相値を電気角でπ／２遅れまたは３π／２進みとして検出する、請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。

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