JP2004328357A - アダプティブアレーアンテナシステム、無線装置およびアレーアンテナ指向性制御方法 - Google Patents
アダプティブアレーアンテナシステム、無線装置およびアレーアンテナ指向性制御方法 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】常に適切なウエイト（重み係数）に基づいて受信処理することにより、通信品質の向上を図る。
【解決手段】複数のアンテナ素子１−１〜Ｎからなるアレーアンテナにより受信された受信信号に含まれるトレーニング信号から所望信号の到来方向の位相情報を算出する位相算出部７と、受信信号に基づく振幅を算出する振幅算出部８と、前記算出された位相情報と振幅とから第１の重み係数（方向ウエイト）を算出する方向ウエイト及び２乗誤差算出部９とを備える。
【選択図】 図１
【解決手段】複数のアンテナ素子１−１〜Ｎからなるアレーアンテナにより受信された受信信号に含まれるトレーニング信号から所望信号の到来方向の位相情報を算出する位相算出部７と、受信信号に基づく振幅を算出する振幅算出部８と、前記算出された位相情報と振幅とから第１の重み係数（方向ウエイト）を算出する方向ウエイト及び２乗誤差算出部９とを備える。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アダプティブアレーアンテナシステム、無線装置およびアレーアンテナ指向性制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、無線通信では、建物などの障害物により電波の反射、回析、散乱が起こる。このため、無線伝搬路は多重伝搬路となるために、多重波によるマルチパスフェージングが発生し、通信品質が悪化する。そこで、これらの悪影響を軽減するために、アダプティブアレーアンテナシステムが無線装置、例えば無線基地局や移動局に備えられている。
【０００３】
アダプティブアレーアンテナシステムでは、複数のアンテナ素子を配置したアレーアンテナを備え、このアレーアンテナで受信した信号を適応信号処理により指向性パターンを形成し受信している。これにより、所望波の到来方向に受信指向性パターンを形成し、且つ遅延波などの干渉波の到来方向には指向性パターンのヌルを形成して干渉波を抑圧することができ、この結果として通信品質が改善されている。また、送信時に上記した指向性パターンを適用すれば、送信相手以外の無線装置に対する干渉を低減でき、且つ送信電力の軽減を図ることができるなどの利点がある。
【０００４】
上記したアダプティブアレーアンテナシステムの適応信号処理には、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：最小２乗誤差法）などに基づく適応アルゴリズムが使用される。ＭＭＳＥベースの適応アルゴリズムとしては、例えばＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）やＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）などが知られている。このＭＭＳＥベースの適応アルゴリズムによる適応信号処理では、無線装置内部で生成したローカルの参照信号と受信信号中のトレーニング信号との差から平均２乗誤差を求め、この誤差の値を最小にするように受信信号の位相と振幅を制御するためのウエイト（重み係数）を計算する（例えば、非特許文献１参照）。
【０００５】
【非特許文献１】
菊間信良著，「アレーアンテナによる適応信号処理」，株式会社科学技術出版，１９９８年１１月，ｐ．３５−６４
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来の技術では、以下に示す問題がある。
ＭＭＳＥベースの適応アルゴリズム、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いた適応信号処理では、ウエイト更新の割合を調整するためにステップサイズ（μ）が使用される。そして、このステップサイズμが適切な値に設定されないと、受信された所望信号と干渉信号の電力差が大きい場合には、適切なウエイトが得られず、通信品質の改善度が低下する。したがって、常にステップサイズμを適切な値に設定することが通信品質を良好に保つ上で重要であるが、常に適切なステップサイズμの値を得ることは難しい。
【０００７】
例えば、一般的にステップサイズμの値が小さい場合は、最適なウエイトに至るまでの収束時間は遅いが、収束したときの平均２乗誤差は安定して平均的に小さくなる。しかし、周辺の電波環境の変動が激しいフェージング環境下では、フェージングの変化に適応信号処理が追従できなくなって平均２乗誤差が大きくなり、収束しない等の不具合が発生し、この結果として受信品質特性の改善効果があまり得られなくなる。
一方、ステップサイズμの値が大きい場合には、収束時間は速くなり、フェージングの変化に対する追従性は良くなるが、適応信号処理後の平均２乗誤差は大きくなり、この結果、収束できず発散する虞がある。
【０００８】
したがって、移動通信のように無線伝搬環境が変動する場合には、ステップサイズμの値として常に適切な値を選択することは難しく、このため常に適切なウエイトが得られず、通信品質の改善度が低下するという問題が生じている。
【０００９】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、常に適切なウエイト（重み係数）に基づいて受信処理することにより、通信品質の向上を図ることができるアダプティブアレーアンテナシステムおよびアレーアンテナ指向性制御方法を提供することにある。
【００１０】
また、本発明の他の目的は、そのアダプティブアレーアンテナシステムを備えた無線装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナシステムは、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナにより無線信号を受信し、この受信信号を前記アレーアンテナの指向性パターンを形成するための重み係数により重み付けするアダプティブアレーアンテナシステムにおいて、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から所望信号の到来方向の位相情報を算出する位相算出手段と、前記受信信号に基づく振幅を算出する振幅算出手段と、前記算出された位相情報と振幅とから第１の重み係数を算出する第１の重み係数算出手段とを備えたことを特徴としている。
【００１２】
請求項２に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出手段と、前記算出された第１の重み係数または第２の重み係数の内、いずれか最適な重み係数を選択する選択手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
請求項３に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出手段と、前記算出された第１の重み係数により前記受信信号を重み付けして第１のアレー出力信号を生成する第１の信号生成手段と、前記算出された第２の重み係数により前記受信信号を重み付けして第２のアレー出力信号を生成する第２の信号生成手段と、前記第１のアレー出力信号または前記第２のアレー出力信号の内、いずれか最適なアレー出力信号を選択する選択手段とを備えたことを特徴とする。
【００１４】
請求項４に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、前記選択手段は、前記第１の重み係数による重み付け結果と前記トレーニング信号に対応する所定の参照信号との誤差、及び前記第２の重み係数による重み付け結果と前記参照信号との誤差に基づいて選択することを特徴とする。
【００１５】
請求項５に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、前記第１の重み係数による重み付け結果から受信品質特性を測定し、また、前記第２の重み係数による重み付け結果から受信品質特性を測定する受信品質特性測定手段を備え、前記選択手段は、前記受信品質特性測定手段の測定結果に基づいて選択することを特徴とする。
【００１６】
請求項６に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、前記第１のアレー出力信号から受信品質特性を測定し、また、前記第２のアレー出力信号から受信品質特性を測定する受信品質特性測定手段を備え、前記選択手段は、前記受信品質特性測定手段の測定結果に基づいて選択することを特徴とする。
【００１７】
請求項７に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、前記振幅算出手段は、前記第２の重み係数から振幅を算出することを特徴とする。
【００１８】
請求項８に記載の無線装置は、請求項１乃至請求項７のいずれかの項に記載のアダプティブアレーアンテナシステムを備え、前記アダプティブアレーアンテナシステムにより無線通信することを特徴としている。
【００１９】
請求項９に記載のアレーアンテナ指向性制御方法は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナにより受信された信号を前記アレーアンテナの指向性パターンを形成するための重み係数により重み付けするアレーアンテナ指向性制御方法であって、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から所望信号の到来方向の位相情報を算出する位相算出過程と、前記受信信号に基づく振幅を算出する振幅算出過程と、前記算出された位相情報と振幅とから第１の重み係数を算出する第１の重み係数算出過程とを含むことを特徴としている。
【００２０】
請求項１０に記載のアレーアンテナ指向性制御方法においては、適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出過程と、前記算出された第１の重み係数または第２の重み係数の内、いずれか最適な重み係数を選択する選択過程とを含むことを特徴とする。
【００２１】
請求項１１に記載のアレーアンテナ指向性制御方法においては、適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出過程と、前記算出された第１の重み係数により前記受信信号を重み付けして第１のアレー出力信号を生成する第１の信号生成過程と、前記算出された第２の重み係数により前記受信信号を重み付けして第２のアレー出力信号を生成する第２の信号生成過程と、前記第１のアレー出力信号または前記第２のアレー出力信号の内、いずれか最適なアレー出力信号を選択する選択過程とを含むことを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態を説明する。なお、本実施形態では、無線通信方式として、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式を例に挙げて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。図１に示すアダプティブアレーアンテナシステムは、ＣＤＭＡ方式の無線通信システムにおいて、例えば無線基地局に具備されるものであり、移動局から送信された無線信号を複数のアンテナ素子１−１〜Ｎからなるアレーアンテナを用いて受信し、この受信信号ｘ１〜ｘＮをアレーアンテナの指向性パターンを形成するためのウエイトｗ１〜ｗＮ（重み係数）で重み付けして合成し、アレー出力信号ｙを生成するものである。
【００２３】
図１において、無線送受信部２は、アンテナ素子１−１〜Ｎにより送信と受信を行う。なお、図１においては送信機能に係る他のブロックは省略している。無線送受信部２は、アンテナ素子１−１〜ＮからのＮ個の受信信号を、増幅してベースバンド信号へ変換後、デジタル信号に変換し、受信信号ｘ１〜ｘＮとして出力する。これら受信信号ｘ１〜ｘＮはアンテナ素子１−１〜Ｎにそれぞれ対応している。
【００２４】
信号検出部３は、受信信号ｘ１〜ｘＮの中から任意の一つを用いてパス検出を行い、所望信号のパスタイミング（フィンガー）を出力する。
方向ベクトル検出部４は、受信信号ｘ１〜ｘＮに対して逆拡散符号（ＰＮ符号）により逆拡散処理を行い、受信信号ｘ１〜ｘＮに含まれるアンテナ素子個別のパイロット信号ｚ１〜ｚＮを個々に抽出して出力する。この方向ベクトル検出部４は、信号検出部３で検出されたパスタイミング（フィンガー）により、受信信号ｘ１〜ｘＮの逆拡散処理をそれぞれ実行する。このようにして抽出されたパイロット信号ｚ１〜ｚＮは、所望信号の到来方向を示す方向ベクトル［ｚ１，…，ｚＮ］となる。
なお、本発明の「トレーニング信号」はアダプティブアレーアンテナ処理において使用される名称であり、ＣＤＭＡシステムではパイロット信号がトレーニング信号として使用される。このような理由から、本実施形態では「トレーニング信号」のことを「パイロット信号」と称して説明する。
【００２５】
ここで、方向ベクトル検出部４が受信信号ｘ１〜ｘＮからパイロット信号ｚ１〜ｚＮを抽出することにより方向ベクトルを検出する処理を説明する。
先ず、アンテナ素子１−ｉ（ｉ；１〜Ｎのいずれかの整数）に対応する受信信号ｘｉは（１）式のように表すことができる。
【００２６】
【数１】
【００２７】
但し、Ａｉはアンテナ素子１−ｉの出力振幅、ＰＩ（ｔ）、ＰＱ（ｔ）はそれぞれ拡散符号（ＰＮ符号）の実部、虚部である（添字のＩ，Ｑはそれぞれ実部、虚部を意味する）。ｅｊＰＮ（ｔ）＝ＰＩ（ｔ）＋ｊＰＱ（ｔ）、ｅｊ θ ｉは無線信号の到来方向による位相成分である。ＡｉｅｊＰＮ（ｔ）ｅｊ θ ｉ部分はパイロットチャネル信号を表し、ｓ（ｔ）はパイロットチャネル以外のチャネル信号（ＳＹＮＣ，Ｐａｇｉｎｇ，Ｔｒａｆｆｉｃ等）を表す。
ＣＤＭＡ方式の移動通信の仕様上、（１）式にｓ（ｔ）で表すパイロットチャネル以外のチャネル信号は、パイロットチャネル信号と直交するので、逆拡散後、０になる。このため説明の便宜上、ｘｉにはパイロットチャネル信号しか含まれないと仮定する。すると、ｘｉは（２）式に示すようになる。
【００２８】
【数２】
【００２９】
方向ベクトル検出部４は、信号検出部３からのパスタイミング（フィンガー）により、（１）式の受信信号ｘｉに対して所定の逆拡散符号（ＰＮ符号）により逆拡散を行い、逆拡散後のパイロット信号ｚｉを求める。この逆拡散後のパイロット信号ｚｉは（３）式で表すことができる。
【００３０】
【数３】
【００３１】
但し、Ｔは逆拡散計算範囲、ｅ−ｊＰＮ（ｔ）は逆拡散符号、ｅｊ αはパス検出時に用いたアンテナ素子の固有位相誤差などによる固定の未知位相成分である。
この（３）式に（２）式のｘｉを代入すると、ｚｉは（４）式に示すようになる。
【００３２】
【数４】
【００３３】
方向ベクトル検出部４は、上記処理をアンテナ素子１−１〜Ｎに対して行い、ｚ１〜ｚＮを求める。これらｚ１〜ｚＮからなるベクトル［ｚ１，…，ｚＮ］＝［Ａ１ｅｊ θ １，…，ＡＮｅｊ θ Ｎ］Ｔｅｊ αは方向ベクトルとなる。個別のｚｉ（ｉ；１〜Ｎのいずれかの整数）は方向ベクトルの要素という。また、（３）式中のｅｊ αは方向ベクトルに対して影響がないので、「α＝０」すなわち「ｅｊ α＝１」と仮定する。
【００３４】
なお、本実施形態のように、受信信号ｘｉがデジタル化された離散値の場合には、受信信号ｘｉは（５）式のように表される。
【００３５】
【数５】
【００３６】
但し、Ｔｓはサンプリング周期、ｎはサンプリング番号である。
また、逆拡散後のパイロット信号ｚｉ、つまり方向ベクトルの要素は、（６）式で求められる。
【００３７】
【数６】
【００３８】
但し、Ｍは逆拡散計算の範囲である。
【００３９】
次に、図１において、適応信号処理部５は、ＭＭＳＥベースの適応アルゴリズム、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いて適応信号処理を行うものである。この適応信号処理部５では、受信パイロット信号からのｚ１〜ｚＮに基づいて、アレーアンテナの最適な指向性パターンを形成するためのウエイトｗａ１〜ｗａＮが算出される。信号合成部６ａは、アンテナ素子１−１〜Ｎに各々対応して設けられているＮ個の乗算器１１と１個の加算器１２から構成される。信号合成部６ａにおいて、ｚ１〜ｚＮは、各乗算器１１によってそれぞれ対応するウエイトｗａ１〜ｗａＮが乗じられて重み付けされた後、加算器１２によって加算されて合成される。この合成後の信号ｇは適応信号処理部５へ出力される。
【００４０】
適応信号処理部５では、（７）式によりウエイトベクトルＷａが算出される。
但し、ウエイトベクトルＷａ＝［ｗａ１，…，ｗａＮ］Ｔ、
方向ベクトルＺ＝［ｚ１，…，ｚＮ］Ｔ、
ｒはトレーニング信号に対応する所定の参照信号、
ｅは参照信号ｒと信号ｇの差である誤差信号、
ｍは適応信号処理の更新回数、
μはウエイト更新の割合を調整するためのステップサイズ、
Ｔは転置の表記、
Ｈは複素共役転置の表記、
＊は複素共役の表記、
である。
【００４１】
また、適応信号処理部５では、（８）式により２乗誤差ｅａが算出される。この２乗誤差ｅａはウエイト選択部１０へ出力される。
ｅａ＝｜ｒ−ＷａＨ・Ｚ｜２ ・・・（８）
【００４２】
なお、上記（７），（８）式は、ＣＤＭＡ方式では参照信号ｒはパイロット信号「１」であるので、（９），（１０）式となる。
【００４３】
位相算出部７は、方向ベクトルＺの位相から角度情報θ１〜θＮを算出し、さらに位相情報Ｐｈ１〜ＰｈＮを算出して出力する。ここで、（４）式のパイロット信号ｚｉの角度情報θｉが（１１）式により算出される（「α＝０」と仮定する）。
【００４４】
【数７】
【００４５】
但し、Ｒｅ（ｚｉ）はｚｉの実数部、Ｉｍ（ｚｉ）はｚｉの虚数部である。
【００４６】
そして、位相情報Ｐｈｉが（１２）式により算出される。
但し、ｓｉｎｇ（）は（）内の値の符号を表す。
上記（１２）式に示されるように、位相情報Ｐｈｉにはｚｉの符号が反映される。
【００４７】
振幅算出部８は、適応信号処理部５で算出されたウエイトｗａ１〜ｗａＮを使用して、受信信号に基づく振幅Ａ１〜ＡＮを算出する。ここで、使用されるウエイトｗａ１〜ｗａＮは、適応信号処理中の随時の値（収束途上の値）でよい。振幅は最適なウエイトの振幅に近ければ速く収束する。このため、適応信号処理部８により算出されたウエイトｗａ１〜ｗａＮを使用することにより、収束に向かっている最適なウエイトに近い値（ウエイト）から振幅を求めることができるとともに、構成を簡略化できる。振幅の算出方法としては、（１３）式により算出する方法や（１４）式により算出する方法などがある。
【００４８】
Ａｉ＝（｜ｗａｉ｜２）１／２ ・・・（１３）
この（１３）式によれば、瞬時値またはあるサンプル値として振幅が算出される。
【００４９】
【数８】
【００５０】
この（１４）式によれば、有限個（ｋ個）のウエイトサンプルの平均値として振幅が算出される。
【００５１】
方向ウエイト及び２乗誤差算出部９は、位相情報Ｐｈ１〜ＰｈＮと振幅Ａ１〜ＡＮから方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮを（１５）式により算出する。
ｗｄｉ＝Ａｉ・Ｐｈｉ＝Ａｉ・ｅｘｐｊθｉ ・・・（１５）
次いで、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９は、方向ウエイトベクトルＷｄと逆拡散後の方向ベクトルＺから（１６）式により２乗誤差ｅｄを算出する。
ｅｄ＝｜１−ＷｄＨ・Ｚ｜２ ・・・（１６）
但し、方向ウエイトベクトルＷｄ＝［ｗｄ１，…，ｗｄＮ］Ｔである。
なお、２乗誤差は瞬時値又はある期間の平均値でもよい。
【００５２】
ウエイト選択部１０には、適応信号処理部５からウエイトｗａ１〜ｗａＮ（第２の重み係数）と２乗誤差ｅａが入力され、また、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９から方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮ（第１の重み係数）と２乗誤差ｅｄが入力される。２乗誤差ｅａはウエイトｗａ１〜ｗａＮの精度を表すものであり、一方、２乗誤差ｅｄは方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮの精度を表すものである。ウエイト選択部１０は、これら２乗誤差ｅａ，ｅｄに基づいて、ウエイトｗａ１〜ｗａＮまたは方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮのいずれか最適な方を選択し、受信信号ｘ１〜ｘＮの重み付けに使用されるウエイトｗ１〜ｗＮとして出力する。このウエイト選択方法としては各種の方法が考えられるが、その例を挙げて以下に説明する。なお、ウエイトベクトルＷ＝［ｗ１，…，ｗＮ］Ｔである。
【００５３】
第１のウエイト選択方法；
図２は、第１のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。この図２に示すように、第１のウエイト選択方法では、２乗誤差ｅａと２乗誤差ｅｄを比較し（ステップＳ１）、２乗誤差が小さい方のウエイトを選択する（ステップＳ２、Ｓ３）。
【００５４】
第２のウエイト選択方法；
図３は、第２のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。この図３に示すように、第２のウエイト選択方法では、２乗誤差ｅａと２乗誤差の閾値ｅｓを比較し（ステップＳ１１）、２乗誤差ｅａが閾値ｅｓより小さければウエイトｗａ１〜ｗａＮを選択し（ステップＳ１２）、一方、２乗誤差ｅａが閾値ｅｓより小さくなければ方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮを選択する（ステップＳ１３）。
なお、２乗誤差の閾値ｅｓは、予め定めてもよく、あるいは、適宜、受信信号に対応した値を設定するようにしてもよい。
【００５５】
第３のウエイト選択方法；
図４は、第３のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。この図４に示すように、第３のウエイト選択方法では、先ず、前回の処理（ｍ−１）で選択されたウエイトベクトルＷ（ｍ−１）についての２乗誤差ｅ（ｍ−１）を算出する（ステップＳ２１）。次いで、２乗誤差ｅ（ｍ−１）と今回の処理（ｍ）における２乗誤差ｅａ（ｍ）との差と、２乗誤差ｅ（ｍ−１）と今回の処理（ｍ）における２乗誤差ｅｄ（ｍ）との差とを比較し（ステップＳ２２）、前回の２乗誤差ｅ（ｍ−１）からの変化量が大きい方のウエイトを選択する（ステップＳ２３、Ｓ２４）。
【００５６】
次に、図１において、信号合成部６ｂは、アンテナ素子１−１〜Ｎに各々対応して設けられているＮ個の乗算器１１と１個の加算器１２から構成される。信号合成部６ｂには、受信信号ｘ１〜ｘＮとウエイト選択部１０の選択結果であるウエイトｗ１〜ｗＮとが入力される。信号合成部６ｂにおいて、受信信号ｘ１〜ｘＮは、各乗算器１１によってそれぞれ対応するウエイトｗ１〜ｗＮが乗じられて重み付けされた後、加算器１２によって加算されて合成される。この合成後の信号はアレー出力信号ｙとして出力される。このアレー出力信号ｙは、（１７）式で表される。
ｙ＝ＷＨ・Ｘ ・・・（１７）
但し、受信信号ベクトルＸ＝［ｘ１，…，ｘＮ］Ｔである。
【００５７】
上記（１７）式で表されるように、ウエイト選択部１０で選択された最適なウエイトベクトルＷにより受信信号ベクトルＸが重み付けされて、アレー出力信号ｙが生成される。これにより、ウエイトｗ１〜ｗＮによって形成されたアレーアンテナの指向性パターンは最適なものとなり、従って、アレー出力信号ｙは、最適な指向性パターンに基づく受信信号となる。
【００５８】
次に、第２の実施形態を説明する。図５は、本発明の第２の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。この図５において図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図５のアダプティブアレーアンテナシステムでは、上記図１のシステムの構成に受信品質特性測定部２１がさらに設けられている。
【００５９】
受信品質特性測定部２１は、アレー出力信号ｙに基づいて受信品質特性を測定する。受信品質特性としては、例えば、ＣＩＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）やＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）、ＦＥＲ（Ｆｒａｍｅ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）などがある。
【００６０】
受信品質特性測定部２１で測定された受信品質特性データはウエイト選択部１０に入力される。ウエイト選択部１０は、該受信品質特性データを加味してウエイトの選択を行う。図６は、この第４のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。この図６に示す方法では、受信品質特性としてＳＩＮＲを使用し、上記図２の第１の選択方法と組み合わせている。
【００６１】
図６において、先ず、受信品質特性（ＳＩＮＲ）が測定される（ステップＳ３１）。次いで、測定結果のＳＩＮＲと所定の閾値Ｔｈを比較し（ステップＳ３２）、ＳＩＮＲが閾値Ｔｈより小さければ、ウエイトｗａ１〜ｗａＮを選択する（ステップＳ３３）。一方、ＳＩＮＲが閾値Ｔｈより小さくなければ、２乗誤差ｅａと２乗誤差ｅｄを比較し（ステップＳ３４）、２乗誤差が小さい方のウエイトを選択する（ステップＳ３３、Ｓ３５）。
【００６２】
次に、第３の実施形態を説明する。図７は、本発明の第３の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。この図７において図５の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図７のアダプティブアレーアンテナシステムでは、適応信号処理部５で算出されたウエイトｗａ１〜ｗａＮによるアレー出力信号ｙａと、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９で算出された方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮによるアレー出力信号ｙｂとをそれぞれ求め、これらアレー出力信号ｙａ，ｙｂのいずれか最適な方を選択して出力する。
【００６３】
図７において、信号合成部６ｂ−１は、適応信号処理部５で算出されたウエイトｗａ１〜ｗａＮにより受信信号ｘ１〜ｘＮを重み付けした後、合成してアレー出力信号ｙａを生成する。一方、信号合成部６ｂ−２は、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９で算出された方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮにより受信信号ｘ１〜ｘＮを重み付けした後、合成してアレー出力信号ｙｂを生成する。
受信品質特性測定部２１は、アレー出力信号ｙａ，ｙｂの各々の受信品質特性を測定する。
【００６４】
選択制御部３１には、受信品質特性測定部２１の測定結果であるアレー出力信号ｙａ，ｙｂの各々の受信品質特性データと、適応信号処理部５からの２乗誤差ｅａと、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９からの２乗誤差ｅｄとが入力される。選択制御部３１は、それら入力された情報に基づいて、アレー出力信号ｙａ，ｙｂの内、いずれが最適であるかを判断する。そして、最適と判断した方のアレー出力信号を出力するように、出力選択部３２へ指示する。
【００６５】
出力選択部３２には、信号合成部６ｂ−１からアレー出力信号ｙａが入力され、また、信号合成部６ｂ−２からアレー出力信号ｙｂが入力される。出力選択部３２は、選択制御部３１からの指示に従って、アレー出力信号ｙａ，ｙｂの内、出力するよう指示された方の信号を選択して出力する。
【００６６】
なお、上記選択制御部３１における選択方法としては、各アレー出力信号ｙａ，ｙｂの内、受信品質特性の良い方を選択するようにしてもよく、あるいは、上記した第２の実施形態のように２乗誤差ｅａ，ｅｄと受信品質特性とに基づいて選択するようにしてもよい。
【００６７】
上述した実施形態によれば、常に適切なウエイトに基づいて受信処理することができ、この結果として得られたアレー出力信号は適切な指向性パターンに基づく受信信号となるので、通信品質が向上する。
【００６８】
図８に、従来の技術と本実施形態による受信品質特性のシミュレーション結果を示す。図８は、ＣＩＲ値の累積確立分布を示す図である。図８において、波形１０１は、従来の技術により、ＬＭＳアルゴリズムにより適応信号処理して求めたウエイトのみにより受信処理した場合のＣＩＲ値の累積確立分布を示している。波形１０２は、上記第１の実施形態において、ＬＭＳアルゴリズムにより適応信号処理して求めたウエイト及び方向ウエイトの中から、上記第１の選択方法により最適なウエイトを選択して受信処理した場合のＣＩＲ値の累積確立分布を示している。なお、検証には、市街地における走行時のフィールドデータ（受信データ）を用いている。また、そのフィールドデータ測定時には、アレーアンテナとして半波長間隔正方形配置４素子アレーが使用されている。
図８に示すように、従来の技術によるＣＩＲ（波形１０１）よりも、本実施形態によるＣＩＲ（波形１０２）の方が良く、受信品質特性が向上していることが分かる。
【００６９】
以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述した実施形態では、トレーニング信号が常時受信であるＣＤＭＡ方式を例に挙げて説明したが、トレーニング信号が間欠受信となるＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式などにも、同様に適用可能である。なお、ＣＤＭＡ方式では上記したように逆拡散を行うことで方向ベクトルが算出できるが、ＴＤＭＡ方式の場合には、例えば、ユニークワードなどの受信トレーニング信号とこのトレーニング信号にタイミングを同期させて装置内部で生成した参照信号とを比較することにより、方向ベクトルを検出するようにすればよい。
【００７０】
また、「ｃｄｍａ２０００ ｌｘＥＶ−ＤＯ」と呼ばれるＣＤＭＡ方式等で採用されているＨＲＰＤ（Ｈｉｇｈ Ｒａｔｅ Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ）方式では、トレーニング信号になりうるパイロット信号がバースト的に送信され、且つ符号分割多重（ＣＤＭ）方式で各基地局毎にパイロット信号が多重されている。このＨＲＰＤ方式においては、方向ベクトル検出部において、信号検出部が選定したチップタイミングで、受信した信号に含まれるパイロット信号に対して所定のＰＮ符号を用いて逆拡散操作を施すことにより信号の方向ベクトルを検出できる。
【００７１】
また、トレーニング信号が間欠受信となる場合には、トレーニング信号のバースト受信毎の適応信号処理において、前回のトレーニング信号受信時に選択された最適なウエイトを今回の適応信号処理における初期値に使用することが可能である。
【００７２】
また、受信処理に使用された最適なウエイトを送信用の指向性パターンの形成に用いるようにしてもよい。
【００７３】
本実施形態によれば、以下に示される様々な効果が得られる。
位相と振幅を用いてウエイトを算出することにより、例えばＬＭＳアルゴリズムを使用するよりも早くウエイトを算出することができるとともに、ＬＭＳアルゴリズムと同等の精度が得られる。
【００７４】
本実施形態によれば、回路の構成が簡単であり、また、ＭＭＳＥベースの各種の適応アルゴリズムに対して適用できるとともに、通信品質の改善効果が期待でき、且つ既に実際の装置に備わる回路構成との流用が可能である。
【００７５】
また、ＬＭＳアルゴリズムが使用される場合において、受信電力が変動し、この変動により設定済みのステップサイズμが適切ではなくなり、２乗誤差が大きくなっても、方向ウエイトの方が２乗誤差が小さければ該方向ウエイトが使用されるので、受信品質特性の改善効果が見込める。また、ＬＭＳアルゴリズムでは、最適値に収束するまでに多くの更新回数を要するので、適応信号処理の期間内にウエイトの最適値が得られない虞があるが、この場合にも、２乗誤差に応じて方向ウエイトとの選択が行われるので、受信品質特性の改善効果が見込める。
このように、ＬＭＳアルゴリズムが不利な受信状況においても通信品質の向上が可能となる。これにより、ＬＭＳアルゴリズムを使用することにより、通信品質の向上が図られるとともに、ＲＬＳアルゴリズムなどの他のＭＭＳＥベースの適応アルゴリズムに比べて構成が簡単となり、さらに演算量が少なく消費電力の削減ができる等の優れた効果が得られる。
【００７６】
また、トレーニング信号が間欠受信となる場合において、前回受信時の受信品質特性が悪くても、この時に選択された最適なウエイトを今回の適応信号処理における初期値に使用することによって、受信品質特性の劣化が軽減される。また、トレーニング信号の間欠受信間隔が長く、且つ通信相手の移動速度が速い場合には、前回受信時のウエイトは今回受信時の適応信号処理における初期値としては有効ではない可能性があり、適応信号処理の収束に時間が掛かり最適なウエイトが得られない虞がある。しかし、この場合には、方向ウエイトにおける位相は逆拡散後収束処理を行わずに算出できるために収束が速く最適なウエイトとして得られるので、当該方向ウエイトを用いて受信処理することにより受信品質特性の改善効果を得ることができる。
【００７７】
また、ＣＤＭＡ方式においては、方向ベクトルの検出において、受信信号間の乗算や相関などを使用していないので、精度の高い方向ベクトルを検出することができる。
【００７８】
なお、本発明のアダプティブアレーアンテナシステムは、無線基地局や移動局などの無線装置に適用することができる。これにより、無線装置において、適切な指向性パターンによる無線信号の受信または送信が可能となり、通信品質が向上する。移動局としては、携帯電話機等の携帯型の無線端末や、自動車電話機等の移動物体に搭載される無線端末などがある。また、各種の無線通信方式に適用可能である。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、常に適切な重み係数（ウエイト）に基づいて受信処理することができ、この結果として得られたアレー出力信号は適切な指向性パターンに基づく受信信号となるので、通信品質が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。
【図２】第１のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図３】第２のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図４】第３のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図５】本発明の第２の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。
【図６】第４のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図７】本発明の第３の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。
【図８】従来の技術と本発明による受信品質特性のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
１−１〜Ｎ…アンテナ素子、２…無線送受信部、３…信号検出部、４…方向ベクトル検出部、５…適応信号処理部、６ａ，６ｂ，６ｂ−１，６ｂ−２…信号合成部、７…位相算出部、８…振幅算出部、９…方向ウエイト及び２乗誤差算出部、１０…ウエイト選択部、２１…受信品質特性測定部、３１…選択制御部、３２…出力選択部
【発明の属する技術分野】
本発明は、アダプティブアレーアンテナシステム、無線装置およびアレーアンテナ指向性制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、無線通信では、建物などの障害物により電波の反射、回析、散乱が起こる。このため、無線伝搬路は多重伝搬路となるために、多重波によるマルチパスフェージングが発生し、通信品質が悪化する。そこで、これらの悪影響を軽減するために、アダプティブアレーアンテナシステムが無線装置、例えば無線基地局や移動局に備えられている。
【０００３】
アダプティブアレーアンテナシステムでは、複数のアンテナ素子を配置したアレーアンテナを備え、このアレーアンテナで受信した信号を適応信号処理により指向性パターンを形成し受信している。これにより、所望波の到来方向に受信指向性パターンを形成し、且つ遅延波などの干渉波の到来方向には指向性パターンのヌルを形成して干渉波を抑圧することができ、この結果として通信品質が改善されている。また、送信時に上記した指向性パターンを適用すれば、送信相手以外の無線装置に対する干渉を低減でき、且つ送信電力の軽減を図ることができるなどの利点がある。
【０００４】
上記したアダプティブアレーアンテナシステムの適応信号処理には、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：最小２乗誤差法）などに基づく適応アルゴリズムが使用される。ＭＭＳＥベースの適応アルゴリズムとしては、例えばＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）やＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）などが知られている。このＭＭＳＥベースの適応アルゴリズムによる適応信号処理では、無線装置内部で生成したローカルの参照信号と受信信号中のトレーニング信号との差から平均２乗誤差を求め、この誤差の値を最小にするように受信信号の位相と振幅を制御するためのウエイト（重み係数）を計算する（例えば、非特許文献１参照）。
【０００５】
【非特許文献１】
菊間信良著，「アレーアンテナによる適応信号処理」，株式会社科学技術出版，１９９８年１１月，ｐ．３５−６４
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来の技術では、以下に示す問題がある。
ＭＭＳＥベースの適応アルゴリズム、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いた適応信号処理では、ウエイト更新の割合を調整するためにステップサイズ（μ）が使用される。そして、このステップサイズμが適切な値に設定されないと、受信された所望信号と干渉信号の電力差が大きい場合には、適切なウエイトが得られず、通信品質の改善度が低下する。したがって、常にステップサイズμを適切な値に設定することが通信品質を良好に保つ上で重要であるが、常に適切なステップサイズμの値を得ることは難しい。
【０００７】
例えば、一般的にステップサイズμの値が小さい場合は、最適なウエイトに至るまでの収束時間は遅いが、収束したときの平均２乗誤差は安定して平均的に小さくなる。しかし、周辺の電波環境の変動が激しいフェージング環境下では、フェージングの変化に適応信号処理が追従できなくなって平均２乗誤差が大きくなり、収束しない等の不具合が発生し、この結果として受信品質特性の改善効果があまり得られなくなる。
一方、ステップサイズμの値が大きい場合には、収束時間は速くなり、フェージングの変化に対する追従性は良くなるが、適応信号処理後の平均２乗誤差は大きくなり、この結果、収束できず発散する虞がある。
【０００８】
したがって、移動通信のように無線伝搬環境が変動する場合には、ステップサイズμの値として常に適切な値を選択することは難しく、このため常に適切なウエイトが得られず、通信品質の改善度が低下するという問題が生じている。
【０００９】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、常に適切なウエイト（重み係数）に基づいて受信処理することにより、通信品質の向上を図ることができるアダプティブアレーアンテナシステムおよびアレーアンテナ指向性制御方法を提供することにある。
【００１０】
また、本発明の他の目的は、そのアダプティブアレーアンテナシステムを備えた無線装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナシステムは、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナにより無線信号を受信し、この受信信号を前記アレーアンテナの指向性パターンを形成するための重み係数により重み付けするアダプティブアレーアンテナシステムにおいて、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から所望信号の到来方向の位相情報を算出する位相算出手段と、前記受信信号に基づく振幅を算出する振幅算出手段と、前記算出された位相情報と振幅とから第１の重み係数を算出する第１の重み係数算出手段とを備えたことを特徴としている。
【００１２】
請求項２に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出手段と、前記算出された第１の重み係数または第２の重み係数の内、いずれか最適な重み係数を選択する選択手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
請求項３に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出手段と、前記算出された第１の重み係数により前記受信信号を重み付けして第１のアレー出力信号を生成する第１の信号生成手段と、前記算出された第２の重み係数により前記受信信号を重み付けして第２のアレー出力信号を生成する第２の信号生成手段と、前記第１のアレー出力信号または前記第２のアレー出力信号の内、いずれか最適なアレー出力信号を選択する選択手段とを備えたことを特徴とする。
【００１４】
請求項４に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、前記選択手段は、前記第１の重み係数による重み付け結果と前記トレーニング信号に対応する所定の参照信号との誤差、及び前記第２の重み係数による重み付け結果と前記参照信号との誤差に基づいて選択することを特徴とする。
【００１５】
請求項５に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、前記第１の重み係数による重み付け結果から受信品質特性を測定し、また、前記第２の重み係数による重み付け結果から受信品質特性を測定する受信品質特性測定手段を備え、前記選択手段は、前記受信品質特性測定手段の測定結果に基づいて選択することを特徴とする。
【００１６】
請求項６に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、前記第１のアレー出力信号から受信品質特性を測定し、また、前記第２のアレー出力信号から受信品質特性を測定する受信品質特性測定手段を備え、前記選択手段は、前記受信品質特性測定手段の測定結果に基づいて選択することを特徴とする。
【００１７】
請求項７に記載のアダプティブアレーアンテナシステムにおいては、前記振幅算出手段は、前記第２の重み係数から振幅を算出することを特徴とする。
【００１８】
請求項８に記載の無線装置は、請求項１乃至請求項７のいずれかの項に記載のアダプティブアレーアンテナシステムを備え、前記アダプティブアレーアンテナシステムにより無線通信することを特徴としている。
【００１９】
請求項９に記載のアレーアンテナ指向性制御方法は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナにより受信された信号を前記アレーアンテナの指向性パターンを形成するための重み係数により重み付けするアレーアンテナ指向性制御方法であって、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から所望信号の到来方向の位相情報を算出する位相算出過程と、前記受信信号に基づく振幅を算出する振幅算出過程と、前記算出された位相情報と振幅とから第１の重み係数を算出する第１の重み係数算出過程とを含むことを特徴としている。
【００２０】
請求項１０に記載のアレーアンテナ指向性制御方法においては、適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出過程と、前記算出された第１の重み係数または第２の重み係数の内、いずれか最適な重み係数を選択する選択過程とを含むことを特徴とする。
【００２１】
請求項１１に記載のアレーアンテナ指向性制御方法においては、適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出過程と、前記算出された第１の重み係数により前記受信信号を重み付けして第１のアレー出力信号を生成する第１の信号生成過程と、前記算出された第２の重み係数により前記受信信号を重み付けして第２のアレー出力信号を生成する第２の信号生成過程と、前記第１のアレー出力信号または前記第２のアレー出力信号の内、いずれか最適なアレー出力信号を選択する選択過程とを含むことを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態を説明する。なお、本実施形態では、無線通信方式として、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式を例に挙げて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。図１に示すアダプティブアレーアンテナシステムは、ＣＤＭＡ方式の無線通信システムにおいて、例えば無線基地局に具備されるものであり、移動局から送信された無線信号を複数のアンテナ素子１−１〜Ｎからなるアレーアンテナを用いて受信し、この受信信号ｘ１〜ｘＮをアレーアンテナの指向性パターンを形成するためのウエイトｗ１〜ｗＮ（重み係数）で重み付けして合成し、アレー出力信号ｙを生成するものである。
【００２３】
図１において、無線送受信部２は、アンテナ素子１−１〜Ｎにより送信と受信を行う。なお、図１においては送信機能に係る他のブロックは省略している。無線送受信部２は、アンテナ素子１−１〜ＮからのＮ個の受信信号を、増幅してベースバンド信号へ変換後、デジタル信号に変換し、受信信号ｘ１〜ｘＮとして出力する。これら受信信号ｘ１〜ｘＮはアンテナ素子１−１〜Ｎにそれぞれ対応している。
【００２４】
信号検出部３は、受信信号ｘ１〜ｘＮの中から任意の一つを用いてパス検出を行い、所望信号のパスタイミング（フィンガー）を出力する。
方向ベクトル検出部４は、受信信号ｘ１〜ｘＮに対して逆拡散符号（ＰＮ符号）により逆拡散処理を行い、受信信号ｘ１〜ｘＮに含まれるアンテナ素子個別のパイロット信号ｚ１〜ｚＮを個々に抽出して出力する。この方向ベクトル検出部４は、信号検出部３で検出されたパスタイミング（フィンガー）により、受信信号ｘ１〜ｘＮの逆拡散処理をそれぞれ実行する。このようにして抽出されたパイロット信号ｚ１〜ｚＮは、所望信号の到来方向を示す方向ベクトル［ｚ１，…，ｚＮ］となる。
なお、本発明の「トレーニング信号」はアダプティブアレーアンテナ処理において使用される名称であり、ＣＤＭＡシステムではパイロット信号がトレーニング信号として使用される。このような理由から、本実施形態では「トレーニング信号」のことを「パイロット信号」と称して説明する。
【００２５】
ここで、方向ベクトル検出部４が受信信号ｘ１〜ｘＮからパイロット信号ｚ１〜ｚＮを抽出することにより方向ベクトルを検出する処理を説明する。
先ず、アンテナ素子１−ｉ（ｉ；１〜Ｎのいずれかの整数）に対応する受信信号ｘｉは（１）式のように表すことができる。
【００２６】
【数１】
但し、Ａｉはアンテナ素子１−ｉの出力振幅、ＰＩ（ｔ）、ＰＱ（ｔ）はそれぞれ拡散符号（ＰＮ符号）の実部、虚部である（添字のＩ，Ｑはそれぞれ実部、虚部を意味する）。ｅｊＰＮ（ｔ）＝ＰＩ（ｔ）＋ｊＰＱ（ｔ）、ｅｊ θ ｉは無線信号の到来方向による位相成分である。ＡｉｅｊＰＮ（ｔ）ｅｊ θ ｉ部分はパイロットチャネル信号を表し、ｓ（ｔ）はパイロットチャネル以外のチャネル信号（ＳＹＮＣ，Ｐａｇｉｎｇ，Ｔｒａｆｆｉｃ等）を表す。
ＣＤＭＡ方式の移動通信の仕様上、（１）式にｓ（ｔ）で表すパイロットチャネル以外のチャネル信号は、パイロットチャネル信号と直交するので、逆拡散後、０になる。このため説明の便宜上、ｘｉにはパイロットチャネル信号しか含まれないと仮定する。すると、ｘｉは（２）式に示すようになる。
【００２８】
【数２】
方向ベクトル検出部４は、信号検出部３からのパスタイミング（フィンガー）により、（１）式の受信信号ｘｉに対して所定の逆拡散符号（ＰＮ符号）により逆拡散を行い、逆拡散後のパイロット信号ｚｉを求める。この逆拡散後のパイロット信号ｚｉは（３）式で表すことができる。
【００３０】
【数３】
但し、Ｔは逆拡散計算範囲、ｅ−ｊＰＮ（ｔ）は逆拡散符号、ｅｊ αはパス検出時に用いたアンテナ素子の固有位相誤差などによる固定の未知位相成分である。
この（３）式に（２）式のｘｉを代入すると、ｚｉは（４）式に示すようになる。
【００３２】
【数４】
方向ベクトル検出部４は、上記処理をアンテナ素子１−１〜Ｎに対して行い、ｚ１〜ｚＮを求める。これらｚ１〜ｚＮからなるベクトル［ｚ１，…，ｚＮ］＝［Ａ１ｅｊ θ １，…，ＡＮｅｊ θ Ｎ］Ｔｅｊ αは方向ベクトルとなる。個別のｚｉ（ｉ；１〜Ｎのいずれかの整数）は方向ベクトルの要素という。また、（３）式中のｅｊ αは方向ベクトルに対して影響がないので、「α＝０」すなわち「ｅｊ α＝１」と仮定する。
【００３４】
なお、本実施形態のように、受信信号ｘｉがデジタル化された離散値の場合には、受信信号ｘｉは（５）式のように表される。
【００３５】
【数５】
但し、Ｔｓはサンプリング周期、ｎはサンプリング番号である。
また、逆拡散後のパイロット信号ｚｉ、つまり方向ベクトルの要素は、（６）式で求められる。
【００３７】
【数６】
但し、Ｍは逆拡散計算の範囲である。
【００３９】
次に、図１において、適応信号処理部５は、ＭＭＳＥベースの適応アルゴリズム、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いて適応信号処理を行うものである。この適応信号処理部５では、受信パイロット信号からのｚ１〜ｚＮに基づいて、アレーアンテナの最適な指向性パターンを形成するためのウエイトｗａ１〜ｗａＮが算出される。信号合成部６ａは、アンテナ素子１−１〜Ｎに各々対応して設けられているＮ個の乗算器１１と１個の加算器１２から構成される。信号合成部６ａにおいて、ｚ１〜ｚＮは、各乗算器１１によってそれぞれ対応するウエイトｗａ１〜ｗａＮが乗じられて重み付けされた後、加算器１２によって加算されて合成される。この合成後の信号ｇは適応信号処理部５へ出力される。
【００４０】
適応信号処理部５では、（７）式によりウエイトベクトルＷａが算出される。
方向ベクトルＺ＝［ｚ１，…，ｚＮ］Ｔ、
ｒはトレーニング信号に対応する所定の参照信号、
ｅは参照信号ｒと信号ｇの差である誤差信号、
ｍは適応信号処理の更新回数、
μはウエイト更新の割合を調整するためのステップサイズ、
Ｔは転置の表記、
Ｈは複素共役転置の表記、
＊は複素共役の表記、
である。
【００４１】
また、適応信号処理部５では、（８）式により２乗誤差ｅａが算出される。この２乗誤差ｅａはウエイト選択部１０へ出力される。
ｅａ＝｜ｒ−ＷａＨ・Ｚ｜２ ・・・（８）
【００４２】
なお、上記（７），（８）式は、ＣＤＭＡ方式では参照信号ｒはパイロット信号「１」であるので、（９），（１０）式となる。
位相算出部７は、方向ベクトルＺの位相から角度情報θ１〜θＮを算出し、さらに位相情報Ｐｈ１〜ＰｈＮを算出して出力する。ここで、（４）式のパイロット信号ｚｉの角度情報θｉが（１１）式により算出される（「α＝０」と仮定する）。
【００４４】
【数７】
但し、Ｒｅ（ｚｉ）はｚｉの実数部、Ｉｍ（ｚｉ）はｚｉの虚数部である。
【００４６】
そして、位相情報Ｐｈｉが（１２）式により算出される。
上記（１２）式に示されるように、位相情報Ｐｈｉにはｚｉの符号が反映される。
【００４７】
振幅算出部８は、適応信号処理部５で算出されたウエイトｗａ１〜ｗａＮを使用して、受信信号に基づく振幅Ａ１〜ＡＮを算出する。ここで、使用されるウエイトｗａ１〜ｗａＮは、適応信号処理中の随時の値（収束途上の値）でよい。振幅は最適なウエイトの振幅に近ければ速く収束する。このため、適応信号処理部８により算出されたウエイトｗａ１〜ｗａＮを使用することにより、収束に向かっている最適なウエイトに近い値（ウエイト）から振幅を求めることができるとともに、構成を簡略化できる。振幅の算出方法としては、（１３）式により算出する方法や（１４）式により算出する方法などがある。
【００４８】
Ａｉ＝（｜ｗａｉ｜２）１／２ ・・・（１３）
この（１３）式によれば、瞬時値またはあるサンプル値として振幅が算出される。
【００４９】
【数８】
この（１４）式によれば、有限個（ｋ個）のウエイトサンプルの平均値として振幅が算出される。
【００５１】
方向ウエイト及び２乗誤差算出部９は、位相情報Ｐｈ１〜ＰｈＮと振幅Ａ１〜ＡＮから方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮを（１５）式により算出する。
ｗｄｉ＝Ａｉ・Ｐｈｉ＝Ａｉ・ｅｘｐｊθｉ ・・・（１５）
次いで、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９は、方向ウエイトベクトルＷｄと逆拡散後の方向ベクトルＺから（１６）式により２乗誤差ｅｄを算出する。
ｅｄ＝｜１−ＷｄＨ・Ｚ｜２ ・・・（１６）
但し、方向ウエイトベクトルＷｄ＝［ｗｄ１，…，ｗｄＮ］Ｔである。
なお、２乗誤差は瞬時値又はある期間の平均値でもよい。
【００５２】
ウエイト選択部１０には、適応信号処理部５からウエイトｗａ１〜ｗａＮ（第２の重み係数）と２乗誤差ｅａが入力され、また、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９から方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮ（第１の重み係数）と２乗誤差ｅｄが入力される。２乗誤差ｅａはウエイトｗａ１〜ｗａＮの精度を表すものであり、一方、２乗誤差ｅｄは方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮの精度を表すものである。ウエイト選択部１０は、これら２乗誤差ｅａ，ｅｄに基づいて、ウエイトｗａ１〜ｗａＮまたは方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮのいずれか最適な方を選択し、受信信号ｘ１〜ｘＮの重み付けに使用されるウエイトｗ１〜ｗＮとして出力する。このウエイト選択方法としては各種の方法が考えられるが、その例を挙げて以下に説明する。なお、ウエイトベクトルＷ＝［ｗ１，…，ｗＮ］Ｔである。
【００５３】
第１のウエイト選択方法；
図２は、第１のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。この図２に示すように、第１のウエイト選択方法では、２乗誤差ｅａと２乗誤差ｅｄを比較し（ステップＳ１）、２乗誤差が小さい方のウエイトを選択する（ステップＳ２、Ｓ３）。
【００５４】
第２のウエイト選択方法；
図３は、第２のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。この図３に示すように、第２のウエイト選択方法では、２乗誤差ｅａと２乗誤差の閾値ｅｓを比較し（ステップＳ１１）、２乗誤差ｅａが閾値ｅｓより小さければウエイトｗａ１〜ｗａＮを選択し（ステップＳ１２）、一方、２乗誤差ｅａが閾値ｅｓより小さくなければ方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮを選択する（ステップＳ１３）。
なお、２乗誤差の閾値ｅｓは、予め定めてもよく、あるいは、適宜、受信信号に対応した値を設定するようにしてもよい。
【００５５】
第３のウエイト選択方法；
図４は、第３のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。この図４に示すように、第３のウエイト選択方法では、先ず、前回の処理（ｍ−１）で選択されたウエイトベクトルＷ（ｍ−１）についての２乗誤差ｅ（ｍ−１）を算出する（ステップＳ２１）。次いで、２乗誤差ｅ（ｍ−１）と今回の処理（ｍ）における２乗誤差ｅａ（ｍ）との差と、２乗誤差ｅ（ｍ−１）と今回の処理（ｍ）における２乗誤差ｅｄ（ｍ）との差とを比較し（ステップＳ２２）、前回の２乗誤差ｅ（ｍ−１）からの変化量が大きい方のウエイトを選択する（ステップＳ２３、Ｓ２４）。
【００５６】
次に、図１において、信号合成部６ｂは、アンテナ素子１−１〜Ｎに各々対応して設けられているＮ個の乗算器１１と１個の加算器１２から構成される。信号合成部６ｂには、受信信号ｘ１〜ｘＮとウエイト選択部１０の選択結果であるウエイトｗ１〜ｗＮとが入力される。信号合成部６ｂにおいて、受信信号ｘ１〜ｘＮは、各乗算器１１によってそれぞれ対応するウエイトｗ１〜ｗＮが乗じられて重み付けされた後、加算器１２によって加算されて合成される。この合成後の信号はアレー出力信号ｙとして出力される。このアレー出力信号ｙは、（１７）式で表される。
ｙ＝ＷＨ・Ｘ ・・・（１７）
但し、受信信号ベクトルＸ＝［ｘ１，…，ｘＮ］Ｔである。
【００５７】
上記（１７）式で表されるように、ウエイト選択部１０で選択された最適なウエイトベクトルＷにより受信信号ベクトルＸが重み付けされて、アレー出力信号ｙが生成される。これにより、ウエイトｗ１〜ｗＮによって形成されたアレーアンテナの指向性パターンは最適なものとなり、従って、アレー出力信号ｙは、最適な指向性パターンに基づく受信信号となる。
【００５８】
次に、第２の実施形態を説明する。図５は、本発明の第２の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。この図５において図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図５のアダプティブアレーアンテナシステムでは、上記図１のシステムの構成に受信品質特性測定部２１がさらに設けられている。
【００５９】
受信品質特性測定部２１は、アレー出力信号ｙに基づいて受信品質特性を測定する。受信品質特性としては、例えば、ＣＩＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）やＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）、ＦＥＲ（Ｆｒａｍｅ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）などがある。
【００６０】
受信品質特性測定部２１で測定された受信品質特性データはウエイト選択部１０に入力される。ウエイト選択部１０は、該受信品質特性データを加味してウエイトの選択を行う。図６は、この第４のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。この図６に示す方法では、受信品質特性としてＳＩＮＲを使用し、上記図２の第１の選択方法と組み合わせている。
【００６１】
図６において、先ず、受信品質特性（ＳＩＮＲ）が測定される（ステップＳ３１）。次いで、測定結果のＳＩＮＲと所定の閾値Ｔｈを比較し（ステップＳ３２）、ＳＩＮＲが閾値Ｔｈより小さければ、ウエイトｗａ１〜ｗａＮを選択する（ステップＳ３３）。一方、ＳＩＮＲが閾値Ｔｈより小さくなければ、２乗誤差ｅａと２乗誤差ｅｄを比較し（ステップＳ３４）、２乗誤差が小さい方のウエイトを選択する（ステップＳ３３、Ｓ３５）。
【００６２】
次に、第３の実施形態を説明する。図７は、本発明の第３の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。この図７において図５の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図７のアダプティブアレーアンテナシステムでは、適応信号処理部５で算出されたウエイトｗａ１〜ｗａＮによるアレー出力信号ｙａと、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９で算出された方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮによるアレー出力信号ｙｂとをそれぞれ求め、これらアレー出力信号ｙａ，ｙｂのいずれか最適な方を選択して出力する。
【００６３】
図７において、信号合成部６ｂ−１は、適応信号処理部５で算出されたウエイトｗａ１〜ｗａＮにより受信信号ｘ１〜ｘＮを重み付けした後、合成してアレー出力信号ｙａを生成する。一方、信号合成部６ｂ−２は、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９で算出された方向ウエイトｗｄ１〜ｗｄＮにより受信信号ｘ１〜ｘＮを重み付けした後、合成してアレー出力信号ｙｂを生成する。
受信品質特性測定部２１は、アレー出力信号ｙａ，ｙｂの各々の受信品質特性を測定する。
【００６４】
選択制御部３１には、受信品質特性測定部２１の測定結果であるアレー出力信号ｙａ，ｙｂの各々の受信品質特性データと、適応信号処理部５からの２乗誤差ｅａと、方向ウエイト及び２乗誤差算出部９からの２乗誤差ｅｄとが入力される。選択制御部３１は、それら入力された情報に基づいて、アレー出力信号ｙａ，ｙｂの内、いずれが最適であるかを判断する。そして、最適と判断した方のアレー出力信号を出力するように、出力選択部３２へ指示する。
【００６５】
出力選択部３２には、信号合成部６ｂ−１からアレー出力信号ｙａが入力され、また、信号合成部６ｂ−２からアレー出力信号ｙｂが入力される。出力選択部３２は、選択制御部３１からの指示に従って、アレー出力信号ｙａ，ｙｂの内、出力するよう指示された方の信号を選択して出力する。
【００６６】
なお、上記選択制御部３１における選択方法としては、各アレー出力信号ｙａ，ｙｂの内、受信品質特性の良い方を選択するようにしてもよく、あるいは、上記した第２の実施形態のように２乗誤差ｅａ，ｅｄと受信品質特性とに基づいて選択するようにしてもよい。
【００６７】
上述した実施形態によれば、常に適切なウエイトに基づいて受信処理することができ、この結果として得られたアレー出力信号は適切な指向性パターンに基づく受信信号となるので、通信品質が向上する。
【００６８】
図８に、従来の技術と本実施形態による受信品質特性のシミュレーション結果を示す。図８は、ＣＩＲ値の累積確立分布を示す図である。図８において、波形１０１は、従来の技術により、ＬＭＳアルゴリズムにより適応信号処理して求めたウエイトのみにより受信処理した場合のＣＩＲ値の累積確立分布を示している。波形１０２は、上記第１の実施形態において、ＬＭＳアルゴリズムにより適応信号処理して求めたウエイト及び方向ウエイトの中から、上記第１の選択方法により最適なウエイトを選択して受信処理した場合のＣＩＲ値の累積確立分布を示している。なお、検証には、市街地における走行時のフィールドデータ（受信データ）を用いている。また、そのフィールドデータ測定時には、アレーアンテナとして半波長間隔正方形配置４素子アレーが使用されている。
図８に示すように、従来の技術によるＣＩＲ（波形１０１）よりも、本実施形態によるＣＩＲ（波形１０２）の方が良く、受信品質特性が向上していることが分かる。
【００６９】
以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述した実施形態では、トレーニング信号が常時受信であるＣＤＭＡ方式を例に挙げて説明したが、トレーニング信号が間欠受信となるＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式などにも、同様に適用可能である。なお、ＣＤＭＡ方式では上記したように逆拡散を行うことで方向ベクトルが算出できるが、ＴＤＭＡ方式の場合には、例えば、ユニークワードなどの受信トレーニング信号とこのトレーニング信号にタイミングを同期させて装置内部で生成した参照信号とを比較することにより、方向ベクトルを検出するようにすればよい。
【００７０】
また、「ｃｄｍａ２０００ ｌｘＥＶ−ＤＯ」と呼ばれるＣＤＭＡ方式等で採用されているＨＲＰＤ（Ｈｉｇｈ Ｒａｔｅ Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ）方式では、トレーニング信号になりうるパイロット信号がバースト的に送信され、且つ符号分割多重（ＣＤＭ）方式で各基地局毎にパイロット信号が多重されている。このＨＲＰＤ方式においては、方向ベクトル検出部において、信号検出部が選定したチップタイミングで、受信した信号に含まれるパイロット信号に対して所定のＰＮ符号を用いて逆拡散操作を施すことにより信号の方向ベクトルを検出できる。
【００７１】
また、トレーニング信号が間欠受信となる場合には、トレーニング信号のバースト受信毎の適応信号処理において、前回のトレーニング信号受信時に選択された最適なウエイトを今回の適応信号処理における初期値に使用することが可能である。
【００７２】
また、受信処理に使用された最適なウエイトを送信用の指向性パターンの形成に用いるようにしてもよい。
【００７３】
本実施形態によれば、以下に示される様々な効果が得られる。
位相と振幅を用いてウエイトを算出することにより、例えばＬＭＳアルゴリズムを使用するよりも早くウエイトを算出することができるとともに、ＬＭＳアルゴリズムと同等の精度が得られる。
【００７４】
本実施形態によれば、回路の構成が簡単であり、また、ＭＭＳＥベースの各種の適応アルゴリズムに対して適用できるとともに、通信品質の改善効果が期待でき、且つ既に実際の装置に備わる回路構成との流用が可能である。
【００７５】
また、ＬＭＳアルゴリズムが使用される場合において、受信電力が変動し、この変動により設定済みのステップサイズμが適切ではなくなり、２乗誤差が大きくなっても、方向ウエイトの方が２乗誤差が小さければ該方向ウエイトが使用されるので、受信品質特性の改善効果が見込める。また、ＬＭＳアルゴリズムでは、最適値に収束するまでに多くの更新回数を要するので、適応信号処理の期間内にウエイトの最適値が得られない虞があるが、この場合にも、２乗誤差に応じて方向ウエイトとの選択が行われるので、受信品質特性の改善効果が見込める。
このように、ＬＭＳアルゴリズムが不利な受信状況においても通信品質の向上が可能となる。これにより、ＬＭＳアルゴリズムを使用することにより、通信品質の向上が図られるとともに、ＲＬＳアルゴリズムなどの他のＭＭＳＥベースの適応アルゴリズムに比べて構成が簡単となり、さらに演算量が少なく消費電力の削減ができる等の優れた効果が得られる。
【００７６】
また、トレーニング信号が間欠受信となる場合において、前回受信時の受信品質特性が悪くても、この時に選択された最適なウエイトを今回の適応信号処理における初期値に使用することによって、受信品質特性の劣化が軽減される。また、トレーニング信号の間欠受信間隔が長く、且つ通信相手の移動速度が速い場合には、前回受信時のウエイトは今回受信時の適応信号処理における初期値としては有効ではない可能性があり、適応信号処理の収束に時間が掛かり最適なウエイトが得られない虞がある。しかし、この場合には、方向ウエイトにおける位相は逆拡散後収束処理を行わずに算出できるために収束が速く最適なウエイトとして得られるので、当該方向ウエイトを用いて受信処理することにより受信品質特性の改善効果を得ることができる。
【００７７】
また、ＣＤＭＡ方式においては、方向ベクトルの検出において、受信信号間の乗算や相関などを使用していないので、精度の高い方向ベクトルを検出することができる。
【００７８】
なお、本発明のアダプティブアレーアンテナシステムは、無線基地局や移動局などの無線装置に適用することができる。これにより、無線装置において、適切な指向性パターンによる無線信号の受信または送信が可能となり、通信品質が向上する。移動局としては、携帯電話機等の携帯型の無線端末や、自動車電話機等の移動物体に搭載される無線端末などがある。また、各種の無線通信方式に適用可能である。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、常に適切な重み係数（ウエイト）に基づいて受信処理することができ、この結果として得られたアレー出力信号は適切な指向性パターンに基づく受信信号となるので、通信品質が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。
【図２】第１のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図３】第２のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図４】第３のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図５】本発明の第２の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。
【図６】第４のウエイト選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図７】本発明の第３の実施形態によるアダプティブアレーアンテナシステムの構成を示すブロック図である。
【図８】従来の技術と本発明による受信品質特性のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
１−１〜Ｎ…アンテナ素子、２…無線送受信部、３…信号検出部、４…方向ベクトル検出部、５…適応信号処理部、６ａ，６ｂ，６ｂ−１，６ｂ−２…信号合成部、７…位相算出部、８…振幅算出部、９…方向ウエイト及び２乗誤差算出部、１０…ウエイト選択部、２１…受信品質特性測定部、３１…選択制御部、３２…出力選択部
Claims (11)
- 複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナにより無線信号を受信し、この受信信号を前記アレーアンテナの指向性パターンを形成するための重み係数により重み付けするアダプティブアレーアンテナシステムにおいて、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から所望信号の到来方向の位相情報を算出する位相算出手段と、
前記受信信号に基づく振幅を算出する振幅算出手段と、
前記算出された位相情報と振幅とから第１の重み係数を算出する第１の重み係数算出手段と、
を備えたことを特徴とするアダプティブアレーアンテナシステム。 - 適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出手段と、
前記算出された第１の重み係数または第２の重み係数の内、いずれか最適な重み係数を選択する選択手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナシステム。 - 適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出手段と、
前記算出された第１の重み係数により前記受信信号を重み付けして第１のアレー出力信号を生成する第１の信号生成手段と、
前記算出された第２の重み係数により前記受信信号を重み付けして第２のアレー出力信号を生成する第２の信号生成手段と、
前記第１のアレー出力信号または前記第２のアレー出力信号の内、いずれか最適なアレー出力信号を選択する選択手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナシステム。 - 前記選択手段は、前記第１の重み係数による重み付け結果と前記トレーニング信号に対応する所定の参照信号との誤差、及び前記第２の重み係数による重み付け結果と前記参照信号との誤差に基づいて選択することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のアダプティブアレーアンテナシステム。
- 前記第１の重み係数による重み付け結果から受信品質特性を測定し、また、前記第２の重み係数による重み付け結果から受信品質特性を測定する受信品質特性測定手段を備え、
前記選択手段は、前記受信品質特性測定手段の測定結果に基づいて選択することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のアダプティブアレーアンテナシステム。 - 前記第１のアレー出力信号から受信品質特性を測定し、また、前記第２のアレー出力信号から受信品質特性を測定する受信品質特性測定手段を備え、
前記選択手段は、前記受信品質特性測定手段の測定結果に基づいて選択することを特徴とする請求項３に記載のアダプティブアレーアンテナシステム。 - 前記振幅算出手段は、前記第２の重み係数から振幅を算出することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のアダプティブアレーアンテナシステム。
- 請求項１乃至請求項７のいずれかの項に記載のアダプティブアレーアンテナシステムを備え、前記アダプティブアレーアンテナシステムにより無線通信することを特徴とする無線装置。
- 複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナにより受信された信号を前記アレーアンテナの指向性パターンを形成するための重み係数により重み付けするアレーアンテナ指向性制御方法であって、
前記受信信号に含まれるトレーニング信号から所望信号の到来方向の位相情報を算出する位相算出過程と、
前記受信信号に基づく振幅を算出する振幅算出過程と、
前記算出された位相情報と振幅とから第１の重み係数を算出する第１の重み係数算出過程と、
を含むことを特徴とするアレーアンテナ指向性制御方法。 - 適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出過程と、
前記算出された第１の重み係数または第２の重み係数の内、いずれか最適な重み係数を選択する選択過程と、
を含むことを特徴とする請求項９に記載のアレーアンテナ指向性制御方法。 - 適応信号処理により、前記受信信号に含まれるトレーニング信号から第２の重み係数を算出する第２の重み係数算出過程と、
前記算出された第１の重み係数により前記受信信号を重み付けして第１のアレー出力信号を生成する第１の信号生成過程と、
前記算出された第２の重み係数により前記受信信号を重み付けして第２のアレー出力信号を生成する第２の信号生成過程と、
前記第１のアレー出力信号または前記第２のアレー出力信号の内、いずれか最適なアレー出力信号を選択する選択過程と、
を含むことを特徴とする請求項９に記載のアレーアンテナ指向性制御方法。
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