JP2004312963A - モータ制御装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】内燃機関に駆動連結された交流電動機の電機子コイルと直流電源の間に接続された3相の整流素子及びスイッチング素子を有し、上記直流電源からの直流電力を交流に変換して上記電機子コイルに給電するインバータの機能と上記交流電動機によって発電された交流電力を直流電力に変換して上記直流電源に給電するコンバータの機能とを有するモータ制御装置において、上記交流電動機を力行させる場合は、矩形波電圧を上記交流電動機の電機子コイルに印加する矩形波駆動制御を行い、上記交流電動機を発電させる場合は、上記交流電動機によって生成された交流電力を同期整流する同期整流制御を行う。
【選択図】 図2
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用交流電動機の制御装置に関し、特に力行制御及び発電制御を行う制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
車両用交流電動機の制御方法として、高周波のPWMを用いて素子をスイッチングさせ、交流電動機の電機子コイルに流れる電流の位相を交流電動機の誘起電圧に対して変化させることによって、力行や発電を行うPWM制御が知られている。
【0003】
特開2000−197204号公報には、交流電動機の電機子コイルに各相半周期(180°)毎に切り替わる矩形波電圧を与え、電機子コイルに流れる電流の位相をモータの誘起電圧に対して変化させ、交流電動機のトルクを制御する矩形波駆動制御が記載されている。更に、特開2002−218797号公報には、発電制御として、交流電動機の誘起電圧が電源電圧より高い領域で、交流電動機から発生する発電電流を整流している素子をスイッチングさせ、整流時の損失を低減させる同期整流制御が記載されている。
【0004】
【特許文献1】
特開2000−197204号公報
【特許文献2】
特開2002−218797号公報
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
PWM制御を用いて交流電動機を駆動させる場合、スイッチング周波数が高いため一定時間におけるスイッチング回数が多く、総合的に見るとスイッチング損失が増大する。また、スイッチングを行うスピードが速いため直流電圧のリップルが増大し、そのリップルを抑制するための大容量の平滑コンデンサが必要となり、モータ制御装置の寸法が大きくなる。交流電動機の誘起電圧はモータ制御装置の制御可能電圧よりも低くする必要があるため、高回転側では弱め界磁を行う。従って、そのための電流が必要となり効率が低下する。さらに、場合によってはスイッチング動作に起因して発生する騒音も問題となることもある。
【0006】
矩形波駆動制御を用いて交流電動機を駆動させる場合、スイッチング周波数はPWM制御に比べ低いので、平滑コンデンサを用いる必要はない。しかしながら、発電時に交流電動機から発生する発電電流は、損失の大きいスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードのみを通じて流れているため、スイッチング素子とダイオードを併用して整流動作を行う同期整流制御に比べて発電時の損失が大きい。
本発明の目的は、力行制御時に電圧の利用効率が高く発電時に発電効率が高い車両用交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、交流電動機を力行させる場合は、矩形波駆動制御を行い、交流電動機を発電させる場合は、同期整流制御を行う。
【0008】
力行時に矩形波駆動制御を行うことによって、交流電動機の電機子コイルに与える電圧は矩形波(1パルス)となる。即ち、交流電動機の電機子コイルに直流電源の最大電圧が与えられ、電圧利用率の向上が図られる。従って、高速回転域において行う弱め界磁制御に対して効率を向上させることができる。また、スイッチング周波数が低いのでスイッチング損失を低減させることができる。更にスイッチングスピードを遅くすることができるので、大容量の平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【0009】
発電時に同期整流制御を行うことによって、スイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを併用して整流するため、整流時の損失を低減でき発電効率の向上が図られる。また、矩形波駆動制御と同様にスイッチングスピードが遅いため、平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることできる。
また、力行時と発電時のいずれにおいても、スイッチング動作に起因する騒音問題が解決される。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。図1は、本発明の車両用モータ制御装置を搭載した車両の駆動系の構成を示している。同図に示すように、車両の駆動系は、内燃機関1と交流電動機(モータ/ジェネレータ)9とモータ制御装置3と直流電源(バッテリ)5とを有する。内燃機関1のクランクシャフトと交流電動機9の出力軸はベルトなどの動力伝達手段2を介して連結されている。また、交流電動機9とモータ制御装置3は、3相のパワーケーブル4及び励磁用ケーブル7によって接続されている。モータ制御装置3と直流電源(バッテリ)5は、直流パワーケーブル6を介して接続されている。
【0011】
モータ制御装置3は、交流電動機9をモータとして力行制御するときには、直流電源5からの直流電力を交流電力に変換するインバータ回路として作動し、交流電動機9を発電機として発電制御するときには、交流電動機9からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ(整流器)回路として作動する。
【0012】
内燃機関1を起動するとき、モータ制御装置3は、交流電動機9を力行制御する。即ち、交流電動機9には、直流電源5からモータ制御装置3を介して交流電力が供給される。交流電動機9の出力軸は、力行トルクを発生し、動力伝達手段2を介して内燃機関1のクランクシャフトを回転させる。内燃機関1が所定の回転数に達すると、ファイヤリングを開始する。本例では、交流電動機9は、スタータモータとしての役割を果たすことになる。
【0013】
内燃機関1が安定して自立運転をしているとき、モータ制御装置3は、交流電動機9への力行制御を停止し、発電制御を行う。即ち、交流電動機9は、内燃機関1の動力によって駆動され、発電を行う。発電によって発生した交流電力は、モータ制御装置3によって直流電力に変換され直流電源5へ充電される。
【0014】
このように、交流電動機9は、直流電源5からの電力供給によって動力を発生するモータとして機能すると共に、内燃機関1からの動力供給によって発電を行う発電機として機能する。
【0015】
図2を参照して、図1の駆動系の電気的構成について説明する。本例のモータ制御装置3は、パワーモジュール10、パワーモジュール駆動回路11、コントローラ12、及び励磁駆動回路15を有する。
【0016】
パワーモジュール10は、スイッチング素子(UP〜WN)と各スイッチング素子に逆並列に接続された整流素子を含む3相ブリッジ回路として構成されている。本例では、スイッチング素子として電解効果型トランジスタ(FET)を使用し、整流素子としてダイオードを使用する。
【0017】
交流電動機9はステータとロータとを有し、巻線界磁式の3相交流モータとして構成されている。動力伝達手段2に駆動連結されたロータには、励磁コイル14が装着され、ステータには、U相、V相、W相の電機子コイル16が設けられている。
【0018】
交流電動機9には、ロータの回転位置を検知するための磁極位置検出手段13が設けられている。交流電動機9のロータの励磁コイル14は、励磁駆動回路15によって給電される。また、励磁コイル14への印加電圧も、この励磁駆動回路15によって調整される。交流電動機9のステータの電機子コイル16の各相の出力線4は、パワーモジュール10の3相のスイッチング素子(UP〜WN)及び整流素子を介して、直流電源5の高電位側端子及び低電位側端子に接続された電源ライン6に接続されている。
【0019】
パワーモジュール10は、交流電動機9をモータとして力行制御するときには、直流電源5に蓄電された直流電力を直流/交流変換して電機子コイル16に給電するインバータ回路として作動する。また、パワーモジュール10は、交流電動機9を発電機として発電制御するときには、発電によって電機子コイル16から出力される交流電力を交流/直流変換して電源ライン6に給電するコンバータ(整流器)回路として作動する。こうしたパワーモジュール10の作動に係るスイッチング素子(UP〜WN)のオン/オフ操作は、パワーモジュール駆動回路11によって操作されている。
一方、コントローラ12には、後に説明するように、力行モードと発電モードを切替える切替え手段を有し、力行制御と発電制御を行う。
【0020】
図3を参照して、力行制御である矩形波駆動制御について説明する。図3は、力行制御において、交流電動機9のステータの電機子コイル16に供給する電流と電圧の関係を2軸(d−q軸)に変換したものを示す。励磁駆動回路15からの給電によってロータの励磁コイル14には、鎖交磁束φがd軸の正方向に発生する。この鎖交磁束φのベクトルに対して直交するq軸の正方向に電流を流すことによって力行作動が行われる。
【0021】
すなわち、Iqを電機子コイル16に流れる電流のq軸成分、Idを電機子コイル16に流れる電流のd軸成分とすれば、次に数1の式の関係が成立するように、電機子コイル16に与える印加電圧ベクトルVの位相θvを制御する。
【0022】
【数1】
Iq>0、Id=0
電機子コイル16に与える印加電圧ベクトルVの位相θvは次の式によって導かれる。
【0023】
【数2】
θv=θ+tan−1(Vq/Vd)
【0024】
ここで、θは磁極位置検出手段13によって検知した磁極位置又は電気角、Vqは電機子コイル16に与える印加電圧ベクトルVのq軸成分、Vdは印加電圧ベクトルVのd軸成分である。また、電機子コイル16に与える印加電圧ベクトルVに関して次の関係が成立する。
【0025】
【数3】
V=Vq+Vd
【0026】
【数4】
Vq=Iq・R+ω・φ−ω・Ld・Id
【0027】
【数5】
Vd=Id・R−ω・Lq・Iq
【0028】
ここで、Rは電機子コイル16の抵抗、ωは交流電動機9の回転速度、Lqは電機子コイル16のq軸インダクタンス成分、Ldは電機子コイル16のd軸インダクタンス成分を示す。
【0029】
以上の関係のように、電機子コイル16に与える印加電圧ベクトルVの位相θvは、回転速度ωと、鎖交磁束数φの変化に応じて逐次変化する。従って、本発明の例では、電機子コイル16に与える印加電圧ベクトルVのd軸成分Vdと印加電圧ベクトルVのq軸成分Vqの値は、回転速度ωと鎖交磁束数φをパラメータとしたマップにより算出する。
【0030】
図4を参照して説明する。図4の最初の曲線(1)は、電機子コイル16の各相の誘起電圧を示し、第2の曲線(2)は電機子コイル16の各相に与える印加電圧指令Vu、Vv、Vwを示す。第3の曲線(3)は磁極位置、即ち、電気角θを示し、第4の曲線(4)は、各スイッチング素子(UP〜WN)に与えるスイッチング命令信号を示す。本例では、曲線(3)の電気角θは、誘起電圧のU相の角度を示す。
第2の曲線(2)に示されるように、本例では、印加電圧Vu、Vv、Vwは、電気角が180°の範囲にて印加される。
【0031】
曲線(2)のU相の印加電圧指令Vuと磁極位置θを比較すると明らかなように、U相の印加電圧指令Vuの位相は磁極位置θに対して、印加電圧ベクトル位相θvだけ進んでいる。即ち、数2の式の関係がある。例えば、現在の磁極位置が0°のときは、U相の印加電圧指令Vuの位相は印加電圧ベクトル位相θvに等しくなる。
【0032】
曲線(2)と曲線(4)を比較すると明らかなように、電機子コイル16の各相に与える印加電圧指令Vu、Vv、Vwが求められると、それらの位相と同一のスイッチング命令信号が生成される。
【0033】
図5を参照してコントローラ12の構成のうち、力行制御に関する部分を説明する。コントローラ12は、力行制御を行うのか発電制御を行うのかを判断し、力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部19と矩形波駆動制御を行う力行制御部20とを有する。力行制御部20は、交流電動機9の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部21、交流電動機9の回転速度ωを演算する速度演算部22、ステータの電機子コイル16に鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部23、電機子コイル16に印加する電圧ベクトルVの位相θvを演算する電圧ベクトル位相演算部24及びパワーモジュール10のスイッチング素子(UP〜WN)に与えるスイッチング信号を生成するパルス発生部25を有する。これらの各構成部の動作は以下に図6を参照して説明する。
【0034】
図6を参照して本発明による力行時における矩形波駆動制御の動作を説明する。まず、ステップS1において、外部コントローラからの信号により、力行制御を行うのか発電制御を行うのかの判断を行う。力行制御の場合ステップS2へ進む。ステップS2にて、磁極位置検出手段13から出力されたパルス信号から磁極位置θを算出する。ステップS3にて、磁極位置検出手段13から出力されたパルス信号の時間的変化から実際の交流電動機9の速度ωを算出する。ステップS4にて、ステップS3で算出した速度ωと励磁駆動回路15によって検出されたロータの励磁コイル14の励磁電流Ifとから、ステータの電機子コイル16に鎖交する磁束量φを算出する。本例では、予め実験等で計測した、励磁電流Ifと速度ωをパラメータとした鎖交磁束数φのマップから対応する鎖交磁束数φを求める。
【0035】
ステップS5にて、ステップS4で算出した鎖交磁束数φ、速度ω及び磁極位置θから上述の数4の式及び数5の式を用いて電機子コイル16に印加する電圧ベクトルVのd軸成分Vdと、電圧ベクトルVのq軸成分Vqを算出する。そして、Vd、Vq、θから電圧ベクトルVの位相θvを数2の式を用いて算出する。
【0036】
ステップS6にて、ステップS5にて算出された電圧ベクトル位相θvに基づいて、印加電圧Vu、Vv、Vwの位相又はタイミングが得られる。印加電圧Vu、Vv、Vwの位相又はタイミングに基づいて、スイッチング命令信号を生成する。
【0037】
本例では、力行時に矩形波駆動制御を行うから、交流電動機の電機子コイルに与える電圧は矩形波(1パルス)となり、直流回路の最大電圧が与えられ、電圧利用率の向上が図られる。従って、高速回転域において行う弱め界磁制御に対し効率を向上させることができる。また、スイッチング周波数が低いのでスイッチング損失を低減させることができる。更にスイッチングスピードを遅くすることができるので、大容量の平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【0038】
本発明による矩形波駆動制御では、PWM制御のように電機子コイル16に流れる電流をフィードバック制御せず、図4の曲線(2)(4)に示したように、電気角θの半周期(180°)のデューティーにて、直流電源5の電圧が直接電機子コイル16に印加される。従って、電機子コイル16のインピーダンスが低くなる低速時や停止時には大電流がパワーモジュール10や交流電動機9に流れ、パワーモジュール10内のスイッチング素子(UP〜WN)が破損したり、交流電動機9が異常過熱する恐れがある。従って、電機子コイル16のインピーダンスは、直流電源5の電圧が印加されても、パワーモジュール10や交流電動機9に許容電流値以上の電流が流れることがないように、設定しなければならない。本例では、数4の式及び数5の式に示した電機子コイル16の抵抗Rの値を、パワーモジュール10や交流電動機9に許容電流値以上の電流が流れることがないように、設定する。
【0039】
また、電機子コイル16のインピーダンスが低くなる低速時や停止時には、許容電流値以上の電流が流れる過電流状態になることを防止するために、印加電圧のパルス幅を本来の180°から180°以下のパルス幅に絞って、電機子コイル16に流れる電流を減少させてよい。即ち、電気角θの半周期(180°)より小さいデューティーにて、電機子コイル16に電圧が印加される。
【0040】
図7を参照して説明する。図7の最初の曲線(1)は、電機子コイル16の各相の誘起電圧を示し、第2の曲線(2)は電機子コイル16の各相に与える印加電圧指令Vu、Vv、Vwを示す。第3の曲線(3)は磁極位置、即ち、電気角θを示し、第4の曲線(4)は、各スイッチング素子(UP〜WN)に与えるスイッチング命令信号を示す。
第2の曲線(2)に示されるように、本例では、印加電圧Vu、Vv、Vwは、電気角が180°より小さの範囲にて印加される。
【0041】
図8は電機子コイル16の各相に与えられる印加電圧のパルス幅(デューティー)と交流電動機9の回転速度ωの関係を示す。交流電動機9の回転速度ωが大きい領域では、印加電圧のパルス幅は180°であるが、交流電動機9の回転速度ωが規定速度ω1以下の速度領域では、回転速度が低下するにつれて印加電圧のパルス幅は下限値x°まで絞られ、低速時や停止時の過電流を防止する。
【0042】
また、直流電源5の電圧が上昇した場合にも電機子コイル16に過電流が流れる恐れがある。従って、直流電源5の電圧が規定値以上になった場合に図7に示したように印加電圧のパルス幅を絞ってよい。
【0043】
図9は電機子コイル16の各相に与えられる印加電圧のパルス幅と直流電源5の電圧の関係を示す。直流電源5の電圧が規定電圧V1以下の領域では印加電圧のパルス幅は180°であるが、直流電源5の電圧が規定電圧V1より高くなると印加電圧のパルス幅は下限値x°まで絞られ、電圧上昇時の過電流を防止する。
【0044】
また、スイッチング素子(UP〜WN)の温度、または交流電動機9の温度が上昇した場合、印加電圧のパルス幅を絞り、電機子コイル16とスイッチング素子(UP〜WN)に流れる電流を減少させて、それぞれの許容温度を超えないように制御してよい。
【0045】
図10は電機子コイル16の各相に与えられる印加電圧のパルス幅とスイッチング素子(UP〜WN)の温度の関係を示す。スイッチング素子(UP〜WN)の温度が規定温度TI1以下では印加電圧のパルス幅は180°であるが、スイッチング素子(UP〜WN)の温度が規定温度TI1より高くなると、印加電圧のパルス幅は下限値x°まで絞られる。
【0046】
図11は電機子コイル16の各相に与えられる印加電圧のパルス幅と電機子コイル16の温度の関係を示す。電機子コイル16の温度が規定温度TM1以下では、印加電圧のパルス幅は180°であるが、電機子コイル16の温度が規定温度TM1より高くなると印加電圧のパルス幅は下限値y°まで絞られる。
【0047】
こうして本例では、電機子コイル16の各相に与えられる印加電圧のパルス幅を絞ることによって、電機子コイル16及びスイッチング素子(UP〜WN)が過温度状態になるのを防止する。尚、スイッチング素子(UP〜W)の温度上昇を防止するために絞った印加電圧のパルス幅と、電機子コイル16の温度上昇を防止するために絞った印加電圧のパルス幅を比較して、より小さい方のパルス幅を選択する。
【0048】
図12を参照してコントローラ12の構成のうち、発電制御に関する部分を説明する。コントローラ12は、力行制御を行うのか発電制御を行うのかを判断し、力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部19と同期整流制御を行う発電制御部30とを有する。発電制御部30は、交流電動機9の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部31、交流電動機9の回転速度ωを演算する速度演算部32、ステータの電機子コイル16に鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部33、交流電動機9の電機子コイル16の各相誘起電圧Vue、Vve、Vweを演算する誘起電圧演算部34、直流電源5の電圧VBを検出する直流電圧検出部35、誘起電圧Vue、Vve、Vweの線間値と直流電源5の電圧VBを比較する電圧比較部36、電圧比較部36の比較結果に基づいてパワーモジュール10のスイッチング素子(UP〜WN)に与えるスイッチング信号のパルスの周期を演算するパルス周期演算部37及びスイッチング信号を生成するパルス発生部38を有する。
【0049】
図13及び図14を参照して、パルス周期演算部37の動作を説明する。図13は、バッテリ電圧VBが誘起電圧線間値の下限値Veより低い場合、図14は誘起電圧線間値の下限値Veより高い場合の動作説明図である。図13及び図14において曲線(a)は交流電動機9の各誘起電圧Vue、Vve、Vwe波形、曲線(b)は各誘起電圧の線間値、曲線(c)は磁極位置信号θ、曲線(d)は誘起電圧とバッテリ電圧VBによって制御する各相スイッチング素子(UP〜WN)のパルス信号波形を示す。
磁極位置θと各相誘起電圧の関係は、各相誘起電圧最大値Eu0、Ev0、Ew0がemであるとすると次式で表される。
【0050】
【数6】
Vue=−Eu0・sinθ=−em・sinθ
【0051】
【数7】
Vve=−Ev0・sin(θ+2π/3)=−em・sin(θ+2π/3)
【0052】
【数8】
Vwe=−Ew0・sin(θ−2π/3)=−em・sin(θ−2π/3)
【0053】
また、図13及び図14の曲線(a)(b)に示すように、誘起電圧線間値が下限値Veとなる時刻は、誘起電圧の相電圧値がem/2となる時刻と同じである。
【0054】
まず、図13に示すようにバッテリ電圧VBが誘起電圧線間値の下限値Veより低い場合について発電時の動作を説明する。この場合の整流動作は、誘起電圧Vue、Vve、Vweの大きさにより導通するスイッチング素子(UP〜WN)が順次移行することによって誘起電圧を直流電圧に変換し、直流電源5を充電する。すなわち、上アーム側のスイッチング素子UP、VP、WPは各相の誘起電圧が最大値となる相が順次導通状態となる。他方、下アーム側のスイッチング素子UN、VN、WNは各相の誘起電圧が最小値となる相が順次導通状態となる。このように誘起電圧の大きさによって導通するスイッチング素子が移行することによって整流動作が行われ直流電源5が充電される。
【0055】
次に図14に示すバッテリ電圧VBが誘起電圧線間値の下限値Veより高い場合について動作を説明する。図14に示すようにバッテリ電圧VBが高い場合、各スイッチング素子(UP〜WN)がONして導通状態となるのは図示のように、上アーム側では誘起電圧の相電圧値が最大となる相で、かつ誘起電圧線間値がバッテリ電圧VBより高い範囲である。また、下アーム側では誘起電圧の相電圧値が最小となる相で、図14(d)に示す範囲で導通状態となる。
【0056】
図15を参照して本発明による発電時における同期整流制御の動作を説明する。まず、ステップS1において、外部コントローラからの信号により、力行制御を行うのか発電制御を行うのかの判断を行う。同期整流制御の場合には、ステップS10へ進む。ステップS10にて、磁極位置検出手段13から出力されたパルス信号から磁極位置θを算出する。ステップS11にて、磁極位置検出手段13から出力されたパルス信号の時間的変化から実際の交流電動機9の速度ωを算出する。ステップS12にて、ステップS11で算出した速度ωと励磁駆動回路15によって検出されたロータの励磁コイル14の励磁電流Ifとから、ステータの電機子コイル16に鎖交する磁束量φを算出する。本例では、予め実験等で計測した、励磁電流Ifと速度ωをパラメータとした鎖交磁束数φのマップから対応する鎖交磁束数φを求める。
【0057】
ステップS13にて、ステップS12にて算出した鎖交磁束数φ、ステップS11にて算出した速度ω、及び、ステップS10にて算出した磁極位置θから、上述の数6の式、数7の式及び数8の式を用いて各相の誘起電圧(Vue、Vve、Vwe)を算出する。また、以下の式に従って、各誘起電圧の線間値(Vuv、Vvw、Vwu)を算出する。
【0058】
【数9】
Vuv = Vue − Vve
【0059】
【数10】
Vvw = Vve − Vwe
【0060】
【数11】
Vwu = Vwe − Vue
【0061】
また、ステップS14にて、直流電源5の電圧を検出する。ステップS15にて、ステップS14にて検出したバッテリ電圧VBとステップS13にて算出した各誘起電圧の線間値(Vuv、Vvw、Vwu)とを比較する。ステップS16にて、ステップS15の比較結果に基づいて、図13及び図14に示したように、各スイッチング素子(UP〜WN)に与えるパルス周期を演算する。ステップS6にて、それぞれのパルス出力処理を行い同期整流制御を行っている。
【0062】
本例では、発電時に同期整流制御を行い、スイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを併用して整流する。従って、整流時の損失を低減でき発電効率の向上が図られる。また、矩形波駆動制御と同様にスイッチングスピードが遅いため、平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【0063】
上述の同期整流制御では、誘起電圧(Vuv、Vvw、Vwu)を算出し、各誘起電圧の線間値(Vuv、Vvw、Vwu)とバッテリ電圧VBと比較して各スイッチング素子(UP〜WN)をスイッチングするタイミングを演算する。しかしながら、各スイッチング素子(UP〜WN)の両端子間の電位(ソース・ドレイン間の電位)を検出する手段を設け、その検出した電位が規定値以下になった素子をスイッチングしてもよい。すなわち、交流電動機9が発電した電流が各スイッチング素子において整流される際、各スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを導通するが、その導通したダイオードが接続されたスイッチング素子の両端子間電位(ソース・ドレイン間の電位)はダイオードの順電圧付近まで低下することを利用したものである。
【0064】
交流電動機9は動力伝達手段2を介して内燃機関1に連結されている。従って、内燃機関1がアイドリング回転中であっても、交流電動機9による発電が可能である必要がある。上述したように交流電動機9による発電が可能であるのは、各誘起電圧の線間値(Vuv、Vvw、Vwu)がバッテリ電圧VBよりも高い場合である。従って、内燃機関1がアイドリング回転中でも、交流電動機9の誘起電圧(Vuv、Vvw、Vwu)は、バッテリ電圧VBよりも大きい領域を有するようにしなければならない。
【0065】
図16を参照して、力行制御と発電制御を切替える方法の例を説明する。上述の例では、外部コントローラからの切替え指令信号18によって力行制御と発電制御を切替えた。しかしながら、交流電動機9の速度ωに基づいて、力行制御と発電制御を切替えてもよい。本例では、図16に示すように、交流電動機9の速度ωが規定速度ω0以下では、力行制御を行い、規定速度ω0より大きい場合には、発電制御を行う。即ち、交流電動機9の速度ωが0から規定速度ω0までは、内燃機関1を起動させるために力行制御を行い、内燃機関1の回転をアイドリング回転数まで上昇させる。そして内燃機関1が完爆して交流電動機9の速度ωが規定速度ω0以上になったら発電制御に切り替える。
【0066】
図17を参照して、力行制御と発電制御を切り換える方法の他の例を説明する。本例では、内燃機関1の起動指令信号が入力されてから、規定時間t0までは力行制御を行い、それ以降は発電制御に切替える。すなわち、内燃機関1の起動指令信号が入力されてから、規定時間t0まで、力行制御を行い、内燃機関1を起動させる。規定時間t0が経過したとき内燃機関は完爆していると判断して、発電制御へと切り替える。
【0067】
以上、本発明の例を説明したが、本発明は、上述の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲にて、様々な変更が可能であることは当業者に理解されよう。
【0068】
【発明の効果】
本発明によると、力行時に矩形波駆動制御を行うから、電圧利用率を向上させることができる効果がある。
【0069】
本発明によると、発電時に同期整流制御を行うから、発電効率を向上させることができる効果がある。
本発明によると、力行時と発電時のいずれにおいても、スイッチング動作に起因する騒音が解決される効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による車両用モータ制御装置を搭載した車両の駆動系の構成を示す図である。
【図2】本発明による車両用モータ制御装置を含む電気的回路構成を示す図である。
【図3】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの印加電圧ベクトルをd−q軸成分に分解して示した図である。
【図4】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、各相誘起電圧、電機子コイルの印加電圧指令、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルス信号のタイムチャート図である。
【図5】本発明による矩形波駆動制御を行う力行制御部の構成を示す図である。
【図6】本発明による力行時の矩形波駆動制御の処理を示す流れ図である。
【図7】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの印加電圧指令のパルス幅を絞った場合、各相誘起電圧、電機子コイルの印加電圧指令、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図8】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、交流電動機の回転速度と電機子コイルの印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図9】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、バッテリ電圧と電機子コイルの印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図10】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、スイッチング素子の温度と印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図11】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの温度と印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図12】本発明による同期整流制御を行う発電制御部の構成を示す図である。
【図13】本発明による発電時の同期整流制御において、バッテリ電圧が誘起電圧線間値Veより低い場合、各相誘起電圧、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図14】本発明による発電時の同期整流制御において、バッテリ電圧が誘起電圧線間値Veより高い場合、各相誘起電圧、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図15】本発明による発電時の同期整流制御の処理を示す流れ図である。
【図16】本発明による力行制御と発電制御の切替えタイミングの例を示す図である。
【図17】本発明による力行制御と発電制御の切替えタイミングの他の例を示す図である。
【符号の説明】
1…内燃機関、2…動力伝達手段、3…モータ制御装置(モータ制御装置)、4…3相パワーケーブル、5…直流電源、6…直流パワーケーブル、7…励磁側ケーブル、9…交流電動機、10…パワーモジュール、11…パワーモジュール駆動回路、12…コントローラ、13…磁極位置検出手段、14…励磁コイル、15…励磁駆動回路、16…電機子コイル、18…外部コントローラからの力行/発電切り替え指令
Claims (14)
- 内燃機関に駆動連結された交流電動機の電機子コイルと直流電源の間に接続された3相の整流素子及びスイッチング素子を有し、上記直流電源からの直流電力を交流に変換して上記電機子コイルに給電するインバータの機能と上記交流電動機によって発電された交流電力を直流電力に変換して上記直流電源に給電するコンバータの機能とを有するモータ制御装置において、
上記交流電動機を力行させる場合は、矩形波電圧を上記交流電動機の電機子コイルに印加する矩形波駆動制御を行い、上記交流電動機を発電させる場合は、上記交流電動機によって生成された交流電力を同期整流する同期整流制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項1に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに矩形波電圧を印加したとき、上記スイッチング素子に流れる電流は上記スイッチング素子の最大許容電流値以下となるように構成されていることを特徴とするモータ制御装置。
- 請求項2に記載のモータ制御装置において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記スイッチング素子に流れる電流が上記スイッチング素子の最大許容電流値以下となるように、設定されることを特徴とするモータ制御装置。
- 請求項2に記載のモータ制御装置において、上記電機子コイルの抵抗値は、上記スイッチング素子に流れる電流が上記スイッチング素子の最大許容電流値以下となるように、設定されることを特徴とするモータ制御装置。
- 請求項1に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記交流電動機の電気角の半周期(180°)を最大とし、上記交流電動機の速度が低くなるに従って減少することを特徴とするモータ制御装置。
- 請求項1に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記交流電動機の電気角の半周期(180°)を最大とし、上記直流電源の電圧が高くなるに従って減少することを特徴とするモータ制御装置。
- 請求項6に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記直流電源の電圧が高い状態のとき、上記スイッチング素子に流れる電流が上記スイッチング素子の最大許容電流値以下となるように、設定されることを特徴とモータ制御装置。
- 請求項1に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記交流電動機の電気角の半周期(180°)を最大とし、上記電機子コイルの温度もしくはスイッチング素子の温度が上昇するに従って減少することを特徴とするモータ制御装置。
- 請求項8に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記電機子コイルの温度もしくは上記スイッチング素子の温度が高い状態とき上記スイッチング素子に流れる電流が、上記電機子コイルもしくは上記スイッチング素子の許容温度以下となるように設定されることを特徴とするモータ制御装置。
- 請求項1に記載のモータ制御装置において、上記交流電動機の回転速度が規定速度よりも小さいときに上記矩形波駆動制御による力行を行い、上記交流電動機の回転速度が規定速度より大きいときに上記同期整流制御による発電を行うことを特徴とするモータ制御装置。
- 請求項1に記載のモータ制御装置において、上記内燃機関の起動開始から規定時間が経過していないときには、上記矩形波駆動制御による力行を行い、上記内燃機関の起動開始から規定時間が経過したときには、上記同期整流制御による発電を行うことを特徴とするモータ制御装置。
- 内燃機関に接続された交流電動機に対して力行制御及び発電制御を行うためのモータ制御装置において、整流素子及びスイッチング素子を含み直流を交流に変換するインバータ機能と交流を直流に変換するコンバータ機能を有するパワーモジュールと、上記交流電動機に対する力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部と、該力行・発電切替え部によって力行制御に切替えられたとき上記交流電動機を力行制御する力行制御部と、を有し、該力行制御部は、上記交流電動機の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部と、上記交流電動機の回転速度ωを演算する速度演算部と、上記交流電動機のステータの電機子コイルに鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部と、上記交流電動機のステータの電機子コイルに与える印加電圧ベクトルVの位相θvを演算する電圧ベクトル位相演算部と、上記パワーモジュールのスイッチング素子に与えるスイッチング信号を生成するパルス発生部とを有し、力行時に上記交流電動機に対して矩形波駆動制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
- 内燃機関に接続された交流電動機に対して力行制御及び発電制御を行うためのモータ制御装置において、整流素子及びスイッチング素子を含み直流を交流に変換するインバータ機能と交流を直流に変換するコンバータ機能を有するパワーモジュールと、上記交流電動機に対する力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部と、該力行・発電切替え部によって発電制御に切替えられたとき上記交流電動機を発電制御する発電制御部と、を有し、該発電制御部は、上記交流電動機の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部と、上記交流電動機の回転速度ωを演算する速度演算部と、上記交流電動機のステータの電機子コイルに鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部と、上記交流電動機のロータの電機子コイルの各相誘起電圧Vue、Vve、Vweを演算する誘起電圧演算部と、上記パワーモジュールに接続された直流電源の電圧VBを検出する直流電圧検出部と、上記誘起電圧Vue、Vve、Vweの線間値と上記直流電源の電圧VBを比較する電圧比較部と、該電圧比較部の比較結果に基づいて上記パワーモジュールのスイッチング素子に与えるスイッチング信号のパルスの周期を演算するパルス周期演算部と、該パルス周期演算部からのパルス周期に基づいて上記パワーモジュールのスイッチング素子に与えるスイッチング信号を生成するパルス発生部と、を有し、発電時に、上記交流電動機に対して同期整流制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
- 上記交流電動機は、上記内燃機関がアイドリング回転状態のときに上記誘起電圧が上記直流電源の電圧より高いことを特徴とする請求項13に記載のモータ制御装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003106907A JP4049698B2 (ja) | 2003-04-10 | 2003-04-10 | モータ制御装置 |
EP04008603A EP1466779A3 (en) | 2003-04-10 | 2004-04-08 | Motor control device |
US10/821,244 US20050001582A1 (en) | 2003-04-10 | 2004-04-09 | Motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003106907A JP4049698B2 (ja) | 2003-04-10 | 2003-04-10 | モータ制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004312963A true JP2004312963A (ja) | 2004-11-04 |
JP4049698B2 JP4049698B2 (ja) | 2008-02-20 |
Family
ID=33468949
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003106907A Expired - Fee Related JP4049698B2 (ja) | 2003-04-10 | 2003-04-10 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4049698B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101422936B1 (ko) | 2012-11-30 | 2014-07-23 | 삼성전기주식회사 | 모터 구동 제어 장치, 모터 구동 제어 방법 및 그를 이용한 모터 |
-
2003
- 2003-04-10 JP JP2003106907A patent/JP4049698B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4049698B2 (ja) | 2008-02-20 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061218 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070109 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070312 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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|
R350 | Written notification of registration of transfer |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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